JPH0721518B2 - 絶縁抵抗測定方法 - Google Patents
絶縁抵抗測定方法Info
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- JPH0721518B2 JPH0721518B2 JP27104786A JP27104786A JPH0721518B2 JP H0721518 B2 JPH0721518 B2 JP H0721518B2 JP 27104786 A JP27104786 A JP 27104786A JP 27104786 A JP27104786 A JP 27104786A JP H0721518 B2 JPH0721518 B2 JP H0721518B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置の
温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償方法に
関する。
温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償方法に
関する。
（従来技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
これはＺなる負荷を有する受電変圧器Ｔの第２種接地線
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振器OSCに接続されたトランスOTに貫通せ
しめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器を挿
入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波電圧
を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた零相変流器ZCT
によって電路と大地間に存在する絶縁抵抗RO及び対地浮
遊容量COを介して前記接地線に帰還する前記測定用低周
波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅した
のち，フィルタFILによって周波数１の成分のみを選
択し，これを例えば前記発振器OSCの出力を用いて掛算
器MULTで同期検波して，該漏洩電流中の有効分（即ち，
印加測定用低周波電圧と同相の成分）を検出することに
より電路の絶縁抵抗を測定するように構成したものであ
った。
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振器OSCに接続されたトランスOTに貫通せ
しめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器を挿
入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波電圧
を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた零相変流器ZCT
によって電路と大地間に存在する絶縁抵抗RO及び対地浮
遊容量COを介して前記接地線に帰還する前記測定用低周
波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅した
のち，フィルタFILによって周波数１の成分のみを選
択し，これを例えば前記発振器OSCの出力を用いて掛算
器MULTで同期検波して，該漏洩電流中の有効分（即ち，
印加測定用低周波電圧と同相の成分）を検出することに
より電路の絶縁抵抗を測定するように構成したものであ
った。
本発明の理解を助けるためにその測定理論を更に説明す
る。
る。
前記接地線LEに印加される測定用信号電圧を例えば正弦
波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接地点
Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電流Ｉ
は と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，更に零相変流器出
力に含まれる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFIL
で選択出力する従来の方法では，通常零相変流器→増幅
器→フィルタの系で周波数１の漏洩電流の位相がずれ
るから，これらの同期検波出力からROに逆比例した値を
得るためにはこの位相ずれを補正する必要がある。この
ために同図に示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又
は第２の入力端に移相器PSを挿入し，これによって上記
位相ずれを補正することによって互いの同期をとってい
た。即ちこの移相器PSを設けることにより対地浮遊容量
COがない状態（CO＝０）にて，同期検波器の第1,第２の
入力端に印加される電圧の位相差が零となるように前も
って設定しておくものであった。
波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接地点
Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電流Ｉ
は と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，更に零相変流器出
力に含まれる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFIL
で選択出力する従来の方法では，通常零相変流器→増幅
器→フィルタの系で周波数１の漏洩電流の位相がずれ
るから，これらの同期検波出力からROに逆比例した値を
得るためにはこの位相ずれを補正する必要がある。この
ために同図に示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又
は第２の入力端に移相器PSを挿入し，これによって上記
位相ずれを補正することによって互いの同期をとってい
た。即ちこの移相器PSを設けることにより対地浮遊容量
COがない状態（CO＝０）にて，同期検波器の第1,第２の
入力端に印加される電圧の位相差が零となるように前も
って設定しておくものであった。
しかしながら上述の如き従来の方法では零相変流器ZCT,
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもこの影響を完全に
除去することは困難であった。
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもこの影響を完全に
除去することは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的達成のため，前記被測定電路と大地と
の間に前記測定電圧と＋90゜ならびに−90゜位相の異な
る電流を夫々T/2時間毎に交互に流し，前記同期検波器
出力に含まれる周波数1/Tの成分が零に近づくように前
