JPH0721523B2 - 回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法 - Google Patents
回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法Info
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- JPH0721523B2 JPH0721523B2 JP18137987A JP18137987A JPH0721523B2 JP H0721523 B2 JPH0721523 B2 JP H0721523B2 JP 18137987 A JP18137987 A JP 18137987A JP 18137987 A JP18137987 A JP 18137987A JP H0721523 B2 JPH0721523 B2 JP H0721523B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置に
於ける温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償
方法に関する。
於ける温度変化或は回路定数の経年変化等に対する補償
方法に関する。
（従来技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
これはＺなる負荷を有する受電変圧器Ｔの第２種接地線
LEに，商用電源周波数と別違の周波数１なる測定用低
周波信号発振器OSCを接続したトランスOTを挿入する
か，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器OSCを挿入
接続するか又は前記電路1,2を前記発振器を接続したト
ロイダルコアトランスに貫通する等して電路１及び電路
２に測定用低周波電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せ
しめた変流器ZCTによって，電路と大地間に存在する絶
縁抵抗Ro及び対地浮遊容量Coを介して前記接地線に帰還
する前記測定用低周波信号の漏洩電流を検出し，これを
増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによって周波数
１の成分のみを選択し，これを例えば前記発振器OSC
の出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電流
分中の有効分（OUT1）（即ち，印加低周波電圧と同相の
成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定する
よう構成したものであった。
LEに，商用電源周波数と別違の周波数１なる測定用低
周波信号発振器OSCを接続したトランスOTを挿入する
か，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器OSCを挿入
接続するか又は前記電路1,2を前記発振器を接続したト
ロイダルコアトランスに貫通する等して電路１及び電路
２に測定用低周波電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せ
しめた変流器ZCTによって，電路と大地間に存在する絶
縁抵抗Ro及び対地浮遊容量Coを介して前記接地線に帰還
する前記測定用低周波信号の漏洩電流を検出し，これを
増幅器AMPで増幅したのち，フィルタFILによって周波数
１の成分のみを選択し，これを例えば前記発振器OSC
の出力信号を用いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電流
分中の有効分（OUT1）（即ち，印加低周波電圧と同相の
成分）を検出することにより電路の絶縁抵抗を測定する
よう構成したものであった。
即ち，前記接地線LEに印加される測定用信号電圧を例え
ば正弦波としてVsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，
接地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩
電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，これに含まれる周波数
１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出力する従来
の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタの系で周波
