JPH07222452A - 瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路 - Google Patents
瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路Info
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- JPH07222452A JPH07222452A JP6007183A JP718394A JPH07222452A JP H07222452 A JPH07222452 A JP H07222452A JP 6007183 A JP6007183 A JP 6007183A JP 718394 A JP718394 A JP 718394A JP H07222452 A JPH07222452 A JP H07222452A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 良好な過渡変動特性により出力電圧を安定制
御する。 【構成】 交流電源２の入力電圧Ｖｉｎを高電圧でコン
デンサ８に充電する。瞬時電圧低下時に、コンデンサ８
の充電電圧でインバータ９を動かす。このインバータ９
に、インバータ駆動回路14から駆動信号を供給する。電
圧監視手段22は、コンデンサ電圧Ｖｃの監視結果により
駆動信号のパルス幅を可変制御する。 【効果】 インバータ９の入力側にあるコンデンサ電圧
Ｖｃを監視して、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化できる。こ
のため、過渡変動時の応答遅れを一掃できる。
御する。 【構成】 交流電源２の入力電圧Ｖｉｎを高電圧でコン
デンサ８に充電する。瞬時電圧低下時に、コンデンサ８
の充電電圧でインバータ９を動かす。このインバータ９
に、インバータ駆動回路14から駆動信号を供給する。電
圧監視手段22は、コンデンサ電圧Ｖｃの監視結果により
駆動信号のパルス幅を可変制御する。 【効果】 インバータ９の入力側にあるコンデンサ電圧
Ｖｃを監視して、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化できる。こ
のため、過渡変動時の応答遅れを一掃できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源電圧を受電す
る各種電子機器の瞬時電圧低下補償装置に係わり、特
に、瞬時電圧低下時に各種電子機器に所定の交流電圧を
供給する瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路に
関する。
る各種電子機器の瞬時電圧低下補償装置に係わり、特
に、瞬時電圧低下時に各種電子機器に所定の交流電圧を
供給する瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば交流１００Ｖの交流電源電
圧で駆動する各種電子機器において、瞬時電圧低下の対
策を必要とする場合、交流電源に接続された高電圧充電
回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前記交
流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えられた
電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変換し
て、負荷側の各種電子機器に供給する瞬時電圧低下補償
装置が、例えば実開平１−１２３４３６号公報などによ
り知られている。こうした装置の場合、一般にインバー
タからの出力電圧を安定化させるために、交流電源と同
期した基準正弦波と出力電圧とを比較し、この比較結果
に基づいてインバータに対する負帰還制御を行うように
している。
圧で駆動する各種電子機器において、瞬時電圧低下の対
策を必要とする場合、交流電源に接続された高電圧充電
回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前記交
流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えられた
電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変換し
て、負荷側の各種電子機器に供給する瞬時電圧低下補償
装置が、例えば実開平１−１２３４３６号公報などによ
り知られている。こうした装置の場合、一般にインバー
タからの出力電圧を安定化させるために、交流電源と同
期した基準正弦波と出力電圧とを比較し、この比較結果
に基づいてインバータに対する負帰還制御を行うように
している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術におい
て、瞬時電圧低下時にインバータに直流電圧を供給する
コンデンサは、エネルギーの蓄積効率を高めるために高
電圧で充電されるため、コンデンサの端子間電圧はイン
バータの出力電圧の少なくとも３倍以上に達する。した
がって、インバータの出力電圧と基準正弦波とを比較し
て負帰還制御を行うと、インバータの急激な起動，停止
に対して応答遅れ（オーバーシュート）が発生し、良好
な過渡変動特性が得られないといった欠点を有する。
て、瞬時電圧低下時にインバータに直流電圧を供給する
コンデンサは、エネルギーの蓄積効率を高めるために高
電圧で充電されるため、コンデンサの端子間電圧はイン
バータの出力電圧の少なくとも３倍以上に達する。した
がって、インバータの出力電圧と基準正弦波とを比較し
て負帰還制御を行うと、インバータの急激な起動，停止
に対して応答遅れ（オーバーシュート）が発生し、良好
な過渡変動特性が得られないといった欠点を有する。
【０００４】そこで、本発明は上記問題点に鑑み、良好
な過渡変動特性により出力電圧を安定制御することの可
能な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供
することを目的とする。
な過渡変動特性により出力電圧を安定制御することの可
能な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供
することを目的とする。
【０００５】また、本発明は、簡単な回路構成で良好な
過渡変動特性により出力電圧を安定制御することの可能
な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供す
ることを目的とする。
過渡変動特性により出力電圧を安定制御することの可能
な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供す
ることを目的とする。
