JPH0731219B2 - 絶縁抵抗測定装置の位相補償方法 - Google Patents
絶縁抵抗測定装置の位相補償方法Info
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- JPH0731219B2 JPH0731219B2 JP61171325A JP17132586A JPH0731219B2 JP H0731219 B2 JPH0731219 B2 JP H0731219B2 JP 61171325 A JP61171325 A JP 61171325A JP 17132586 A JP17132586 A JP 17132586A JP H0731219 B2 JPH0731219 B2 JP H0731219B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置の
温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償方法に
関する。
温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償方法に
関する。
（従来の技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第４図に示す電路の絶縁抵抗測定方法を用い電路
状態を監視するのが一般的であった。
例えば第４図に示す電路の絶縁抵抗測定方法を用い電路
状態を監視するのが一般的であった。
これは負荷Ｚを有する受電変圧器Ｔの接地線LEを，商用
電源周波とは異なる周波数１なる低周波信号発振器OS
Cに接続されたトランスOTに貫通せしめるか，或いは前
記接地線LEに直列に前記発振器を挿入接続する等して電
路１及び電路２に低周波電圧を印加し，前記接地線LEを
貫通せしめた零相変流器ZCTによって電路と大地間に存
在する絶縁抵抗Ro及び対地浮遊容量Coを介して前記接地
線に帰還する前記低周波電圧により生ずる漏洩電流を検
出しこれを増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによ
って周波数１の成分のみを選択し，これを例えば前記
発振器OSCの出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波し
て該漏洩電流中の有効分（即ち印加低周波電圧と同相の
成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定する
よう構成したものであった。
電源周波とは異なる周波数１なる低周波信号発振器OS
Cに接続されたトランスOTに貫通せしめるか，或いは前
記接地線LEに直列に前記発振器を挿入接続する等して電
路１及び電路２に低周波電圧を印加し，前記接地線LEを
貫通せしめた零相変流器ZCTによって電路と大地間に存
在する絶縁抵抗Ro及び対地浮遊容量Coを介して前記接地
線に帰還する前記低周波電圧により生ずる漏洩電流を検
出しこれを増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによ
って周波数１の成分のみを選択し，これを例えば前記
発振器OSCの出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波し
て該漏洩電流中の有効分（即ち印加低周波電圧と同相の
成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定する
よう構成したものであった。
本発明の理解を助けるためにその測定理論を更に説明す
る。
る。
前記接地線LEに印加される低周波信号電圧を例えば正弦
波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接地点
Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電流Ｉ
は と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，更に零相変流器出
力に含まれる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFIL
で選択出力する従来の方法では，通常零相変流器→増幅
器→フィルタの系で周波数１の漏洩電流の位相がすれ
るから，これらの同期検波出力からRoに逆比例した値を
得るためにはこの位相ずれを補償する必要がある。この
ために同図に示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又
は第２の入力端に固定の移相器PSを挿入し，これによっ
て上記位相ずれを補正し互いの同期をとっていた。即ち
この移相器PSを設けることにより対地浮遊容量Coがない
状態（Co＝０）にて，同期検波器の第1,第２の入力端に
印加される電圧の位相差が零となるように前もって設定
しておくものであった。
波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接地点
Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電流Ｉ