数１の漏洩電流の位相がずれるから，これらの同期検
波出力からRoに逆比例した値を得るためにはこの位相ず
れを補償する必要がある。このために従来同図に示す如
く同期検波器MULTの第１の入力端に又は，第２の入力端
に移相器PSを挿入することによって上記位相ずれを補正
し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを設ける
ことにより対地浮遊容量Coがない状態（Co＝０）にて，
同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧の位相
差が零となるように前もって設定しておくものであっ
た。
ば正弦波としてVsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，
接地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩
電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，これに含まれる周波数
１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出力する従来
の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタの系で周波
数１の漏洩電流の位相がずれるから，これらの同期検
波出力からRoに逆比例した値を得るためにはこの位相ず
れを補償する必要がある。このために従来同図に示す如
く同期検波器MULTの第１の入力端に又は，第２の入力端
に移相器PSを挿入することによって上記位相ずれを補正
し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを設ける
ことにより対地浮遊容量Coがない状態（Co＝０）にて，
同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧の位相
差が零となるように前もって設定しておくものであっ
た。
しかしながら上述の如き従来の方法では変流器ZCT,フィ
ルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使用部
品特性の経年変化等によって変動するため，この結果最
初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果を提
供できなくなる欠点があった。これらに対処するために
従来は特性変動の少ない極めて高品質な変流器或いはフ
ィルタ等を採用することによって位相誤差の影響を極力
小さくしていたが，それでもその影響を完全に除去する
ことは困難であった。
ルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使用部
品特性の経年変化等によって変動するため，この結果最
初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果を提
供できなくなる欠点があった。これらに対処するために
従来は特性変動の少ない極めて高品質な変流器或いはフ
ィルタ等を採用することによって位相誤差の影響を極力
小さくしていたが，それでもその影響を完全に除去する
ことは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の振幅，位相ずれを常時
補正し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測
定装置の振幅，位相特性の補償方法を提供することを目
的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の振幅，位相ずれを常時
補正し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測
定装置の振幅，位相特性の補償方法を提供することを目
的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的を達成するために接地線を介して商用
電源周波数と異なる周波数１の測定用低周波信号電圧
を電路に印加し，電路と大地間の絶縁抵抗及び浮遊容量
を介して前記接地線に帰還する測定用低周波信号の漏洩
成分を前記接地線に結合せしめた変流器を介して抽出
し，この信号を同期検波することによって電路の絶縁抵
抗を測定する装置に於いて，前記変流器に新らたに導線
を貫通せしめるとともに，この導線に例えば前記周波数
１の測定用低周波信号電圧より90゜移相した電流を繰
返し周波数ｓの信号でスイッチング素子をON−OFFす