【０００６】また、本発明は、インバータの特性が何等
かの要因で変化しても、これを補正して良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御することの可能な瞬時電
圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供することを
目的とする。
かの要因で変化しても、これを補正して良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御することの可能な瞬時電
圧低下補償装置のインバータ制御回路を提供することを
目的とする。
【０００７】また、本発明は、負帰還制御を行うことな
く、コンデンサ電圧とインバータの出力電流の比例制御
のみで、良好な過渡変動特性により出力電圧を安定制御
することの可能な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制
御回路を提供することを目的とする。
く、コンデンサ電圧とインバータの出力電流の比例制御
のみで、良好な過渡変動特性により出力電圧を安定制御
することの可能な瞬時電圧低下補償装置のインバータ制
御回路を提供することを目的とする。
【０００８】また、本発明は、回路構成が簡素でかつ負
帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とインバータ
の出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動特性によ
り出力電圧を安定制御することの可能な瞬時電圧低下補
償装置のインバータ制御回路を提供することを目的とす
る。
帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とインバータ
の出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動特性によ
り出力電圧を安定制御することの可能な瞬時電圧低下補
償装置のインバータ制御回路を提供することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源に接
続された高電圧充電回路によりコンデンサに電気エネル
ギーを蓄え、前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コン
デンサに蓄えられた電気エネルギーをインバータにより
交流電圧に変換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償
装置において、前記コンデンサ間の電圧を監視する電圧
監視手段と、この電圧監視手段の監視結果に基づき前記
インバータに所定のパルス幅で駆動信号を供給するイン
バータ駆動手段とにより構成される。
続された高電圧充電回路によりコンデンサに電気エネル
ギーを蓄え、前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コン
デンサに蓄えられた電気エネルギーをインバータにより
交流電圧に変換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償
装置において、前記コンデンサ間の電圧を監視する電圧
監視手段と、この電圧監視手段の監視結果に基づき前記
インバータに所定のパルス幅で駆動信号を供給するイン
バータ駆動手段とにより構成される。
【００１０】本発明は、正弦波変調用の三角波発生器
と、この三角波発生器からの三角波と前記コンデンサ間
の電圧とを積算する乗算器と、前記交流電源電圧に同期
した正弦波を出力する基準正弦波発生器と、前記乗算器
の積算結果と前記基準正弦波発生器からの正弦波とを比
較してその比較結果を前記インバータ駆動手段に出力す
る比較器とにより前記電圧監視手段を構成してもよい。
さらに本発明は、前記インバータの内部抵抗による前記
交流電圧の降下を補正する電圧降下補正手段を備えても
よい。この電圧降下補正手段は、前記インバータの出力
電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の検
出信号に基づき前記出力電流に比例して基準正弦波発生
器からの正弦波を補正する出力電流補正手段とにより構
成してもよい。
と、この三角波発生器からの三角波と前記コンデンサ間
の電圧とを積算する乗算器と、前記交流電源電圧に同期
した正弦波を出力する基準正弦波発生器と、前記乗算器
の積算結果と前記基準正弦波発生器からの正弦波とを比
較してその比較結果を前記インバータ駆動手段に出力す
る比較器とにより前記電圧監視手段を構成してもよい。
さらに本発明は、前記インバータの内部抵抗による前記
交流電圧の降下を補正する電圧降下補正手段を備えても
よい。この電圧降下補正手段は、前記インバータの出力
電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の検
出信号に基づき前記出力電流に比例して基準正弦波発生
器からの正弦波を補正する出力電流補正手段とにより構
成してもよい。
【００１１】また本発明は、交流電源に接続された高電
圧充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、
前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄え
られた電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変
換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置におい
て、正弦波変調用の三角波発生回路と、この三角波発生
回路からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積算す
る乗算器と、前記交流電源電圧に同期した正弦波を出力
する基準正弦波発生回路と、前記インバータの出力電流
を検出する変流器と、この変流器の検出信号に基づき前
記出力電流に比例して基準正弦波発生回路からの正弦波
を補正する出力電流補正回路と、この出力電流補正回路
で補正された正弦波と前記乗算器からの積算信号とを比
較する比較器と、この比較器からの比較結果に基づき前
記インバータに所定のパルス幅で駆動回路を供給するイ
ンバータ駆動手段とにより構成される。
圧充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、
前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄え
られた電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変
