JPH0722247B2

JPH0722247B2 - 帰還増幅器

Info

Publication number: JPH0722247B2
Application number: JP58185810A
Authority: JP
Inventors: ア−サ−・ジエ−ムス・メツツ
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1982-10-04
Filing date: 1983-10-04
Publication date: 1995-03-08
Anticipated expiration: 2010-03-08
Also published as: US4481480A; JPS5986315A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は帰還増幅器、特にオシロスコープの増幅回路等
の使用するのに好適な広帯域増幅器に関する。

発明の背景並列及び直列帰還増幅器は、入出力端間に抵抗素子を有
し、これにより利得（増幅度）を正確に定める形式の増
幅器である。この種増幅器は極めて広範囲の用途がある
ので、電子産業では広く普及している。また容量（コン
デンサ）補償回路を用いて過渡又は高周波応答特性の安
定化及び最適化を図ることも普通である。この補償の為
に、一般には帰還抵抗器に並列に可変コンデンサを接続
し、最適な補償が得られるように調整している。この可
変コンデンサの欠点の１つは、補償したい回路に大きな
寄生容量及びインダクタンスを付加するので、最適の過
渡特性を得るべく調整が困難であることである。また、
回路に２個以上の帰還コンデンサを使用すると、問題が
一層複雑となることである。更に、温度や電圧に応じて
帰還容量を調整することは今まで非現実的であつた。

発明の目的従つて、本発明の目的は帰還増幅器の新規な補償方法及
び装置を提供することである。

本発明の他の目的は電圧制御により増幅器の加算点へコ
ンデンサ電流を可変比率で流すことにより実効帰還容量
を変化する帰還増幅器の電圧制御型補償回路を提供する
ことである。

本発明の更に他の目的は、大きな寄生容量及びインダク
タンスを生じることなく実効帰還容量を直線状に可変で
きる帰還増幅器の補償回路を提供することである。

本発明の別の目的は、単一の制御電圧を使用して１個以
上の同様設計の増幅器の補償が調整できる補償回路を提
供することである。

本発明の更に別の目的は、差動帰還増幅器の補償が調整
可能な補償回路を提供することである。

発明の要約本発明によると、電圧制御型の補償回路を有し、可変コ
ンデンサに付随していた寄生容量及びインダクタンスを
生じることなく実効帰還容量が可変できる補償帰還増幅
器が得られる。

この補償回路は２個の固定コンデンサを含み、実効的に
並列に接続され、補償したい帰還増幅器の出力から入力
端への帰還容量の所定中心値を定める。第１のコンデン
サは出力端から入力端へ直接々続される。この入力端
は、並列帰還増幅器の場合には、所謂演算増幅器の作用
により仮想接地電位にある。第２コンデンサは、出力端
から他の仮想接地点へ接続されるが、この他の仮想接地
点では、コンデンサからの交流電流が変化する割合で帰
還増幅器の仮想接地点へ供給されて帰還ループを完成す
る。この第２コンデンサからの電流の割合と電流ステア
リングは可変直流電圧によりバイアス制御可能なマルチ
プライヤにより行なわれる。

この補償技術は単一の過渡特性制御電圧により２以上の
帰還増幅器回路又は差動増幅器回路を制御できるので、
単一半導体チツプ上に製造した同様の設計の２以上の増
幅器を有する集積回路において特に重要である。また、
種々の周囲温度条件下で増幅器の過渡特性を最適化する
べく、制御電圧に所望温度係数を持たせることが容易で
ある。補償回路にマルチプライヤを使用することによ
り、可変容量ダイオード回路網を使用する如き他の電圧
制御型容量可変技法によつては実現し得ない線形制御が
可能であるという効果が得られる。これにより、帰還容
量を入力電圧の関数として線形に可変することができ
る。一例としては、オシロスコープのＺ軸（輝度制御）
駆動における如く、補償を出力電圧の関数により行うこ
ともできる。

実施例の説明以下、実施例の基づいて本発明の帰還増幅器を詳細に説
明する。先ず、第１図は従来の補償並列帰還増幅器を示
し、反転入力を回路入力端（12）に接続し、非反転入力
を接地し、出力を出力端（14）に接続した演算増幅器
（10）より成る。利得設定用帰還抵抗器（16）を増幅器
（10）の出力からその反転入力へ接続し、それと並列に
補償コンデンサ（18）を接続している。入力信号は電流
入力−I_INであつて、抵抗器（16）を流れ出力端（14）
に電圧信号V_OUTを発生する。適切な補償を得る典型的な
手法は、入力端（12）にステツプ関数パルス電流を供給
して、出力電圧ステツプの前縁が矩形状の正しい波形と
なるようコンデンサ（18）を調整することである。増幅
器（10）の非反転入力を接地しているので、その反転入
力は演算増幅作用により仮想接地されており、即ち帰還
抵抗器（及びダイナミツク即ちAC条件下ではコンデン
サ）を通して十分な電流を流して反転及び非反転入力を
同一電位に維持する。