ることによって流す。一方前記変流器出力をフィルタに
通し，商用周波数成分の漏洩電流を除去し，該フィルタ
出力に含まれる周波数１−ｓ及び１＋ｓの両成
分の振幅の大きさが等しくなるような補正を行ない，補
正された電流を前記周波数１の測定用低周波信号電圧
で同期検波し，同期検波出力に含まれる周波数ｓの成
分が零に近づくように上記同期検波に用いた周波数１
の測定用低周波信号電圧の位相を自動調整し，同期検波
出力の直流分を用いて電路の絶縁抵抗を正確に測定する
ものである。
電源周波数と異なる周波数１の測定用低周波信号電圧
を電路に印加し，電路と大地間の絶縁抵抗及び浮遊容量
を介して前記接地線に帰還する測定用低周波信号の漏洩
成分を前記接地線に結合せしめた変流器を介して抽出
し，この信号を同期検波することによって電路の絶縁抵
抗を測定する装置に於いて，前記変流器に新らたに導線
を貫通せしめるとともに，この導線に例えば前記周波数
１の測定用低周波信号電圧より90゜移相した電流を繰
返し周波数ｓの信号でスイッチング素子をON−OFFす
ることによって流す。一方前記変流器出力をフィルタに
通し，商用周波数成分の漏洩電流を除去し，該フィルタ
出力に含まれる周波数１−ｓ及び１＋ｓの両成
分の振幅の大きさが等しくなるような補正を行ない，補
正された電流を前記周波数１の測定用低周波信号電圧
で同期検波し，同期検波出力に含まれる周波数ｓの成
分が零に近づくように上記同期検波に用いた周波数１
の測定用低周波信号電圧の位相を自動調整し，同期検波
出力の直流分を用いて電路の絶縁抵抗を正確に測定する
ものである。
（発明の実施例） 以下図示した実施例に基づき本発明を詳細に説明する。
先づ，本発明に係る測定方法を説明する前にその理解を
助ける為従来の方法とその欠点を少しく詳細に説明す
る。
助ける為従来の方法とその欠点を少しく詳細に説明す
る。
第（１）式にて示される周波数１の漏洩電流成分Ｉが
変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する際発
生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する際発
生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器の第２の入力端に印加される電圧を例え
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力即ち有効成分Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力即ち有効成分Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
今，例えばθ−θ１＝１（度）のとき（６）式にて１
＝25Hzで,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
＝25Hzで,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
本発明は上述した位相のずれに伴う測定誤差の発生並び
に変流器→増幅器→フィルタ系の振幅特性の影響を極力
抑える方法を提案するものである。
に変流器→増幅器→フィルタ系の振幅特性の影響を極力
抑える方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定方法の一実施例を示
すブロック図であって第４図と同一の記号は同一の意味
をもつものとする。
すブロック図であって第４図と同一の記号は同一の意味
をもつものとする。
即ち，同図に於いてＴは変圧器,1及び２はこの変圧器の
２次側電路であって該電路２には第２種接地工事を施し
た接地線LEが接続される。該接地線LEにはトランスOT及
び変流器ZCTとが係合され，該OTの一次側巻線N1には電
力増幅器PAMP,又N3にはコンデンサＣ及びスイッチSWが
接続され変流器ZCTを貫通する導線20が接続される。該
スイッチSWの開閉は位相制御回路PC1より出力される断
続した周波数ｓなる信号により行なわれ，前記電力増
幅器PAMPの入力信号は前記位相制御回路PC1より出力さ
れる。尚前記トランスOTの２次側インピーダンスは商用
周波数に於いて十分低く，電路の接地機能を妨げないも
のである。
２次側電路であって該電路２には第２種接地工事を施し
た接地線LEが接続される。該接地線LEにはトランスOT及
び変流器ZCTとが係合され，該OTの一次側巻線N1には電
力増幅器PAMP,又N3にはコンデンサＣ及びスイッチSWが
接続され変流器ZCTを貫通する導線20が接続される。該
スイッチSWの開閉は位相制御回路PC1より出力される断