換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置におい
て、正弦波変調用の三角波発生回路と、この三角波発生
回路からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積算す
る乗算器と、前記交流電源電圧に同期した正弦波を出力
する基準正弦波発生回路と、前記インバータの出力電流
を検出する変流器と、この変流器の検出信号に基づき前
記出力電流に比例して基準正弦波発生回路からの正弦波
を補正する出力電流補正回路と、この出力電流補正回路
で補正された正弦波と前記乗算器からの積算信号とを比
較する比較器と、この比較器からの比較結果に基づき前
記インバータに所定のパルス幅で駆動回路を供給するイ
ンバータ駆動手段とにより構成される。
【００１２】
【作用】上記構成により、電圧監視手段はインバータの
入力電圧であるコンデンサ間の電圧を監視して、この監
視結果に基づいてインバータ駆動手段からインバータに
出力される駆動信号のパルス幅を可変制御する。したが
って、負帰還制御を行うことなく、インバータの出力電
圧を安定化できる。また、電圧降下補正手段を備えるこ
とにより、インバータの内部抵抗によるインバータから
の交流電圧の降下が補正される。
入力電圧であるコンデンサ間の電圧を監視して、この監
視結果に基づいてインバータ駆動手段からインバータに
出力される駆動信号のパルス幅を可変制御する。したが
って、負帰還制御を行うことなく、インバータの出力電
圧を安定化できる。また、電圧降下補正手段を備えるこ
とにより、インバータの内部抵抗によるインバータから
の交流電圧の降下が補正される。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を添付図面に基づい
て説明する。装置全体の構成を示す図１において、１，
１Ａは例えば交流１００Ｖの単相交流電源２が接続され
る入力端子、３，３Ａは交流駆動の負荷たる電子機器４
に接続される出力端子であり、前記交流電源２には入力
端子１，１Ａを介して高電圧充電回路５を構成する充電
用変圧器６の一次巻線が接続される。また、充電用変圧
器６の二次巻線にはダイオードブリッジからなる整流素
子７が接続され、この整流素子７の出力両端にエネルギ
ー蓄積用のコンデンサ８と、該コンデンサ８両端間のコ
ンデンサ電圧Ｖｃを交流電圧に変換するインバータ９が
並列接続される。高電圧充電回路５は、充電用変圧器６
の二次巻線に誘起された電圧を整流素子７により整流
し、この整流された直流電圧を電気エネルギーとしてコ
ンデンサ８に蓄える。
て説明する。装置全体の構成を示す図１において、１，
１Ａは例えば交流１００Ｖの単相交流電源２が接続され
る入力端子、３，３Ａは交流駆動の負荷たる電子機器４
に接続される出力端子であり、前記交流電源２には入力
端子１，１Ａを介して高電圧充電回路５を構成する充電
用変圧器６の一次巻線が接続される。また、充電用変圧
器６の二次巻線にはダイオードブリッジからなる整流素
子７が接続され、この整流素子７の出力両端にエネルギ
ー蓄積用のコンデンサ８と、該コンデンサ８両端間のコ
ンデンサ電圧Ｖｃを交流電圧に変換するインバータ９が
並列接続される。高電圧充電回路５は、充電用変圧器６
の二次巻線に誘起された電圧を整流素子７により整流
し、この整流された直流電圧を電気エネルギーとしてコ
ンデンサ８に蓄える。
【００１４】一方、前記インバータ９は、４個のトラン
ジスタ10，11，12，13により構成される。すなわちイン
バータ９は、２個のトランジスタ10，11、およびトラン
ジスタ12，13を直列接続し、この直列回路を高電圧充電
回路５の出力側ライン間に並列接続したものであり、図
１に示すフルブリッジ型のものに限らず、各種タイプの
ものを適用できる。各トランジスタ10，11，12，13のベ
ースは後述するインバータ駆動手段たるインバータ駆動
回路14が接続され、交流電源２の入力電圧Ｖｉｎが瞬間
的に低下する瞬時電圧低下時になると、インバータ駆動
回路14からトランジスタ10，13およびトランジスタ11，
12に対し交互に駆動信号が出力される。インバータ９の
出力側、すなわち、トランジスタ10，11の接続点とトラ
ンジスタ12，13の接続点には、コイルおよびコンデンサ
からなるフィルタ回路15が接続され、このフィルタ回路
15の一方の出力ラインが、出力切換手段たる半導体スイ
ッチ16の第１の開閉接点17に接続される。また、フィル
タ回路15の他方の出力ラインが、前記入力端子１Ａと出
力端子３Ａ間の交流電圧供給ラインに接続される。半導
体スイッチ16は例えば一対のサイリスタなどにより構成
され、第１の開閉接点17の他に第２の開閉接点18を有す
るが、第２の開閉接点18は入力端子１と出力端子３間の
交流電圧供給ラインに挿入接続され、この第２の開閉接
点18と第１の開閉接点17の一端側が共通に接続される。
これらの開閉接点17，18は、図中どちらも開（オフ）状
態で記されているが、実際には、交流電源２から通常の
入力電圧Ｖｉｎが装置に供給されている場合には、第２
の開閉接点18のみが閉じ、瞬時電圧低下時には第１の開
閉接点17のみが閉じるようになっている。また、これら
の開閉接点17，18へのオン，オフ制御信号は、後述する
インバータ制御回路21に内蔵する入力電圧低下検出回路
（図示せず）などから出力されるようになっている。
ジスタ10，11，12，13により構成される。すなわちイン
バータ９は、２個のトランジスタ10，11、およびトラン
ジスタ12，13を直列接続し、この直列回路を高電圧充電
回路５の出力側ライン間に並列接続したものであり、図
１に示すフルブリッジ型のものに限らず、各種タイプの
ものを適用できる。各トランジスタ10，11，12，13のベ
ースは後述するインバータ駆動手段たるインバータ駆動
回路14が接続され、交流電源２の入力電圧Ｖｉｎが瞬間
的に低下する瞬時電圧低下時になると、インバータ駆動
回路14からトランジスタ10，13およびトランジスタ11，
12に対し交互に駆動信号が出力される。インバータ９の
出力側、すなわち、トランジスタ10，11の接続点とトラ
ンジスタ12，13の接続点には、コイルおよびコンデンサ
からなるフィルタ回路15が接続され、このフィルタ回路
15の一方の出力ラインが、出力切換手段たる半導体スイ
ッチ16の第１の開閉接点17に接続される。また、フィル
タ回路15の他方の出力ラインが、前記入力端子１Ａと出
力端子３Ａ間の交流電圧供給ラインに接続される。半導
体スイッチ16は例えば一対のサイリスタなどにより構成
され、第１の開閉接点17の他に第２の開閉接点18を有す
るが、第２の開閉接点18は入力端子１と出力端子３間の
交流電圧供給ラインに挿入接続され、この第２の開閉接
点18と第１の開閉接点17の一端側が共通に接続される。