記同期検波器の第２の入力端に印加する発振器出力の位
相を調整するように，更にはこの調整を自動的に行うよ
う構成する。
の間に前記測定電圧と＋90゜ならびに−90゜位相の異な
る電流を夫々T/2時間毎に交互に流し，前記同期検波器
出力に含まれる周波数1/Tの成分が零に近づくように前
記同期検波器の第２の入力端に印加する発振器出力の位
相を調整するように，更にはこの調整を自動的に行うよ
う構成する。
（実施例） 先ず本発明に係る測定方法を説明する前にその理解を助
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
第（１）式にて示される周波数１の漏洩電流成分Ｉが
零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する
際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する
際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器の第２の入力端に印加される電圧を例え
ば一定振幅のaOsin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力DOは となり、Ｖ、aOは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例し
た値を測定することができる。したがって位相ずれθ−
θ１が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。今、例えばθ−θ１＝１（度）のとき（６）式
にて１＝25Hzで、RO＝20KΩ,CO＝５μＦとするときω
1CORO15.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測
定誤差が大きくなることが分る。
ば一定振幅のaOsin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力DOは となり、Ｖ、aOは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例し
た値を測定することができる。したがって位相ずれθ−
θ１が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。今、例えばθ−θ１＝１（度）のとき（６）式
にて１＝25Hzで、RO＝20KΩ,CO＝５μＦとするときω
1CORO15.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測
定誤差が大きくなることが分る。
本発明は上述の位相ずれに伴う誤差の発生を極力抑える
方法を提案するものである。
方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定方法の一実施例を示
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
同図に於いて接地線LEに，周波数１なる低周波発生用
の発振器OSCをトランスOTを介して直列に接続して電圧
Ｖなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿入する
トランスOTのインピーダンスは十分に低く選ぶ。前記零
相変流器ZCT出力を周波数１の成分のみを通し，商用
周波成分を除去するフィルタFILに印加すれば（２）式
に相当する出力が得られ，これを同期検波器MULTの第１
の入力端に印加する。
の発振器OSCをトランスOTを介して直列に接続して電圧
Ｖなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿入する
トランスOTのインピーダンスは十分に低く選ぶ。前記零
相変流器ZCT出力を周波数１の成分のみを通し，商用
周波成分を除去するフィルタFILに印加すれば（２）式
に相当する出力が得られ，これを同期検波器MULTの第１
の入力端に印加する。
一方，コンデンサＣの両端にスイッチSW1,SW2を接続し
て，該スイッチSW1,SW2の切替えによって前記コンデン
サＣの極性が反転して，例えば接地電路と接地点Ｅ間に
挿入される如く接続し前記スイッチSW1とSW2が同図実線
の如く接続された場合前記接地線LEにはω1CVcosω1tな
る電流が追加されて流れることになり，このとき接地線
に流れる印加低周波成分の漏洩電流IOは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULTの出力D1は，（４）
式の関係から となる。
て，該スイッチSW1,SW2の切替えによって前記コンデン
サＣの極性が反転して，例えば接地電路と接地点Ｅ間に
挿入される如く接続し前記スイッチSW1とSW2が同図実線
の如く接続された場合前記接地線LEにはω1CVcosω1tな
る電流が追加されて流れることになり，このとき接地線
に流れる印加低周波成分の漏洩電流IOは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULTの出力D1は，（４）
式の関係から となる。
一方スイッチSW1とSW2を切替えて同図点線の如く前記状
態とは極性が逆となるように接続すると，接地線LEには
極性変換された電流−ω1CVcosω1tなる電流が追加され
て流れるから，このときフィルタFILの出力I3は となり，同期検波器MULTの出力D2は となる。
態とは極性が逆となるように接続すると，接地線LEには
極性変換された電流−ω1CVcosω1tなる電流が追加され
て流れるから，このときフィルタFILの出力I3は となり，同期検波器MULTの出力D2は となる。
したがって，スイッチSW1,SW2を連動して上記関係で時
間T/2毎に切替えれば，同期検波器出力中には周波数1/T
の成分が生ずることになる（（９）式からも分るように
θ＝θ１のときは，第２項は零となるから周波数1/Tの
成分は発生しないことになる）。ところで同期検波器出
力を周波数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBPに印加
すれば該フィルタBPの出力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，はフィルタ特
性等から定まる位相である。したがってフィルタBPの出
力を，例えば整流回路DETで整流すれば，その出力Ｂは Ｂ＝KCω1VaO|sin（θ−θ１）｜ ……（13） となる。
間T/2毎に切替えれば，同期検波器出力中には周波数1/T
の成分が生ずることになる（（９）式からも分るように
θ＝θ１のときは，第２項は零となるから周波数1/Tの
成分は発生しないことになる）。ところで同期検波器出
力を周波数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBPに印加
すれば該フィルタBPの出力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，はフィルタ特