続した周波数ｓなる信号により行なわれ，前記電力増
幅器PAMPの入力信号は前記位相制御回路PC1より出力さ
れる。尚前記トランスOTの２次側インピーダンスは商用
周波数に於いて十分低く，電路の接地機能を妨げないも
のである。
一方前記変流器ZCTの出力はアンプAMP及び商用周波数成
分を除去するフィルタを介し加算器ADD12の一入力端に
入力する。該加算器ADD12の他の入力端は振幅補正回路3
0の出力を入力する。該振幅補正回路30は35及び40から
なる２系統の補正信号発生回路及び加算増幅器ADD11に
より構成する。該補正信号発生回路は前記位相制御回路
PC1と接続した第２の位相制御回路PC2を持ち，該PC2の
出力は90゜移相器PSS1及び第３の同期検波器MULT3に入
力され前記PSS1の出力は第４の同期検波器MULT4及び掛
算器MULT5の一入力端に入力する。
分を除去するフィルタを介し加算器ADD12の一入力端に
入力する。該加算器ADD12の他の入力端は振幅補正回路3
0の出力を入力する。該振幅補正回路30は35及び40から
なる２系統の補正信号発生回路及び加算増幅器ADD11に
より構成する。該補正信号発生回路は前記位相制御回路
PC1と接続した第２の位相制御回路PC2を持ち，該PC2の
出力は90゜移相器PSS1及び第３の同期検波器MULT3に入
力され前記PSS1の出力は第４の同期検波器MULT4及び掛
算器MULT5の一入力端に入力する。
前記同期検波器MULT3,MULT4の夫々他の入力端には前記
フィルタFILの出力を入力し，該MULT3の出力はローパス
フィルタLF1を介し前記PC2に入力する。また前記MULT4
の出力はローパスフィルタLF2を介し引算器SUB1の一入
力端に入力し，該SUB1の他の入力端には基準値信号RF1
を入力することによって得た信号を前記掛算器MULT5の
他の入力端に入力する。
フィルタFILの出力を入力し，該MULT3の出力はローパス
フィルタLF1を介し前記PC2に入力する。また前記MULT4
の出力はローパスフィルタLF2を介し引算器SUB1の一入
力端に入力し，該SUB1の他の入力端には基準値信号RF1
を入力することによって得た信号を前記掛算器MULT5の
他の入力端に入力する。
同様に第２の系統も位相制御回路PC3,90゜移相器PSS2,
同期検波器MULT6,MULT7,並びにローパスフィルタLF3,LF
4,引算器SUB2,掛算器MULT8より構成し，夫々機器の接続
も前記第１の系統と同様に構成され，前記引算器SUB2の
一入力端には基準値信号RF2を入力する。
同期検波器MULT6,MULT7,並びにローパスフィルタLF3,LF
4,引算器SUB2,掛算器MULT8より構成し，夫々機器の接続
も前記第１の系統と同様に構成され，前記引算器SUB2の
一入力端には基準値信号RF2を入力する。
このように構成した２系統に於ける掛算器MULT5及びMUL
T8の夫々の出力を加算増幅器ADD11に入力して得た信号
を振幅補正回路30の出力とし前記加算器ADD12の他の入
力端へ入力する。
T8の夫々の出力を加算増幅器ADD11に入力して得た信号
を振幅補正回路30の出力とし前記加算器ADD12の他の入
力端へ入力する。
該加算器ADD12の出力は同期検波器MULT1の一方の入力端
へ入力し，他の入力端には前記位相制御回路PC1から入
力する。
へ入力し，他の入力端には前記位相制御回路PC1から入
力する。
このようにして得た前記同期検波器MULT1の出力をロー
パスフィルタLF5を介して絶縁抵抗測定値として出力す
る。又，前記同期検波器MULT1の出力をバンドパスフィ
ルタBP,同期検波器MULT2を介し前記位相制御回路PC1に
入力する。
パスフィルタLF5を介して絶縁抵抗測定値として出力す
る。又，前記同期検波器MULT1の出力をバンドパスフィ
ルタBP,同期検波器MULT2を介し前記位相制御回路PC1に
入力する。
上記の如く構成した回路に於ける各装置の動作及び各ブ
ロックの機能を数式を用いて以下詳細に説明する。
ロックの機能を数式を用いて以下詳細に説明する。
トランスOTの巻線N2に出力される周波数１の測定用低
周波信号電圧をＶとすれば，フィルタFILに出力される
周波数１の漏洩電流I1は（２）式で与えられる。一方
トランスOTの巻線N3の出力電圧をVo sinω1tとし，スイ
ッチSWをデューティ50％且つ周期1/ｓでON−OFFすれ
ば導線20を流れる電流ｉは となる。これはキャリア信号cosω1tを周期1/ｓのON
−OFFのデータで100％の振幅変調した場合と同じであ
る。
周波信号電圧をＶとすれば，フィルタFILに出力される
周波数１の漏洩電流I1は（２）式で与えられる。一方