は と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を零相変流器ZCTで検出し，更に零相変流器出
力に含まれる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFIL
で選択出力する従来の方法では，通常零相変流器→増幅
器→フィルタの系で周波数１の漏洩電流の位相がすれ
るから，これらの同期検波出力からRoに逆比例した値を
得るためにはこの位相ずれを補償する必要がある。この
ために同図に示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又
は第２の入力端に固定の移相器PSを挿入し，これによっ
て上記位相ずれを補正し互いの同期をとっていた。即ち
この移相器PSを設けることにより対地浮遊容量Coがない
状態（Co＝０）にて，同期検波器の第1,第２の入力端に
印加される電圧の位相差が零となるように前もって設定
しておくものであった。
しかしながら上述の如き従来の方法では零相変流器ZCT,
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の設定値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもその影響を完全に
除去することは困難であった。
フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使
用部品特性の経年変化等によって変動するため，この結
果最初の設定値との位相誤差が発生し，正しい測定結果
を提供できなくなる欠点があった。これらに対処するた
めに従来は特性変動の少ない極めて高品質な零相変流器
或いはフィルタ等を採用することによって位相誤差の影
響を極力小さくしていたが，それでもその影響を完全に
除去することは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号を位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号を位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的達成のため，前記被測定電路と大地と
の間に強制的に所定値の抵抗を挿入し，この接続を一定
周期又は所定間隔でランダムに接をくり返えすととも
に，該抵抗を介して大地に流れ前記接地線に還流する低
周波の漏洩電流信号を前記低周波電圧より90゜シフトし
た電圧で同期検波することにより検出しこの出力信号中
に含まれる前記抵抗の断続周期で定まる所定周波数成分
が零となるように前記同期検波器の第２の入力端に印加
する前記低周波電圧より90゜シフトした電圧の位相を調
整するように，更にはこの調整を自動的に行なうよう構
成する。
の間に強制的に所定値の抵抗を挿入し，この接続を一定
周期又は所定間隔でランダムに接をくり返えすととも
に，該抵抗を介して大地に流れ前記接地線に還流する低
周波の漏洩電流信号を前記低周波電圧より90゜シフトし
た電圧で同期検波することにより検出しこの出力信号中
に含まれる前記抵抗の断続周期で定まる所定周波数成分
が零となるように前記同期検波器の第２の入力端に印加
する前記低周波電圧より90゜シフトした電圧の位相を調
整するように，更にはこの調整を自動的に行なうよう構
成する。
（実施例） 先ず本発明に係る測定方法を説明する前にその理解を助
ける為従来の方法とその欠点を少しく詳細に説明する。
ける為従来の方法とその欠点を少しく詳細に説明する。
第（１）式にて示される周波数１の漏洩電流成分Ｉが
第４図の零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を
通過する際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL
出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
第４図の零相変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を
通過する際発生する位相ずれをθとすればフィルタFIL
出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器MULTの第２の入力端に印加される電圧を
例えば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期
検波器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ＝θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
例えば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期
検波器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ＝θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
今，位相ずれの影響を検討するために例えば位相誤差を
θ＝θ１＝１（度）とすれば，（６）式にて１＝25Hz