性等から定まる位相である。したがってフィルタBPの出
力を，例えば整流回路DETで整流すれば，その出力Ｂは Ｂ＝KCω1VaO|sin（θ−θ１）｜ ……（13） となる。
そこで整流回路DETの出力が零となるように同期検波器
の第２の入力端に印加される一定振幅の電圧aOsin（ω1
t＋θ１）の位相θ１を調整して出力Ｂが零となるよう
にすればθ−θ１→０となるから位相ずれを零に近づけ
ることができる。
の第２の入力端に印加される一定振幅の電圧aOsin（ω1
t＋θ１）の位相θ１を調整して出力Ｂが零となるよう
にすればθ−θ１→０となるから位相ずれを零に近づけ
ることができる。
したがって上記スイッチSW1,SW2をT/2時間毎に交互に切
替え，同期検波器出力に含まれる周波数1/Tの成分が常
に零となるように上記θ１の位相を自動調整をし，この
ときの同期検波器出力OUT2を用いて絶縁抵抗を測定すれ
ば常に位相誤差のない，即ち正確な測定ができる。尚，
ここで必要な自動位相制御回路は既存の技術で容易に実
現できるものであるから詳述を省略する。
替え，同期検波器出力に含まれる周波数1/Tの成分が常
に零となるように上記θ１の位相を自動調整をし，この
ときの同期検波器出力OUT2を用いて絶縁抵抗を測定すれ
ば常に位相誤差のない，即ち正確な測定ができる。尚，
ここで必要な自動位相制御回路は既存の技術で容易に実
現できるものであるから詳述を省略する。
また例えばフィルタBPの出力Ａを，コンデンサＣをオン
・オフする信号で更に同期検波（図示していない。）す
ると、この同期検波器の出力SOは SO＝−kOCω1VaOcos・sin（θ−θ１） ……（14） となる。（ここでkOは定数である。） したがって であるならば、θ〈θ１のときSO〈０、またθ〈θ１の
ときSO〉０、θ＝θ０のときSO＝０となり、SOを用いて
位相の調整方向（進み，遅れ）を判定することができ，
この判定結果を利用すれば，効率的に自動位相制御が可
能である。
・オフする信号で更に同期検波（図示していない。）す
ると、この同期検波器の出力SOは SO＝−kOCω1VaOcos・sin（θ−θ１） ……（14） となる。（ここでkOは定数である。） したがって であるならば、θ〈θ１のときSO〈０、またθ〈θ１の
ときSO〉０、θ＝θ０のときSO＝０となり、SOを用いて
位相の調整方向（進み，遅れ）を判定することができ，
この判定結果を利用すれば，効率的に自動位相制御が可
能である。
また上記SOの大きさによって位相の調整の大きさを変え
る等することも可能である。即ちSOが大きい時は大きな
ステップで位相を変え，一方小さい時には小さなステッ
プで変えるごとくすれば，位相調整を速やかにしかも正
確に実施することができる。
る等することも可能である。即ちSOが大きい時は大きな
ステップで位相を変え，一方小さい時には小さなステッ
プで変えるごとくすれば，位相調整を速やかにしかも正
確に実施することができる。
またある一定時間上記位相調整を実施しθ−θ１０と
なったらθ１を固定し，また一定期間後に位相調整を行
うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構成しても
よい。
なったらθ１を固定し，また一定期間後に位相調整を行
うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構成しても
よい。
上述の説明ではコンデンサＣとスイッチSW1,SW2を組合
せた回路を接地電路と大地間に挿入する場合を述べた
が，本発明はこれに限定する必要はなく例えばこの回路
を非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただし，この
場合はコンデンサＣに商用電源が引火されるためコンデ
ンサＣ及びスイッチSW1,SW2に流れる電流は著しく大き
くなるからこれに耐え得るものを使用する必要がある。
せた回路を接地電路と大地間に挿入する場合を述べた
が，本発明はこれに限定する必要はなく例えばこの回路
を非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただし，この
場合はコンデンサＣに商用電源が引火されるためコンデ
ンサＣ及びスイッチSW1,SW2に流れる電流は著しく大き
くなるからこれに耐え得るものを使用する必要がある。
第２図は本発明の変形実施例を示す主要部分のブロック
図であり、前記コンデンサＣならびにスイッチSW1,SW2
を介して零相変流器ZCTに電流を流すために印加トラン
スOTの代りに第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これ
より得られる測定用低周波電圧を印加する如くしたもの
である。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線
LEにコンデンサC,スイッチSW1,SW2を接続する必要がな
いため設置工事を簡易化することができる。
図であり、前記コンデンサＣならびにスイッチSW1,SW2
を介して零相変流器ZCTに電流を流すために印加トラン
スOTの代りに第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これ
より得られる測定用低周波電圧を印加する如くしたもの
である。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線
LEにコンデンサC,スイッチSW1,SW2を接続する必要がな
いため設置工事を簡易化することができる。
なお動作については、第１図の説明で述べたものと全く
同じである。
同じである。
第３図は他の実施例を示しており，コンデンサC,スイッ
チSW1,SW2からなる回路を印加トランスOTの１次側に接
続したものであり,1次側の電圧が２次側の電圧より高い
場合，その比率分だけコンデンサＣの容量を小さくする
ことにより第１図の実施例で述べた動作を同じにしたも
のである。
チSW1,SW2からなる回路を印加トランスOTの１次側に接
続したものであり,1次側の電圧が２次側の電圧より高い
場合，その比率分だけコンデンサＣの容量を小さくする
ことにより第１図の実施例で述べた動作を同じにしたも
のである。
また零相変流器を貫通する導線を零相変流器にｎ回巻線
すればコンデンサＣの代りにc/nの値のコンデンサを用
いた動作と同じになることは明らかである。
すればコンデンサＣの代りにc/nの値のコンデンサを用
いた動作と同じになることは明らかである。
なお，コンデンサに印加する電圧は（７）式で示した如
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
また，位相制御回路から出力され位相同期回路の第２の
入力端に印加される位相は同位相となるように前もって
調整し，温度等による位相ずれのみを上述の自動位相制
御にて補償するようにすれば位相同期の時間を短縮する
ことができる。
入力端に印加される位相は同位相となるように前もって