トランスOTの巻線N3の出力電圧をVo sinω1tとし，スイ
ッチSWをデューティ50％且つ周期1/ｓでON−OFFすれ
ば導線20を流れる電流ｉは となる。これはキャリア信号cosω1tを周期1/ｓのON
−OFFのデータで100％の振幅変調した場合と同じであ
る。
（参照：ウイリアム・Ｒ・ベネット，ジェームス・Ｒ・
デーヴィ著“データ伝送"P.38 ラティス社発行）。
デーヴィ著“データ伝送"P.38 ラティス社発行）。
従って導線20を流れる電流ｉと接地線LEに流れる漏洩電
流の両者が変流器ZCTの一次電流となるためフィルタFIL
の出力I2は（２），（７）式より ここでa-1,a1,a-3,a3等は第２図に示した変流器ZCT→増
幅器AMP→フィルタFILの系の振幅特性と位相特性グラフ
に於ける変流器ZCT→増幅器AMP→フィルタFILの系の各
々の周波数１−s,１＋s,１−３s,１−３
ｓ等の振幅特性，（但し，説明を容易にするため周波
数１における振幅特性は１としている。）θ，θ-1,
θ1,θ-3,θ３等は各々周波数1,１−s,１＋
s,１−３s,１＋３ｓ等の位相特性である。
流の両者が変流器ZCTの一次電流となるためフィルタFIL
の出力I2は（２），（７）式より ここでa-1,a1,a-3,a3等は第２図に示した変流器ZCT→増
幅器AMP→フィルタFILの系の振幅特性と位相特性グラフ
に於ける変流器ZCT→増幅器AMP→フィルタFILの系の各
々の周波数１−s,１＋s,１−３s,１−３
ｓ等の振幅特性，（但し，説明を容易にするため周波
数１における振幅特性は１としている。）θ，θ-1,
θ1,θ-3,θ３等は各々周波数1,１−s,１＋
s,１−３s,１＋３ｓ等の位相特性である。
ここで説明を容易にするために振幅補正回路30について
は後述し，加算器ADD12の−入力端に於ける前記振幅補
正回路30よりの入力15が入力されていない場合について
説明する。この場合前記同期検波器MULT1の一方の入力
には（８）式のI2が入力されたことになり，他の入力端
には前記位相制御回路PC1から周波数1,位相θ′の信
号電圧（ここでは説明を容易にするため振幅を１とす
る。）sin（ω1t＋θ′）を入力すれば前記同期検波器M
ULT1の出力Ｘは （８）式を代入して整理すると となり，前記同期検波器MULT1の出力中の＝ｓの成
分Ｘ（ω＝ωｓ）は，（10）式から となるから周波数ｓ成分を検出するフィルタBPの出力
Xoは該フィルタBPの位相特性をとすれば（11）式から となる。
は後述し，加算器ADD12の−入力端に於ける前記振幅補
正回路30よりの入力15が入力されていない場合について
説明する。この場合前記同期検波器MULT1の一方の入力
には（８）式のI2が入力されたことになり，他の入力端
には前記位相制御回路PC1から周波数1,位相θ′の信
号電圧（ここでは説明を容易にするため振幅を１とす
る。）sin（ω1t＋θ′）を入力すれば前記同期検波器M
ULT1の出力Ｘは （８）式を代入して整理すると となり，前記同期検波器MULT1の出力中の＝ｓの成
分Ｘ（ω＝ωｓ）は，（10）式から となるから周波数ｓ成分を検出するフィルタBPの出力
Xoは該フィルタBPの位相特性をとすれば（11）式から となる。
前記フィルタBP出力及びスイッチSWをON−OFFする信号
を入力し、同期検波する同期検波器MULT2の出力D1は となる。ここで とすると（13）式より 上記出力D1→０のとき｜α｜≪１ならば（16）式より a-1｛sin（ε２＋）−cos（ε２＋）・α｝ −a1｛sin（ε１＋）＋cos（ε１＋）・α｝＝０ よって ここで 従って，（17）式でΥ→１とすれば となり，前記フィルタBP出力の位相に対して無関係に
なり，ε２＝ε1,即ち位相特性が周波数１に対して完
全に奇関数であるならばα＝０となり（14）式からθ＝
θ′なる関係であるので、前記同期検波器MULT2の出力
が零となるように前記位相制御回路PC1の出力を調整す
ることにより、前記同期検波器MULT1の出力の直流分
（ローパスフィルタLF5の出力OUT2は（10）式から となるので正しく絶縁抵抗を測定しうることが可能であ
る。
を入力し、同期検波する同期検波器MULT2の出力D1は となる。ここで とすると（13）式より 上記出力D1→０のとき｜α｜≪１ならば（16）式より a-1｛sin（ε２＋）−cos（ε２＋）・α｝ −a1｛sin（ε１＋）＋cos（ε１＋）・α｝＝０ よって ここで 従って，（17）式でΥ→１とすれば となり，前記フィルタBP出力の位相に対して無関係に
なり，ε２＝ε1,即ち位相特性が周波数１に対して完
全に奇関数であるならばα＝０となり（14）式からθ＝