これらの開閉接点17，18は、図中どちらも開（オフ）状
態で記されているが、実際には、交流電源２から通常の
入力電圧Ｖｉｎが装置に供給されている場合には、第２
の開閉接点18のみが閉じ、瞬時電圧低下時には第１の開
閉接点17のみが閉じるようになっている。また、これら
の開閉接点17，18へのオン，オフ制御信号は、後述する
インバータ制御回路21に内蔵する入力電圧低下検出回路
（図示せず）などから出力されるようになっている。
【００１５】21はインバータ９の各トランジスタ10，1
1，12，13に駆動信号を供給するインバータ制御回路で
ある。このインバータ制御回路21は前述のインバータ駆
動回路14の他に、コンデンサ８間のコンデンサ電圧Ｖｃ
を監視する電圧監視手段22と、インバータ９および装置
の内部抵抗による出力電圧降下を補正する電圧降下補正
手段23とを備える。電圧監視手段22は、正弦波変調用の
三角波発生器たる三角波発生回路24と、この三角波発生
回路24からの三角波と前記コンデンサ８の端子間電圧で
あるコンデンサ電圧Ｖｃとを積算する乗算器25と、交流
電源２からの交流電圧に同期した正弦波を出力する基準
正弦波発生器たる基準正弦波発生回路26と、前記乗算器
25の積算結果と基準正弦波発生回路26からの正弦波とを
比較し、その比較結果をインバータ駆動回路14に出力す
る演算増幅器からなる比較器27とにより構成される。ま
た電圧降下補正手段23は、入力端子１と出力端子３間の
交流電圧供給ラインに挿入接続され、交流電源２または
インバータ９からの出力電流を検出する電流検出手段た
る変流器28と、複数の抵抗および演算増幅器からなる出
力電流補正手段たる出力電流補正回路29とにより構成さ
れる。電流検出手段は実施例における変流器28の他にシ
ャント抵抗などを用いることもできるが、変流器28を用
いると出力側の損失を最も小さくできる。また、基準正
弦波発生回路26と比較器27との間に挿入接続される出力
電流補正回路29は、基準正弦波発生回路26からの正弦波
を基準として変流器28からの検出信号、すなわち出力電
流を増幅するように構成しており、この結果、出力電流
に比例して補正された正弦波が比較器27に出力される。
なお、インバータ制御回路21は図示しないが、基準正弦
波発生回路26からの正弦波と交流電源２の入力電圧Ｖｉ
ｎとを同期させる同期回路や、交流電源２からの入力電
圧Ｖｉｎの低下を検出して、前記スイッチ16およびイン
バータ駆動回路14にオン，オフ制御信号を供給する入力
電圧低下検出回路などを備えている。
1，12，13に駆動信号を供給するインバータ制御回路で
ある。このインバータ制御回路21は前述のインバータ駆
動回路14の他に、コンデンサ８間のコンデンサ電圧Ｖｃ
を監視する電圧監視手段22と、インバータ９および装置
の内部抵抗による出力電圧降下を補正する電圧降下補正
手段23とを備える。電圧監視手段22は、正弦波変調用の
三角波発生器たる三角波発生回路24と、この三角波発生
回路24からの三角波と前記コンデンサ８の端子間電圧で
あるコンデンサ電圧Ｖｃとを積算する乗算器25と、交流
電源２からの交流電圧に同期した正弦波を出力する基準
正弦波発生器たる基準正弦波発生回路26と、前記乗算器
25の積算結果と基準正弦波発生回路26からの正弦波とを
比較し、その比較結果をインバータ駆動回路14に出力す
る演算増幅器からなる比較器27とにより構成される。ま
た電圧降下補正手段23は、入力端子１と出力端子３間の
交流電圧供給ラインに挿入接続され、交流電源２または
インバータ９からの出力電流を検出する電流検出手段た
る変流器28と、複数の抵抗および演算増幅器からなる出
力電流補正手段たる出力電流補正回路29とにより構成さ
れる。電流検出手段は実施例における変流器28の他にシ
ャント抵抗などを用いることもできるが、変流器28を用
いると出力側の損失を最も小さくできる。また、基準正
弦波発生回路26と比較器27との間に挿入接続される出力
電流補正回路29は、基準正弦波発生回路26からの正弦波
を基準として変流器28からの検出信号、すなわち出力電
流を増幅するように構成しており、この結果、出力電流
に比例して補正された正弦波が比較器27に出力される。
なお、インバータ制御回路21は図示しないが、基準正弦
波発生回路26からの正弦波と交流電源２の入力電圧Ｖｉ
ｎとを同期させる同期回路や、交流電源２からの入力電
圧Ｖｉｎの低下を検出して、前記スイッチ16およびイン
バータ駆動回路14にオン，オフ制御信号を供給する入力
電圧低下検出回路などを備えている。
【００１６】次に上記構成に付き、その作用を説明す
る。交流電源２から入力端子１，１Ａに正常の入力電圧
Ｖｉｎが供給される場合、半導体スイッチ16の第１の開
閉接点17は開，第２の開閉接点18は閉状態となってお
り、この第２の開閉接点18を介して前記入力電圧Ｖｉｎ
がそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとして電子機器４に出力さ
れる。また、交流電源２からの入力電圧Ｖｉｎは、高電
圧充電回路５を構成する充電用変圧器６により高電圧に
変換され、整流素子７を介してコンデンサ８の両端間に
電気エネルギーとして蓄えられる。コンデンサ８両端間
のコンデンサ電圧Ｖｃは、乗算器25により三角波発生回
路24からの三角波と積算され、比較器27の反転入力端子
に出力されるが、乗算器25からの積算結果は少なくとも
比較器27が動作し得る程度の低電圧の正弦波に変調され
る。
る。交流電源２から入力端子１，１Ａに正常の入力電圧
Ｖｉｎが供給される場合、半導体スイッチ16の第１の開
閉接点17は開，第２の開閉接点18は閉状態となってお
り、この第２の開閉接点18を介して前記入力電圧Ｖｉｎ
がそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとして電子機器４に出力さ
れる。また、交流電源２からの入力電圧Ｖｉｎは、高電
圧充電回路５を構成する充電用変圧器６により高電圧に
変換され、整流素子７を介してコンデンサ８の両端間に
電気エネルギーとして蓄えられる。コンデンサ８両端間
のコンデンサ電圧Ｖｃは、乗算器25により三角波発生回
路24からの三角波と積算され、比較器27の反転入力端子
に出力されるが、乗算器25からの積算結果は少なくとも
比較器27が動作し得る程度の低電圧の正弦波に変調され
る。
【００１７】一方、電圧降下補正手段23を構成する変流
器28は、装置から電子機器４側に供給する出力電流を常
時検出し、これを装置内部に発生する電圧降下分の検出
信号として出力電流補正回路29に供給する。この出力電
流補正回路29では、この検出信号に比例した前記電圧降
下分を補正した基準正弦波発生回路26からの正弦波を比
較器27の非反転入力端子に出力する。比較器27は乗算器
25からの積算結果と、出力電流補正回路29を介して補正