で,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo15.7とな
るから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が大きくな
ることが分る。
θ＝θ１＝１（度）とすれば，（６）式にて１＝25Hz
で,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo15.7とな
るから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が大きくな
ることが分る。
本発明は上述の位相ずれに伴う誤差の発生を極力抑える
方法を提案するものである。
方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定方法の一実施例を示
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
即ち，同図に於いてＴは変圧器,1及び２はこの変圧器の
２次測低圧電路であって，その一方２には第２種接地工
事を施した接地線LEが接続され，更に該接地線LEには低
周波発振器OSCを接続した低インピーダンスのトランスO
Tと零相変流器ZCTとが結合されている。又，この零相変
流器ZCTの出力は増幅器AMPとフィルタFILとを介して掛
算器MULT1の−入力端に導かれる。
２次測低圧電路であって，その一方２には第２種接地工
事を施した接地線LEが接続され，更に該接地線LEには低
周波発振器OSCを接続した低インピーダンスのトランスO
Tと零相変流器ZCTとが結合されている。又，この零相変
流器ZCTの出力は増幅器AMPとフィルタFILとを介して掛
算器MULT1の−入力端に導かれる。
この実施例では上述したものの他に，更に抵抗Ｒとスイ
ッチ手段SWとの直列回路を前記接地電路２と大地のアー
ス点Ｅとの間に挿入し，該スイッチ手段SWを前記低周波
信号発振器OSCの出力にてコントロールされた位相制御
回路PCによって制御する。
ッチ手段SWとの直列回路を前記接地電路２と大地のアー
ス点Ｅとの間に挿入し，該スイッチ手段SWを前記低周波
信号発振器OSCの出力にてコントロールされた位相制御
回路PCによって制御する。
又，零相変流器出力を増幅器AMPとフィルタFILとを介し
て得た出力の一部を第２の同期検波器MULT2,バンドパス
フィルタBP及び整流回路DETの直列回路に入力し，該整
流回路出力でもって前記位相制御回路PCをコントロール
する。
て得た出力の一部を第２の同期検波器MULT2,バンドパス
フィルタBP及び整流回路DETの直列回路に入力し，該整
流回路出力でもって前記位相制御回路PCをコントロール
する。
更に，前記第１及び第２の同期検波器MULT1のMULT2のも
う一方の入力端には前記位相制御回路PCから得た出力を
前者には直接，後者には90゜移相器PSSを介して夫々入
力すると共に，前者第１の同期検波器MULT1出力を一方
の入力端に前記位相制御回路PCの−出力を入力せしめた
引算器SUBを介して所望の出力信号OUT2として導出する
よう構成したものである。
う一方の入力端には前記位相制御回路PCから得た出力を
前者には直接，後者には90゜移相器PSSを介して夫々入
力すると共に，前者第１の同期検波器MULT1出力を一方
の入力端に前記位相制御回路PCの−出力を入力せしめた
引算器SUBを介して所望の出力信号OUT2として導出する
よう構成したものである。
このように構成した装置の動作及び各ブロックの機能を
数式を用いつつ以下詳細に説明する。
数式を用いつつ以下詳細に説明する。
即ち，接地電路２と接地点Ｅ間に挿入した前記スイッチ
手段SWがオンのときに接地線LEには上述した低周波信号
の他に なる電流が追加されて流れることになり，接地線LEに流
れる印加低周波成分の漏洩電流Ioは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となる。
手段SWがオンのときに接地線LEには上述した低周波信号
の他に なる電流が追加されて流れることになり，接地線LEに流
れる印加低周波成分の漏洩電流Ioは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となる。
そこで同期検波器MULT1の第２の入力端子に印加される
電圧をaosin（ω1t＋θ１）とし，この電圧を90゜移相
器PSSに印加することにより得られる電圧aocos（ω1t＋
θ１）を同期検波器MULT2の第２の入力端子に印加すれ
ば，同期検波器MULT2の出力D1は となる。
電圧をaosin（ω1t＋θ１）とし，この電圧を90゜移相
器PSSに印加することにより得られる電圧aocos（ω1t＋
θ１）を同期検波器MULT2の第２の入力端子に印加すれ
ば，同期検波器MULT2の出力D1は となる。
ここで，前記スイッチ手段SWの開閉周期を とすれば（９）式の第１項に含まれるＲの値が周期Ｔで
変るため同期検波器MULT2の出力D1には周波数1/Tの成分
が生ずることになる。
変るため同期検波器MULT2の出力D1には周波数1/Tの成分
が生ずることになる。
そこで，同期検波器MULT2の出力を周波数1/Tの成分のみ