θ′なる関係であるので、前記同期検波器MULT2の出力
が零となるように前記位相制御回路PC1の出力を調整す
ることにより、前記同期検波器MULT1の出力の直流分
（ローパスフィルタLF5の出力OUT2は（10）式から となるので正しく絶縁抵抗を測定しうることが可能であ
る。
上述のように前記同期検波器MULT1の出力に含まれる周
波数ｓの成分をスイッチSWをON−OFFする周波数ｓ
なる信号で同期検波し，その結果得た出力が零となるよ
うに前記同期検波器MULT1に入力する周波数１の信号
の位相を前記位相制御回路PC1に於いて自動調整すれば
良いことになる。
波数ｓの成分をスイッチSWをON−OFFする周波数ｓ
なる信号で同期検波し，その結果得た出力が零となるよ
うに前記同期検波器MULT1に入力する周波数１の信号
の位相を前記位相制御回路PC1に於いて自動調整すれば
良いことになる。
次に振幅補正回路30の動作について説明する。
振幅補正回路30は（19）式のようにΥ＝1,即ちフィルタ
FIL出力中の周波数１−ｓと１＋ｓの成分a-1,a
1の振幅を等しくする機能をもつ。
FIL出力中の周波数１−ｓと１＋ｓの成分a-1,a
1の振幅を等しくする機能をもつ。
該振幅補正回路30中の同期検波器MULT3の一入力端に位
相制御回路PC2から周波数１−s,位相θ″なる信号
電圧を入力し，その信号値を説明を簡易化にするため振
幅１のsin｛（ω１−ωｓ）ｔ＋θ″｝とすると，前記
同期検波器MULT3の他の入力端にはフィルタ出力，即ち
（８）式に相当するI2が入力するので該同期検波器MULT
3の出力をローパスフィルタLF1を介して得る直流分ds-1
は （８）式を代入して整理すると となる。又,90゜移相器PSS1の出力はcos｛（ω１−ω
ｓ）ｔ＋θ″｝のなるから同期検波器MULT4の出力をロ
ーパスフィルタLF2を介して得る直流分dc-1は 従って前記フィルタLF1の出力ds-1を位相制御回路PC2に
入力し,ds-1が零となるように位相θ″を自動調整すれ
ば（20）式からθ″θとなり，従ってローパスフィル
タLF2の出力dc-1は となる。この時前記90゜移相器PSS1の出力はcos｛（ω
１−ωｓ）ｔ＋θ-1｝となり，ローパスフィルタLF2の
出力と基準値 との差を引算器SUB1で得れば該SUB1出力は となる。更に前記SUB1の出力と前記90゜移相器PSS1出力
との積の値を掛算器MULT5で得、該MULT5の出力は となるので，加算増幅器（利得＝２）ADD11の一方の入
力端に入力する。
相制御回路PC2から周波数１−s,位相θ″なる信号
電圧を入力し，その信号値を説明を簡易化にするため振
幅１のsin｛（ω１−ωｓ）ｔ＋θ″｝とすると，前記
同期検波器MULT3の他の入力端にはフィルタ出力，即ち
（８）式に相当するI2が入力するので該同期検波器MULT
3の出力をローパスフィルタLF1を介して得る直流分ds-1
は （８）式を代入して整理すると となる。又,90゜移相器PSS1の出力はcos｛（ω１−ω
ｓ）ｔ＋θ″｝のなるから同期検波器MULT4の出力をロ
ーパスフィルタLF2を介して得る直流分dc-1は 従って前記フィルタLF1の出力ds-1を位相制御回路PC2に
入力し,ds-1が零となるように位相θ″を自動調整すれ
ば（20）式からθ″θとなり，従ってローパスフィル
タLF2の出力dc-1は となる。この時前記90゜移相器PSS1の出力はcos｛（ω
１−ωｓ）ｔ＋θ-1｝となり，ローパスフィルタLF2の
出力と基準値 との差を引算器SUB1で得れば該SUB1出力は となる。更に前記SUB1の出力と前記90゜移相器PSS1出力
との積の値を掛算器MULT5で得、該MULT5の出力は となるので，加算増幅器（利得＝２）ADD11の一方の入
力端に入力する。
同様に同期検波器MULT6の−入力端に位相制御回路PC3か
ら入力される周波数１＋s,位相θの信号電圧を説
明を簡易化するために振幅１のsin｛（ω１＋ωｓ）ｔ
＋θ｝とすれば前記同期検波器MULT6の他の入力端に
は（８）式に相当するI2が入力されているので該同期検
波器MULT6の出力をローパスフィルタLF4を介して得る直
流分ds1は （８）式を代入して整理すると となる。又,90゜移相器PSS2の出力はcos｛（ω１＋ω
ｓ）ｔ＋θ｝となるから同期検波器MULT7の出力をロ
ーパスフィルタLF4を介して得る直流分dc1は となり，該出力dc1を前記位相制御回路PC3に入力し，該
PC3は前記dc1が零となるように位相θを自動調整すれ
ば（22）式からθθ１となり が得られる。
ら入力される周波数１＋s,位相θの信号電圧を説
明を簡易化するために振幅１のsin｛（ω１＋ωｓ）ｔ
＋θ｝とすれば前記同期検波器MULT6の他の入力端に