された基準正弦波発生回路26からの正弦波とを比較し
て、その比較結果をインバータ駆動回路14に出力する
が、インバータ駆動回路14には、図示しない入力電圧低
下検出回路から正常な入力電圧Ｖｉｎが供給されている
旨の制御信号が出力されているため、インバータ９自体
は動作しない状態となる。
器28は、装置から電子機器４側に供給する出力電流を常
時検出し、これを装置内部に発生する電圧降下分の検出
信号として出力電流補正回路29に供給する。この出力電
流補正回路29では、この検出信号に比例した前記電圧降
下分を補正した基準正弦波発生回路26からの正弦波を比
較器27の非反転入力端子に出力する。比較器27は乗算器
25からの積算結果と、出力電流補正回路29を介して補正
された基準正弦波発生回路26からの正弦波とを比較し
て、その比較結果をインバータ駆動回路14に出力する
が、インバータ駆動回路14には、図示しない入力電圧低
下検出回路から正常な入力電圧Ｖｉｎが供給されている
旨の制御信号が出力されているため、インバータ９自体
は動作しない状態となる。
【００１８】一方、交流電源２の入力電圧Ｖｉｎが瞬間
的に低下すると、入力電圧低下検出回路からの制御信号
により、半導体スイッチ16の第１の開閉接点17が閉，第
２の開閉接点18が開状態に切り換るとともに、インバー
タ駆動回路14からインバータ９に所定のパルス幅を有す
るが動作状態に切り換る。このため、インバータ９は前
記コンデンサ８に蓄えられたコンデンサ電圧Ｖｃを入力
電圧として動作し始め、フィルタ回路15および第１の開
閉接点17を介して、電子機器４に出力電圧Ｖｏｕｔが供
給される。
的に低下すると、入力電圧低下検出回路からの制御信号
により、半導体スイッチ16の第１の開閉接点17が閉，第
２の開閉接点18が開状態に切り換るとともに、インバー
タ駆動回路14からインバータ９に所定のパルス幅を有す
るが動作状態に切り換る。このため、インバータ９は前
記コンデンサ８に蓄えられたコンデンサ電圧Ｖｃを入力
電圧として動作し始め、フィルタ回路15および第１の開
閉接点17を介して、電子機器４に出力電圧Ｖｏｕｔが供
給される。
【００１９】この瞬時電圧低下時には、出力端子３，３
Ａ間の出力電圧Ｖｏｕｔがインバータ９の入力電圧たる
前記コンデンサ電圧Ｖｃと、変流器28で検出される出力
電流とにより安定化制御される。すなわち、電圧降下補
正手段23は引続き変流器28からの検出信号を出力電流補
正回路29に供給しているが、今度はインバータ９の内部
抵抗による電圧降下分が変流器28により検出されること
になり、出力電流補正回路29から比較器27の非反転入力
端子には、このインバータ９の内部抵抗による電圧降下
分を補正した正弦波が出力される。一方、電圧監視手段
22も引続きコンデンサ電圧Ｖｃの監視を行い、乗算器25
からコンデンサ電圧Ｖｃと三角波発生回路からの三角波
との積算結果を比較器27に出力する。インバータ駆動回
路14は、比較器27から出力される出力電流補正回路29か
らの補正された正弦波と、乗算器からの変調された正弦
波との比較結果に基づいて、所定のパルス幅でインバー
タ９の各トランジスタ10，11，12，13を制御する。前記
コンデンサ電圧Ｖｃは、瞬時電圧低下時になると交流電
源２からの電力供給が停止してその電位が低下する。し
たがって、乗算器25から出力される変調正弦波の振幅は
小さくなり、インバータ駆動回路14はインバータ９に供
給する駆動信号のパルス幅を拡げるような制御を行う。
これによって、インバータ９からはフィルタ回路15およ
び第１の開閉接点17を介して安定した出力電圧Ｖｏｕｔ
が供給される。
Ａ間の出力電圧Ｖｏｕｔがインバータ９の入力電圧たる
前記コンデンサ電圧Ｖｃと、変流器28で検出される出力
電流とにより安定化制御される。すなわち、電圧降下補
正手段23は引続き変流器28からの検出信号を出力電流補
正回路29に供給しているが、今度はインバータ９の内部
抵抗による電圧降下分が変流器28により検出されること
になり、出力電流補正回路29から比較器27の非反転入力
端子には、このインバータ９の内部抵抗による電圧降下
分を補正した正弦波が出力される。一方、電圧監視手段
22も引続きコンデンサ電圧Ｖｃの監視を行い、乗算器25
からコンデンサ電圧Ｖｃと三角波発生回路からの三角波
との積算結果を比較器27に出力する。インバータ駆動回
路14は、比較器27から出力される出力電流補正回路29か
らの補正された正弦波と、乗算器からの変調された正弦
波との比較結果に基づいて、所定のパルス幅でインバー
タ９の各トランジスタ10，11，12，13を制御する。前記
コンデンサ電圧Ｖｃは、瞬時電圧低下時になると交流電
源２からの電力供給が停止してその電位が低下する。し
たがって、乗算器25から出力される変調正弦波の振幅は
小さくなり、インバータ駆動回路14はインバータ９に供
給する駆動信号のパルス幅を拡げるような制御を行う。
これによって、インバータ９からはフィルタ回路15およ
び第１の開閉接点17を介して安定した出力電圧Ｖｏｕｔ
が供給される。
【００２０】一例として、図１の回路構成において、コ
ンデンサ電圧Ｖｃを直流４００Ｖ、このコンデンサ電圧
Ｖｃと三角波発生回路24とを乗算器25で乗じた結果を１
０Ｖｐｅａｋ−ｐｅａｋとした場合を考える。この場
合、乗算器25の積算結果と出力電流補正回路29を介して
出力される補正された基準正弦波とを、比較器27で比較
した所定のパルス幅を有する駆動信号でインバータ９を
動作させた結果、インバータ９の出力電圧であるフィル
タ回路15の出力電圧Ｖｆが実効値で１００Ｖであったと
すると、瞬時電圧低下時にコンデンサ電圧Ｖｃが直流４
００Ｖから放電を開始して直流２００Ｖに低下した時点
では、前記乗算器25からの出力は５Ｖｐｅａｋ−ｐｅａ
ｋとなるが、インバータ駆動回路14からの駆動信号のパ
ルス幅はコンデンサ電圧Ｖｃが直流４００Ｖの場合の２
倍となり、フィルタ回路15の出力電圧Ｖｆ、すなわち、
電子機器４への出力電圧Ｖｏｕｔは実効値で交流電源の
入力電圧Ｖｉｎと同じ１００Ｖを維持することになる。
ンデンサ電圧Ｖｃを直流４００Ｖ、このコンデンサ電圧
Ｖｃと三角波発生回路24とを乗算器25で乗じた結果を１
０Ｖｐｅａｋ−ｐｅａｋとした場合を考える。この場
合、乗算器25の積算結果と出力電流補正回路29を介して
出力される補正された基準正弦波とを、比較器27で比較
した所定のパルス幅を有する駆動信号でインバータ９を
動作させた結果、インバータ９の出力電圧であるフィル
タ回路15の出力電圧Ｖｆが実効値で１００Ｖであったと
すると、瞬時電圧低下時にコンデンサ電圧Ｖｃが直流４
００Ｖから放電を開始して直流２００Ｖに低下した時点
では、前記乗算器25からの出力は５Ｖｐｅａｋ−ｐｅａ
ｋとなるが、インバータ駆動回路14からの駆動信号のパ
ルス幅はコンデンサ電圧Ｖｃが直流４００Ｖの場合の２