第２図は本発明による電圧制御型補償回路を設けた補償
並列帰還増幅器の一例を示す。ここで、演算増幅器（1
0）を含む並列帰還増幅器は第１図に関し説明したもの
と同じである。しかし、第１図の可変コンデンサ（18）
の代りに容量C_FB1を有する第１帰還コンデンサ（20）を
用い、更に容量C_FB2を有する第２コンデンサ（22）を用
い、この特定増幅器下ではとなるように選定している。しかし、後述のとおり、実
効容量（キヤパシタンス）は、コンデンサ（22）から増
幅器加算点（24）への電流量を制御することにより可変
できる。コンデンサ（20）は増幅器（10）の出力からそ
の反転入力である加算点（24）へ接続している。一方、
コンデンサ（22）は増幅器（10）の出力からエミツタ結
合トランジス対（30）−（32）のエミツタへ接続する。
このトランジスタ対（30）−（32）は他のエミツタ結合
トランジスタ対（34）−（36）及びダイオード（38）−
（40）と共にギルバード発明の米国特許第3,689,752号
に開示する線形マルチプライヤを構成する。トランジス
タ（30）と（34）とのコレクタは加算点（24）に接続
し、トランジスタ（32）と（36）とのコレクタは接地し
ている。両トランジスタ対（30）−（32）及び（34）−
（36）の共通エミツタには夫々定電流源（46）及び（4
4）に接続している。定電流源（48）を加算点（24）に
接続してトランジスタ（30）−（34）のコレクタ電流を
供給する。定電流源（44），（46）及び（48）の大きさ
は等しい値I_Eであり、定常状態下のトランジスタ（32）
及び（36）のコレクタ電流もまたI_Eとなる。

トランジスタ（30）−（36）のベースは共通接地し、ト
ランジスタ（32）−（34）のベースはダイオード（38）
−（40）、両ダイオードの共通アノードと正電源＋Ｖ間
に接地した抵抗器（50）、抵抗器（52）及び接地と負電
源−Ｖ間に接続したポテンシヨメータ（54）を含むバイ
アス回路網に接続する。

ポテンシヨメータ（54）の摺動子における直流電圧が実
効帰還容量を制御する理由を理解するため、次の状態を
検討する。先ず、摺動子がポテンシヨメータ（54）の上
端、即ち接地端にあるとする。この状態下ではトランジ
スタ（32）−（34）が常時電流I_Eのすべてを流しており
トランジスタ（30）−（36）はオフである。よつて、コ
ンデンサ（22）を流れる電流はトランジスタ（32）を介
して接地に流れるので実質的に回路から外れており、コ
ンデンサ（20）のみが全帰還容量となる。これに対し
て、摺動子がポテンシヨメータ（54）下端、即ち電源−
Ｖにある場合には、トランジスタ（30）−（36）が導通
してI_E全部を流し、（32）−（34）はオフである。その
結果、コンデンサ（22）を流れる電流はトランジスタ
（30）を介して仮想接地の加算点（24）に供給される。
次に、摺動子がポテンシヨメータ（54）の中点にあれば
４個のトランジスタ（30）乃至（36）は等しく導通する
ので、コンデンサ（22）の電流はトランジスタ（30）と
（32）に２等分される。そこで、ポテンシヨメータ（5
4）の摺動子をその全レンジにわたり調整すると、コン
デンサ（22）を流れる電流はトランジスタ（30）と（3
2）間で分流されることが判る。これを要約すると、ポ
テンシヨメータ（54）を調整することにより、コンデン
サ（22）を流れる電流のうち加算点（24）に達する電流
の割合は変化するので、実効帰還容量を調整することが
できる。コンデンサ（22）の電流に関する限り、トラン
ジスタ（30）と（32）間で分割されるポテンシヨメータ
（54）による制御は、ダイオード（38）と（40）による
線形化作用により線形となる点に注目されたい。なお素
子（30）〜（54）は可変電流制御手段を構成する。