は（８）式に相当するI2が入力されているので該同期検
波器MULT6の出力をローパスフィルタLF4を介して得る直
流分ds1は （８）式を代入して整理すると となる。又,90゜移相器PSS2の出力はcos｛（ω１＋ω
ｓ）ｔ＋θ｝となるから同期検波器MULT7の出力をロ
ーパスフィルタLF4を介して得る直流分dc1は となり，該出力dc1を前記位相制御回路PC3に入力し，該
PC3は前記dc1が零となるように位相θを自動調整すれ
ば（22）式からθθ１となり が得られる。
従ってこの時の前記90゜移相器PSS2の出力はcos｛（ω
１＋ωｓ）ｔ＋θ１｝となり更に前記ローパスフィルタ
LF4の出力を引算器SUB2の一入力端に入力し，他の入力
端には基準値 を入力することにより，その出力として を得る。該引算器SUB2の出力と前記移相器PSS2のとを掛
算器MULT8に夫々入力することにより，その出力として を得，該MULT8の出力を前記加算増幅器（利得＝２倍）A
DD11の他の一方の入力に入力することによりその出力ip
は となる。
１＋ωｓ）ｔ＋θ１｝となり更に前記ローパスフィルタ
LF4の出力を引算器SUB2の一入力端に入力し，他の入力
端には基準値 を入力することにより，その出力として を得る。該引算器SUB2の出力と前記移相器PSS2のとを掛
算器MULT8に夫々入力することにより，その出力として を得，該MULT8の出力を前記加算増幅器（利得＝２倍）A
DD11の他の一方の入力に入力することによりその出力ip
は となる。
前記加算器増幅器ADD11の出力ipと前記フィルタFILの出
力I2を前記加算器ADD12に入力するとその出力は（８）
式及び（24）式から となり，その出力に含まれる周波数１＋s,１−
ｓ成分の振幅の大きさは互いに等しくなり（18）式のΥ
＝１に相当することになる。
力I2を前記加算器ADD12に入力するとその出力は（８）
式及び（24）式から となり，その出力に含まれる周波数１＋s,１−
ｓ成分の振幅の大きさは互いに等しくなり（18）式のΥ
＝１に相当することになる。
即ち振幅を補正し，前記（13）式のD1が零に近づく為θ
−θ′はより一層零に近づくので正しい絶縁抵抗の測定
を可能にする。
−θ′はより一層零に近づくので正しい絶縁抵抗の測定
を可能にする。
上記説明では周波数１−s,１＋ｓの成分を発生
させるために電圧Vo sinω1tをコンデンサＣに入力し，
この電流ω1CVo cosω1tを周波数ｓで断続することに
より用いたがこれに限定されるものではなく第３図に示
す如くトランスOTの巻線N3の出力を90゜移相器PSS3に入
力することによって得た出力Vo cosω1tを掛算器MULT9
の−入力端に入力し，他の入力端には位相制御回路PC1
から出力される周波数ｓの電圧，例えばeocosωstを
入力することにより該掛算器MULT9の出力として なる信号を得る。該信号は増幅器AMP2に入力し，その出
力は抵抗rpを介し変流器ZCTを貫通せしめる導線44に入
力される。
させるために電圧Vo sinω1tをコンデンサＣに入力し，
この電流ω1CVo cosω1tを周波数ｓで断続することに
より用いたがこれに限定されるものではなく第３図に示
す如くトランスOTの巻線N3の出力を90゜移相器PSS3に入
力することによって得た出力Vo cosω1tを掛算器MULT9
の−入力端に入力し，他の入力端には位相制御回路PC1
から出力される周波数ｓの電圧，例えばeocosωstを
入力することにより該掛算器MULT9の出力として なる信号を得る。該信号は増幅器AMP2に入力し，その出
力は抵抗rpを介し変流器ZCTを貫通せしめる導線44に入
力される。
これにより導線44に流れる電流ｉ′は となるのでそれに伴ないフィルタFILの出力I2′は となり高調波成分ω１±３ωs,ω１±５ωｓ等が含まれ
ない。又，この場合同期検波器MULT1の出力Ｘ′は であり更にフィルタBPを貫通した出力Xo′は となるが（13）式の関係から明らかな如く同式に於ける
D1が零となる条件は（13）式も（29）式も同じであり，
従って同期検波器MULT1のために位相制御回路PC1による
位相調整方法ならびに振幅補正回路30の動作は前述の場
合と同じである。
ない。又，この場合同期検波器MULT1の出力Ｘ′は であり更にフィルタBPを貫通した出力Xo′は となるが（13）式の関係から明らかな如く同式に於ける
D1が零となる条件は（13）式も（29）式も同じであり，
従って同期検波器MULT1のために位相制御回路PC1による
位相調整方法ならびに振幅補正回路30の動作は前述の場
合と同じである。
上述の通り変流器ZCT→増幅器AMP→フィルタFILの系の