調整し，温度等による位相ずれのみを上述の自動位相制
御にて補償するようにすれば位相同期の時間を短縮する
ことができる。
さらに上記説明では測定用低周波電圧と90゜位相の異な
る電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，必ず
しもこれに限定されるものではなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよいことは明らかである。
る電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，必ず
しもこれに限定されるものではなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよいことは明らかである。
また上記説明では測定用信号電圧を正弦波として説明し
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
なお上記説明においては位相調整をするに当り，同期検
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加される周波数
１の漏洩電流成分の位相を調整しても同一の結果が得
られることは明らかである。
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加される周波数
１の漏洩電流成分の位相を調整しても同一の結果が得
られることは明らかである。
また上記実施例では単相２線式電路の場合で示したが，
単相３線式電路、３相３線式電路であってもよい。
単相３線式電路、３相３線式電路であってもよい。
（発明の効果） 以上説明したごとく，本発明は絶縁抵抗測定回路の位相
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図及
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2,……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT……同期検波回路,OSC……発振器,OT,OT′……
印加トランス,PS……移相器,SW1,SW2……スイッチ,PC…
…位相制御回路,BP……フィルタ,DET……整流回路。
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2,……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT……同期検波回路,OSC……発振器,OT,OT′……
印加トランス,PS……移相器,SW1,SW2……スイッチ,PC…
…位相制御回路,BP……フィルタ,DET……整流回路。
Claims (3)
- 【請求項１】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、該電路の接地線に結合
せしめた変流器の出力中に含まれる前記周波数f1の漏洩
電流成分を抽出すると共に、この抽出した出力を前記測
定用低周波数信号電圧で同期検波することにより得られ
る出力から電路と大地間の絶縁抵抗を測定する方法にお
いて、 前記電路と大地との間に前記測定用低周波信号電圧と＋
90゜ならびに−90゜位相の異なる電流をそれぞれT/2時
間毎に交互に印加し、前記変流器出力中に含まれる周波
数1/Tの成分が零に近づくように同期検波器に印加する
周波数f1の漏洩電流成分若しくは前記低周波信号の位相
を調整することにより対地浮遊容量の影響を除去したこ
とを特徴とする絶縁抵抗測定方法。 - 【請求項２】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、該電路の接地線に結合
せしめた変流器の出力中に含まれる前記周波数f1の漏洩
電流成分を抽出すると共に、この抽出した出力を前記測
定用低周波信号電圧で同期検波することにより得られる
出力から電路と大地間の絶縁抵抗を測定する方法におい
て、 前記電路と大地との間に前記測定用低周波信号電圧と＋
90゜ならびに−90゜位相の異なる電流をそれぞれT/2時
間毎に交互に印加するための電流印加手段と、 前記変流器出力中から商用周波数成分を除去して得た信
号と前記測定用低周波信号電圧とを入力し、同期検波す
る同期検波手段と、 前記同期検波手段出力中の1/T周波数成分を抽出するフ
ィルタ手段と、 前記同期検波手段に入力する前記測定用低周波信号若し
くは商用周波数成分を除去して得た信号の位相を調整す
る位相調整手段とを備え、 前記フィルタ手段出力がほぼ零となるように前記位相調
整手段を制御することにより対地浮遊容量の影響を除去
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の絶縁
抵抗測定方法。 - 【請求項３】前記同期検波手段出力より位相調整方向を
判定し、該判定結果によって前記位相調整手段を調整し
たことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の絶縁抵
抗測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27104786A JPH0721518B2 (ja) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | 絶縁抵抗測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27104786A JPH0721518B2 (ja) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | 絶縁抵抗測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63124966A JPS63124966A (ja) | 1988-05-28 |
| JPH0721518B2 true JPH0721518B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=17494664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27104786A Expired - Lifetime JPH0721518B2 (ja) | 1986-11-14 | 1986-11-14 | 絶縁抵抗測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0721518B2 (ja) |
-
1986
- 1986-11-14 JP JP27104786A patent/JPH0721518B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63124966A (ja) | 1988-05-28 |
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