本発明の補償回路を使用するプツシユプル、即ち差動増
幅器の実施例を第３図に示す。必要に応じて第２図と同
じ参照符号を用い、プツシユプルの他側については一側
の符号にダツシユを付している。入力差動電流信号を入
力端子（12）−（12′）に供給し、出力差動電圧信号を
出力端子（14）−（14′）から得る。トランジスタ（3
2）−（36）のコレクタは、第２図のシンプルエンド増
幅器の場合のように接地するのではなく、増幅器（1
0′）の加算点（24′）へ正帰還するよう接続する。コ
ンデンサ（22′）はトランジスタ（34）−（36）共通エ
ミツタから増幅器（10′）の出力へ接続する。電流源
（48′）によりトランジスタ（32）−（36）のコレクタ
電流を供給する。その他の点では、増幅器（10′）と帰
還素子（16′），（20′）は夫々増幅器（10）、抵抗器
（16）及びコンデンサ（20）と実質的に同一である。補
償回路の中間設定では、コンデンサ（22）からの正帰還
によりコンデンサ（22′）からの負帰還を打消すので、
実効帰還容量の調整レンジはC_FB1−C_FB2からC_FB1＋C_FB2
までである。単一のポテンシヨメータ（54）の調整によ
り、プツシユプル増幅器の両側に対して等しく補償及び
過渡特性調整を行うことが判る。このことは、この回路
構成を集積回路化する場合に特に好適である。

第４図は本発明による電圧制御補償回路を用いる直列帰
還増幅器を示す。この増幅器を第２図の並列帰還増幅器
と対比して、相違点についてのみ以下説明することとす
る。また、対応素子には同様参照符号を用いている。電
圧源（60）は信号源であつて、増幅器（10）の非反転入
力に接続している。抵抗器（62）を増幅器（10）の反転
入力と接地間に接続する。動作を説明すると、増幅器
（10）の反転及び非反転入力は平衡すべく動作するの
で、入力信号電圧が抵抗器（62）両端に現われ、その電
流は帰還抵抗器（16）を流れて出力電圧を発生する。よ
つて、出力電圧は入力電圧と同極性であり、増幅器の利
得は抵抗器（16）と（62）の比により決まること周知の
とおりである。補償メカニズムは第２図の場合と略同様
であるが、抵抗器（16）と（62）の接続点即ち増幅器
（10）の反転入力は、この場合に仮想接地ではない。

第５図は並列帰還増幅器の他の例であり、この例では補
償は出力電圧の関数である点で他の実施例と相違する。
ここでは、出力電圧は抵抗器（70）を介してトランジス
タ（32）−（34）のベースへ結合して各エミツタ結合対
を流れる電流の平衡度を制御する。過渡応答電流をコン
デンサ（22）を介してトランジスタ（30）−（32）のエ
ミツタに前記の場合と同様に注入する。ダイオード（3
8）−（40）は、この実施例では多少違つた接続形態で
あり、出力電圧をトランジスタ（32）−（34）のベース
に印加し、これにより線形化作用を行つている。抵抗器
（72）はバイアス抵抗器として付加している。この増幅
器は例えば陰極線管（CRT）のＺ軸、即ち輝度駆動にお
ける電圧レベル設定用に好適である。この型の増幅器に
あつては、大振幅出力ステツプに対しては応答が著しく
遅れる。よつて、コンデンサ（22）から接地へ大量のAC
電流を流してピーキング効果を達成する。勿論、小ステ
ツプに対しては多くのAC電流がトランジスタ（30）を介
して加算点（24）に供給される。

以上は本発明の帰還増幅器を実施例に即して説明した
が、当業者には本発明の要旨を逸脱することなく多くの
変更変形が可能であることが理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来帰還増幅器を示す接続図、第２図乃至第５
図は本発明による帰還増幅器の夫々異なる好適実施例を
示す接続図である。（10）及び（10′）は夫々増幅器、（16）及び（16′）
は夫々帰還抵抗器、（20）及び（20′）は夫々帰還コン
デンサ、（22）及び（22′）は夫々コンデンサ、（30）
〜（54）は可変電流制御手段である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】増幅器と、該増幅器の反転入力端及び出力端間に互に並列に接続さ
れた第１の帰還コンデンサ及び抵抗器と、一端が上記増幅器の出力端に接続された第２の帰還コン
デンサと、少なくとも一対の差動エミッタ結合トランジスタで構成
され、該一対のトランジスタのエミッタが上記第２の帰
還コンデンサの他端に接続され、上記一対のトランジス
タの一方のトランジスタのコレクタが上記反転入力端の
接続され、上記第２の帰還コンデンサを介して流れる電
流を上記第２の帰還コンデンサの他端から受け、可変制
御電圧の応じて連続的に可変した出力電流を発生するマ
ルチプライアを有し、上記増幅器の反転入力端に上記出
力電流を供給する可変電流制御手段とを具え、上記増幅器の出力端及び反転入力端間で流れる帰還電流
の量を連続的に制御して、実効帰還容量を可変にしたこ
とを特徴とする帰還増幅器。