倍となり、フィルタ回路15の出力電圧Ｖｆ、すなわち、
電子機器４への出力電圧Ｖｏｕｔは実効値で交流電源の
入力電圧Ｖｉｎと同じ１００Ｖを維持することになる。
【００２１】以上のように上記実施例によれば、インバ
ータ９の入力側にあるコンデンサ８の両端間電圧Ｖｃに
着目し、請求項１に対応して、高電圧で充電されるコン
デンサ電圧Ｖｃを直接電圧監視手段22により監視して、
その監視結果をインバータ駆動手段としてのインバータ
駆動回路14に供給するように構成することにより、負帰
還制御を行うことなく、インバータ駆動回路14からイン
バータ９に与えられる駆動信号のパルス幅を可変しなが
ら、インバータ９からの出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させ
ることができる。したがって、従来におけるインバータ
９からの出力電圧と基準正弦波とを比較して負帰還制御
を行う装置に比べて、インバータ９の急激な起動，停止
に対する応答遅れを一掃することができ、良好な過渡変
動特性を得ることが可能となる。この電圧監視手段22
は、請求項２に対応して、正弦波変調用の三角波発生
器、すなわち実施例では三角波発生回路24と、この三角
波発生回路24からの三角波とコンデンサ８間の電圧とを
積算する乗算器25と、交流電源２に同期した正弦波を出
力する基準正弦波発生器、すなわち、実施例では基準正
弦波発生回路26と、乗算器25の積算結果と基準正弦波発
生回路26からの正弦波とを比較してその比較結果をイン
バータ駆動回路14に出力する比較器27とにより構成され
ることが好ましい。この場合には、従来のこうした瞬時
電圧低下補償装置のインバータ制御回路に比べて、簡単
な回路構成でインバータ９の急激な起動，停止に対する
応答遅れを一掃することができ、良好な過渡変動特性を
得ることが可能となる。
ータ９の入力側にあるコンデンサ８の両端間電圧Ｖｃに
着目し、請求項１に対応して、高電圧で充電されるコン
デンサ電圧Ｖｃを直接電圧監視手段22により監視して、
その監視結果をインバータ駆動手段としてのインバータ
駆動回路14に供給するように構成することにより、負帰
還制御を行うことなく、インバータ駆動回路14からイン
バータ９に与えられる駆動信号のパルス幅を可変しなが
ら、インバータ９からの出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させ
ることができる。したがって、従来におけるインバータ
９からの出力電圧と基準正弦波とを比較して負帰還制御
を行う装置に比べて、インバータ９の急激な起動，停止
に対する応答遅れを一掃することができ、良好な過渡変
動特性を得ることが可能となる。この電圧監視手段22
は、請求項２に対応して、正弦波変調用の三角波発生
器、すなわち実施例では三角波発生回路24と、この三角
波発生回路24からの三角波とコンデンサ８間の電圧とを
積算する乗算器25と、交流電源２に同期した正弦波を出
力する基準正弦波発生器、すなわち、実施例では基準正
弦波発生回路26と、乗算器25の積算結果と基準正弦波発
生回路26からの正弦波とを比較してその比較結果をイン
バータ駆動回路14に出力する比較器27とにより構成され
ることが好ましい。この場合には、従来のこうした瞬時
電圧低下補償装置のインバータ制御回路に比べて、簡単
な回路構成でインバータ９の急激な起動，停止に対する
応答遅れを一掃することができ、良好な過渡変動特性を
得ることが可能となる。
【００２２】また、本実施例では、前記コンデンサ電圧
Ｖｃを監視する電圧監視手段22に加え、瞬時電圧低下時
にインバータ９の内部抵抗による出力電圧Ｖｏｕｔの降
下を補正する電圧降下補正手段23を備えている。したが
って、インバータ９の特性が何等かの要因で変化して
も、これを補正することができ、しかも、この電圧降下
補正手段23は負帰還制御を行うものではないため、常に
良好な過渡変動特性でかつ安定した状態で、インバータ
９から出力電圧Ｖｏｕｔを供給し続けることができる。
この電圧降下補正手段23は、インバータ９の出力電流を
検出する電流検出手段、すなわち実施例では変流器28
と、この変流器28の検出信号に基づきインバータ９の出
力電流に比例して基準正弦波発生回路26からの正弦波を
補正する出力電流補正手段、すなわち実施例では出力電
流補正回路29とからなることが好ましい。この場合、負
帰還制御を行わず、コンデンサ電圧Ｖｃとインバータ９
の出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動特性とイ
ンバータ９の出力電圧Ｖｏｕｔの安定とを実現できる。
Ｖｃを監視する電圧監視手段22に加え、瞬時電圧低下時
にインバータ９の内部抵抗による出力電圧Ｖｏｕｔの降
下を補正する電圧降下補正手段23を備えている。したが
って、インバータ９の特性が何等かの要因で変化して
も、これを補正することができ、しかも、この電圧降下
補正手段23は負帰還制御を行うものではないため、常に
良好な過渡変動特性でかつ安定した状態で、インバータ
９から出力電圧Ｖｏｕｔを供給し続けることができる。
この電圧降下補正手段23は、インバータ９の出力電流を
検出する電流検出手段、すなわち実施例では変流器28
と、この変流器28の検出信号に基づきインバータ９の出
力電流に比例して基準正弦波発生回路26からの正弦波を
補正する出力電流補正手段、すなわち実施例では出力電
流補正回路29とからなることが好ましい。この場合、負
帰還制御を行わず、コンデンサ電圧Ｖｃとインバータ９
の出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動特性とイ
ンバータ９の出力電圧Ｖｏｕｔの安定とを実現できる。
【００２３】また、実施例中における三角波発生回路24
と、乗算器25と、基準正弦波発生回路26と、比較器27
と、変流器28と、出力電流補正回路29と、インバータ駆
動回路14とによりインバータ制御回路21を構成すること
で、従来に比べて回路構成が簡素で、負帰還制御を行う
ことなく、コンデンサ電圧Ｖｃとインバータ９の出力電
流の比例制御のみで、良好な過渡動作特性と出力電圧Ｖ
ｏｕｔの安定を実現することができる。
と、乗算器25と、基準正弦波発生回路26と、比較器27
と、変流器28と、出力電流補正回路29と、インバータ駆
動回路14とによりインバータ制御回路21を構成すること
で、従来に比べて回路構成が簡素で、負帰還制御を行う
ことなく、コンデンサ電圧Ｖｃとインバータ９の出力電
流の比例制御のみで、良好な過渡動作特性と出力電圧Ｖ
ｏｕｔの安定を実現することができる。
【００２４】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実
施が可能である。例えば、インバータ９の回路構成はコ