をとり出すフィルタBPに印加すれば，該フィルタBPの出
力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，ψはフィルタBP
の位相特性等から定まる位相である。したがってフィル
タBPの出力を整流回路DETで整流すれば，その出力Ｂは となる。そこで整流回路DETの出力が零となるように同
期検波器MULT1の第２の入力端子に印加する電圧aosin
（ω1t＋θ１）の位相θ１を前記位相制御回路PCで調整
すれば出力Ｂが零となるようにすることができるから，
θ−θ１→０となるから位相ずれを零に近づけることが
できる。
をとり出すフィルタBPに印加すれば，該フィルタBPの出
力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，ψはフィルタBP
の位相特性等から定まる位相である。したがってフィル
タBPの出力を整流回路DETで整流すれば，その出力Ｂは となる。そこで整流回路DETの出力が零となるように同
期検波器MULT1の第２の入力端子に印加する電圧aosin
（ω1t＋θ１）の位相θ１を前記位相制御回路PCで調整
すれば出力Ｂが零となるようにすることができるから，
θ−θ１→０となるから位相ずれを零に近づけることが
できる。
したがってスイッチ手段SWを所定の間隔τでのオン・オ
フを繰返し行い，同期検波器MULT2の出力に含まれる周
波数1/Tの成分が常に零となるように上記θ１の位相を
調整すれば，位相ずれはなくなる。
フを繰返し行い，同期検波器MULT2の出力に含まれる周
波数1/Tの成分が常に零となるように上記θ１の位相を
調整すれば，位相ずれはなくなる。
更にはこの位相制御回路PCを自動的にその機能を果すよ
うな自動位相制御回路とする。尚ここで必要な位相制御
回路PC及び自動位相制御回路は既存の技術で容易に実現
できるものであるから詳述を省略する。
うな自動位相制御回路とする。尚ここで必要な位相制御
回路PC及び自動位相制御回路は既存の技術で容易に実現
できるものであるから詳述を省略する。
一方，上記方法で位相ずれを補償している状態では，θ
−θ１→０となるから同期検波器MULT1の出力は（４）
式から分るようにスイッチ手段SWがオンのとき， 又，スイッチSWがオフのときは となる。したがって，スイッチのオンの時，同期検波器
の出力を引算回路SUBで （一定値）だけ差し引けば引算回路の出力OUT2は となり常に電路の絶縁抵抗を正しく測定できることにな
る。
−θ１→０となるから同期検波器MULT1の出力は（４）
式から分るようにスイッチ手段SWがオンのとき， 又，スイッチSWがオフのときは となる。したがって，スイッチのオンの時，同期検波器
の出力を引算回路SUBで （一定値）だけ差し引けば引算回路の出力OUT2は となり常に電路の絶縁抵抗を正しく測定できることにな
る。
また例えばフィルタBPの出力Ａを，スイッチ手段SWをオ
ン・オフする信号で更に同期検波（図示していない）す
ると，この同期検波器の出力Soは となる。（ここでkoは定数である） したがって であるならばθ＞θ１のときSo＞0,θ＞θ１のときSo＜
0,θ＝θｏのときSo＝０となり,Soを用いて位相の調整
方向（進み，遅れ）を判定することができ，この判定結
果を用いれば効率的に自動位相制御が可能である。
ン・オフする信号で更に同期検波（図示していない）す
ると，この同期検波器の出力Soは となる。（ここでkoは定数である） したがって であるならばθ＞θ１のときSo＞0,θ＞θ１のときSo＜
0,θ＝θｏのときSo＝０となり,Soを用いて位相の調整
方向（進み，遅れ）を判定することができ，この判定結
果を用いれば効率的に自動位相制御が可能である。
上記説明では単に抵抗Ｒを周期Ｔでオン・オフしたが，
抵抗Ｒの値を周期Ｔで連続的に（例えば正弦状に）変化
させる等しても上記位相制御方法を適用することができ
る。
抵抗Ｒの値を周期Ｔで連続的に（例えば正弦状に）変化
させる等しても上記位相制御方法を適用することができ
る。
またある一定期間上記位相調整を実施しθ−θ１０と
なったからθ１を固定し，また一定期間後に位相調整を
行うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構成して
もよい。
なったからθ１を固定し，また一定期間後に位相調整を
行うごとく上述の位相調整を間欠的に行うよう構成して
もよい。
上述の説明では抵抗Ｒを接地電路と大地間に挿入する場
合を述べたが，本発明はこれに限定する必要はなく例え
ば非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただし，この
場合は抵抗Ｒに商用電源が印加されるため抵抗Ｒ及びス
イッチSWに流れる電流は著しく大きくなるからこれに耐
え得るものを使用する必要がある。
合を述べたが，本発明はこれに限定する必要はなく例え
ば非接地電路と大地間に挿入してもよい。ただし，この
場合は抵抗Ｒに商用電源が印加されるため抵抗Ｒ及びス
イッチSWに流れる電流は著しく大きくなるからこれに耐
え得るものを使用する必要がある。
第２図は本発明の変形実施例を示す主要部分のブロック
図であり，前記抵抗ＲならびにスイッチSWを介して零相