ンデンサ電圧Ｖｃや出力電圧Ｖｏｕｔなどを考慮して、
適宜選定すればよい。
のではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実
施が可能である。例えば、インバータ９の回路構成はコ
ンデンサ電圧Ｖｃや出力電圧Ｖｏｕｔなどを考慮して、
適宜選定すればよい。
【００２５】
【発明の効果】本発明は、交流電源に接続された高電圧
充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前
記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えら
れた電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変換
して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置において、
前記コンデンサ間の電圧を監視する電圧監視手段と、こ
の電圧監視手段の監視結果に基づき前記インバータに所
定のパルス幅で駆動信号を供給するインバータ駆動手段
とからなるものであり、良好な過渡変動特性により出力
電圧を安定制御することの可能な瞬時電圧低下補償装置
のインバータ制御回路を提供できる。
充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前
記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えら
れた電気エネルギーをインバータにより交流電圧に変換
して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置において、
前記コンデンサ間の電圧を監視する電圧監視手段と、こ
の電圧監視手段の監視結果に基づき前記インバータに所
定のパルス幅で駆動信号を供給するインバータ駆動手段
とからなるものであり、良好な過渡変動特性により出力
電圧を安定制御することの可能な瞬時電圧低下補償装置
のインバータ制御回路を提供できる。
【００２６】また、本発明は請求項１において、前記電
圧監視手段が正弦波変調用の三角波発生器と、この三角
波発生器からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積
算する乗算器と、前記交流電源に同期した正弦波を出力
する基準正弦波発生器と、前記乗算器の積算結果と前記
基準正弦波発生器からの正弦波とを比較してその比較結
果を前記インバータ駆動手段に出力する比較器とにより
構成されるものであり、簡単な回路構成で良好な過渡変
動特性により出力電圧を安定制御できる。
圧監視手段が正弦波変調用の三角波発生器と、この三角
波発生器からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積
算する乗算器と、前記交流電源に同期した正弦波を出力
する基準正弦波発生器と、前記乗算器の積算結果と前記
基準正弦波発生器からの正弦波とを比較してその比較結
果を前記インバータ駆動手段に出力する比較器とにより
構成されるものであり、簡単な回路構成で良好な過渡変
動特性により出力電圧を安定制御できる。
【００２７】また、本発明は請求項１または請求項２に
おいて、前記インバータの内部抵抗による前記交流電圧
の降下を補正する電圧降下補正手段を備えたものであ
り、インバータの特性が何等かの要因で変化しても、こ
れを補正して良好な過渡変動特性により出力電圧を安定
制御できる。
おいて、前記インバータの内部抵抗による前記交流電圧
の降下を補正する電圧降下補正手段を備えたものであ
り、インバータの特性が何等かの要因で変化しても、こ
れを補正して良好な過渡変動特性により出力電圧を安定
制御できる。
【００２８】また、本発明は請求項３において、前記電
圧降下補正手段が前記インバータの出力電流を検出する
電流検出手段と、この電流検出手段の検出信号に基づき
前記出力電流に比例して基準正弦波発生器からの正弦波
を補正する出力電流補正手段とにより構成されるもので
あり、負帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とイ
ンバータの出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御できる。
圧降下補正手段が前記インバータの出力電流を検出する
電流検出手段と、この電流検出手段の検出信号に基づき
前記出力電流に比例して基準正弦波発生器からの正弦波
を補正する出力電流補正手段とにより構成されるもので
あり、負帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とイ
ンバータの出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御できる。
【００２９】また、本発明は、交流電源に接続された高
電圧充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄
え、前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに
蓄えられた電気エネルギーをインバータにより交流電圧
に変換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置にお
いて、正弦波変調用の三角波発生回路と、この三角波発
生回路からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積算
する乗算器と、前記交流電源に同期した正弦波を出力す
る基準正弦波発生回路と、前記インバータの出力電流を
検出する変流器と、前記変流器の検出信号に基づき前記
出力電流に比例して基準正弦波発生回路からの正弦波を
補正する出力電流補正回路と、この出力電流補正回路で
補正された正弦波と前記乗算器からの積算信号とを比較
する比較器と、この比較器からの比較結果に基づき前記
インバータに所定のパルス幅で駆動信号を供給するイン
バータ駆動回路とからなるものであり、回路構成が簡素
でかつ負帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とイ
ンバータの出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御できる。
電圧充電回路によりコンデンサに電気エネルギーを蓄
え、前記交流電源の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに
蓄えられた電気エネルギーをインバータにより交流電圧
に変換して出力側に供給する瞬時電圧低下補償装置にお
いて、正弦波変調用の三角波発生回路と、この三角波発
生回路からの三角波と前記コンデンサ間の電圧とを積算