変流器ZCTに電流を流すために印加トランスOTの代りに
第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られる
測定用低周波電圧を印加する如くしたものである。この
例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに抵抗R,ス
イッチSWを接続する必要がないため接置工事を簡易化す
ることができる。
図であり，前記抵抗ＲならびにスイッチSWを介して零相
変流器ZCTに電流を流すために印加トランスOTの代りに
第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られる
測定用低周波電圧を印加する如くしたものである。この
例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに抵抗R,ス
イッチSWを接続する必要がないため接置工事を簡易化す
ることができる。
なお動作については，第１図の説明で述べたものと全く
同じである。
同じである。
第３図は他の実施例を示しており，抵抗R,スイッチSWを
印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1次側の
電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だけ抵抗
Ｒの値を大きくすることにより第１図の実施例で述べた
動作を同じにしたものである。
印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1次側の
電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だけ抵抗
Ｒの値を大きくすることにより第１図の実施例で述べた
動作を同じにしたものである。
なお，抵抗Ｒに印加する電圧は（７）式で示した如くＶ
としたが，これに制約されないことは明らかであり，他
の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
としたが，これに制約されないことは明らかであり，他
の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
また，位相制御回路PCから出力され同期検波回路MULT1
の第２の入力端に印加される位相はCo＝０のとき同位相
となるように前もって調整し，温度等による位相ずれの
みを上述の自動位相制御にて補償するようにすれば位相
同期の時間を短縮することができる。
の第２の入力端に印加される位相はCo＝０のとき同位相
となるように前もって調整し，温度等による位相ずれの
みを上述の自動位相制御にて補償するようにすれば位相
同期の時間を短縮することができる。
さらに上記説明では低周波電圧と同相電流を流すため
に，抵抗素子を用いたが，必ずしもこれに限定されるも
のでなく他の回路網（例えば，インダクタンスとコンデ
ンサとを組合せた回路）を用いてもよいことは明らかで
ある。
に，抵抗素子を用いたが，必ずしもこれに限定されるも
のでなく他の回路網（例えば，インダクタンスとコンデ
ンサとを組合せた回路）を用いてもよいことは明らかで
ある。
また上記説明では低周波信号電圧を正弦波として説明し
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
たが，これに限定されるものではなく例えば矩形波であ
ってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用いても
よい。
なお上記説明においては位相調整をするに当り，同期検
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加されるフィル
タFILの出力信号の位相を調整しても同一の結果が得ら
れることは明らかである。
波器の第２の入力に印加される信号の位相を調整する如
くしたが，同期検波器の第１の入力に印加されるフィル
タFILの出力信号の位相を調整しても同一の結果が得ら
れることは明らかである。
又，上述の説明に於いては周期Ｔで抵抗Ｒを断続した
が，本発明ではこれに限定する必要はなく所定間隔Ｔで
ランダムにこれを断続しても同様の結果を得ることがで
き，この場合若干の位相ズレが生じても自動的にこれを
補正する手段を講ずるうえで都合がよいであろう。
が，本発明ではこれに限定する必要はなく所定間隔Ｔで
ランダムにこれを断続しても同様の結果を得ることがで
き，この場合若干の位相ズレが生じても自動的にこれを
補正する手段を講ずるうえで都合がよいであろう。
また上記実施例では単相２線式電路の場合で示したが，
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよい。
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよい。
（発明の効果） 以上説明したごとく，本発明は絶縁抵抗測定回路の位相
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図及
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT,MULT1,MULT2……同期検波回路,OSC……発振器,
OT,OT′……印加トランス,PS……移相器,SW……スイッ
チ,PSS……90゜移相器,PC……位相制御回路,BP……フィ
ルタ,DET……整流回路,SUB……引算回路。
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……零相変流器,AMP……増幅器,FIL……フィル
タ,MULT,MULT1,MULT2……同期検波回路,OSC……発振器,
OT,OT′……印加トランス,PS……移相器,SW……スイッ
チ,PSS……90゜移相器,PC……位相制御回路,BP……フィ
ルタ,DET……整流回路,SUB……引算回路。
Claims (5)
- 【請求項１】変圧器の接地線を介して電路に商用周波数
と異なる周波数１なる低周波信号電圧を電磁誘導或は
直列結合等によって印加し，前記接地線に結合せしめた
零相変流器出力中に含まれる周波数１の漏洩電流成分
を前記低周波信号電圧で同期検波することにより得られ
る出力から前記電路と大地間の絶縁抵抗を測定する装置
において，前記電路と大地の間に挿入した所定の抵抗の
値を繰返し周期Ｔ又は時間間隔τでランダムに変化させ
ると共に，前記漏洩電流成分を前記低周波信号電圧より
90゜位相のシフトした電圧で別に設けた同期検波器にて
同期検波することにより得られる出力中の含まれる周波
数1/Tの周波数成分が零に近づくように同期検波器に印
加する前記低周波信号電圧ならびに前記低周波信号電圧
より90゜位相のシフトした電圧の位相を自動的に調整す
るようにしたことを特徴とする絶縁抵抗測定装置の位相
補償方法。 - 【請求項２】前記漏洩電流成分を前記低周波信号電圧で
同期検波することにより得られる出力から前記繰返し周
期Ｔ又は時間間隔τでランダムに変化させた抵抗の値に
よる増加分を時間間隔τで補正することにより電路と大
地間の絶縁抵抗を測定することを特徴とする特許請求範
囲１記載の絶縁抵抗測定装置の位相補償方法。 - 【請求項３】前記低周波電圧を所定の抵抗に印加し，該
抵抗の値を繰返し周期Ｔ又は時間間隔τでランダムに変
化させると共に，該抵抗に接続された接続線を上記零相
変流器に貫通させたことを特徴とする特許請求の範囲１
記載の絶縁抵抗測定装置の位相補償方法。 - 【請求項４】前記低周波電圧と同相の電流の大きさを繰
り返し周期Ｔ又は時間間隔τでランダムに変化させ該電
流の流れる接続線を上記零相変流器に貫通させることを
特徴とする特許請求の範囲１記載の絶縁測定装置の位相
補償方法。 - 【請求項５】前記低周波信号電圧より90゜シフトした電
圧で同期検波することにより得られる出力中に含まれる
周波数1/Tの周波数成分が零に近づくように同期検波器
に印加する前記周波数１の漏洩電流成分の位相を自動
的に調整するごとくしたことを特徴とする特許請求の範
囲１記載の絶縁抵抗測定装置の位相補償方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61171325A JPH0731219B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 絶縁抵抗測定装置の位相補償方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61171325A JPH0731219B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 絶縁抵抗測定装置の位相補償方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6327767A JPS6327767A (ja) | 1988-02-05 |
| JPH0731219B2 true JPH0731219B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=15921148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61171325A Expired - Lifetime JPH0731219B2 (ja) | 1986-07-21 | 1986-07-21 | 絶縁抵抗測定装置の位相補償方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0731219B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61155869A (ja) * | 1984-12-28 | 1986-07-15 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 位相補償を施した絶縁抵抗測定方法 |
-
1986
- 1986-07-21 JP JP61171325A patent/JPH0731219B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6327767A (ja) | 1988-02-05 |
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