する乗算器と、前記交流電源に同期した正弦波を出力す
る基準正弦波発生回路と、前記インバータの出力電流を
検出する変流器と、前記変流器の検出信号に基づき前記
出力電流に比例して基準正弦波発生回路からの正弦波を
補正する出力電流補正回路と、この出力電流補正回路で
補正された正弦波と前記乗算器からの積算信号とを比較
する比較器と、この比較器からの比較結果に基づき前記
インバータに所定のパルス幅で駆動信号を供給するイン
バータ駆動回路とからなるものであり、回路構成が簡素
でかつ負帰還制御を行うことなく、コンデンサ電圧とイ
ンバータの出力電流の比例制御のみで、良好な過渡変動
特性により出力電圧を安定制御できる。
【図１】本発明の一実施例を示す装置全体の回路構成図
である。
である。
２ 交流電源 ５ 高電圧充電回路 ８ コンデンサ ９ インバータ 14 インバータ駆動回路（インバータ駆動手段） 21 インバータ制御回路 22 電圧監視手段 23 電圧降下補正手段 24 三角波発生回路（三角波発生器） 25 乗算器 26 基準正弦波発生回路（基準正弦波発生器） 27 比較器 28 変流器 29 出力電流補正回路（出力電流補正手段）
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源に接続された高電圧充電回路に
よりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前記交流電源
の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えられた電気エ
ネルギーをインバータにより交流電圧に変換して出力側
に供給する瞬時電圧低下補償装置において、前記コンデ
ンサ間の電圧を監視する電圧監視手段と、この電圧監視
手段の監視結果に基づき前記インバータに所定のパルス
幅で駆動信号を供給するインバータ駆動手段とからなる
ことを特徴とする瞬時電圧低下補償装置のインバータ制
御回路。 - 【請求項２】 前記電圧監視手段は正弦波変調用の三角
波発生器と、この三角波発生器からの三角波と前記コン
デンサ間の電圧とを積算する乗算器と、前記交流電源に
同期した正弦波を出力する基準正弦波発生器と、前記乗
算器の積算結果と前記基準正弦波発生器からの正弦波と
を比較してその比較結果を前記インバータ駆動手段に出
力する比較器とにより構成されることを特徴とする請求
項１に記載の瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回
路。 - 【請求項３】 前記インバータの内部抵抗による前記交
流電圧の降下を補正する電圧降下補正手段を備えたこと
を特徴とする請求項１または２に記載の瞬時電圧低下補
償装置のインバータ制御回路。 - 【請求項４】 前記電圧降下補正手段は前記インバータ
の出力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
段の検出信号に基づき前記出力電流に比例して基準正弦
波発生器からの正弦波を補正する出力電流補正手段とに
より構成されることを特徴とする請求項３に記載の瞬時
電圧低下補償装置のインバータ制御回路。 - 【請求項５】 交流電源に接続された高電圧充電回路に
よりコンデンサに電気エネルギーを蓄え、前記交流電源
の瞬時電圧低下時に前記コンデンサに蓄えられた電気エ
ネルギーをインバータにより交流電圧に変換して出力側
に供給する瞬時電圧低下補償装置において、正弦波変調
用の三角波発生回路と、この三角波発生回路からの三角
波と前記コンデンサ間の電圧とを積算する乗算器と、前
記交流電源に同期した正弦波を出力する基準正弦波発生
回路と、前記インバータの出力電流を検出する変流器
と、前記変流器の検出信号に基づき前記出力電流に比例
して基準正弦波発生回路からの正弦波を補正する出力電
流補正回路と、この出力電流補正回路で補正された正弦
波と前記乗算器からの積算信号とを比較する比較器と、
この比較器からの比較結果に基づき前記インバータに所
定のパルス幅で駆動信号を供給するインバータ駆動回路
とからなることを特徴とする瞬時電圧低下補償装置のイ
ンバータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00718394A JP3233180B2 (ja) | 1994-01-26 | 1994-01-26 | 瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00718394A JP3233180B2 (ja) | 1994-01-26 | 1994-01-26 | 瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222452A true JPH07222452A (ja) | 1995-08-18 |
| JP3233180B2 JP3233180B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=11658955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00718394A Expired - Fee Related JP3233180B2 (ja) | 1994-01-26 | 1994-01-26 | 瞬時電圧低下補償装置のインバータ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3233180B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100428780B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2004-04-27 | 삼성전자주식회사 | 순시정전에 따른 설비의 오동작을 방지하는 전력 공급장치 및 이를 이용한 반도체 제조 설비 |
-
1994
- 1994-01-26 JP JP00718394A patent/JP3233180B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100428780B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2004-04-27 | 삼성전자주식회사 | 순시정전에 따른 설비의 오동작을 방지하는 전력 공급장치 및 이를 이용한 반도체 제조 설비 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3233180B2 (ja) | 2001-11-26 |
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