振幅特性が完全に平坦で（18）式のΥ＝１であれば振幅
補正回路30は不要となる。しかし完全に振幅特性を平坦
にするにあたっては高度な技術を用いた回路が必要とな
り不経済である。
振幅特性が完全に平坦で（18）式のΥ＝１であれば振幅
補正回路30は不要となる。しかし完全に振幅特性を平坦
にするにあたっては高度な技術を用いた回路が必要とな
り不経済である。
尚，第１図の実施例に於いては必要に応じて最近のデジ
タル処理技術を用いて実現することが望ましく，上記実
施例では単相２線式電路の場合で示したが単相３線,3相
３線式の電路であってもよく，又同時に低圧電路に接続
された負荷Ｚの対地絶縁劣化も測定することが可能であ
る。
タル処理技術を用いて実現することが望ましく，上記実
施例では単相２線式電路の場合で示したが単相３線,3相
３線式の電路であってもよく，又同時に低圧電路に接続
された負荷Ｚの対地絶縁劣化も測定することが可能であ
る。
更に上記実施例では変流器を接地線に貫通させたがこれ
に限定されるものではなく第１図の電路1,2を共に貫通
させ，これに更に導線20を貫通させてもよいことは明ら
かである。
に限定されるものではなく第１図の電路1,2を共に貫通
させ，これに更に導線20を貫通させてもよいことは明ら
かである。
（発明の効果） 以上説明した如く本発明は絶縁抵抗測定装置の測定回路
の定数を補償するものであるから極めて精度の高い測定
装置を提供することができる。
の定数を補償するものであるから極めて精度の高い測定
装置を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図は
変流器→増幅器→フィルタの系の振幅，位相特性を示す
説明図，第３図は位相調整のために導線に流す電流を発
生する方法の変形実施例を示すブロック図，第４図は従
来の絶縁抵抗測定方法を示すブロック図である。 Ｔ……受電トランス,1,2……電路,MULT1乃至MULT4及びM
ULT5,MULT6……同期検波器,SUB1,2……引算器,MULT5,6
……掛算器,ADD12……加算器,ADD11……加算増幅器,LF1
乃至LF5……ローパスフィルタ,BP……フィルタ,PSS1乃
至PSS3……90゜移相器,PC1乃至PC3……位相制御回路,AM
P,AMP2……増幅器,ZCT……変流器,OT……入力トランス,
PAMP……電力増幅器,20,40……導線。
変流器→増幅器→フィルタの系の振幅，位相特性を示す
説明図，第３図は位相調整のために導線に流す電流を発
生する方法の変形実施例を示すブロック図，第４図は従
来の絶縁抵抗測定方法を示すブロック図である。 Ｔ……受電トランス,1,2……電路,MULT1乃至MULT4及びM
ULT5,MULT6……同期検波器,SUB1,2……引算器,MULT5,6
……掛算器,ADD12……加算器,ADD11……加算増幅器,LF1
乃至LF5……ローパスフィルタ,BP……フィルタ,PSS1乃
至PSS3……90゜移相器,PC1乃至PC3……位相制御回路,AM
P,AMP2……増幅器,ZCT……変流器,OT……入力トランス,
PAMP……電力増幅器,20,40……導線。
Claims (2)
- 【請求項１】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、電路の接地線に帰還す
る信号のうち、商用周波数成分を除去した電流を前記測
定用低周波信号電圧で同期検波することにより得られる
出力から電路と大地間の絶縁抵抗を測定する方法であっ
て、前記測定用低周波信号電圧と90゜位相が異なる電流
を1/fs（繰り返し周波数fs）の周期で電路に印加すると
共に、前記同期検波出力中に含まれる繰り返し周波数fs
の成分が零となるように前記同期検波に用いる信号の位
相を調整するものにおいて、 前記商用周波数成分を除去した電流を周波数f1−fsの信
号電圧を用いて同期検波し、該同期検波出力の直流分が
零となるように前記周波数f1−fsの信号電圧の位相を調
整し、 前記商用周波数成分を除去した電流を前記周波数f1−fs
の信号電圧より90゜移相した周波数f1−fsの信号電圧を
用いて同期検波し、該同期検波出力の直流分と第１の基
準値との差である第１の差の信号を得、 該第１の差の信号と前記90゜移相した周波数f1−fsの信
号電圧とを用いてその積をとることにより第１の補正信
号を得、 前記商用周波数成分を除去した電流を周波数f1＋fsの信
号電圧を用いて同期検波し、該同期検波出力の直流分が
零となるように前記周波数f1＋fsの信号電圧の位相を調
整し、 前記商用周波数成分を除去した電流を前記周波数f1＋fs
の信号電圧より90゜移相した周波数f1＋fsの信号電圧を
用いて同期検波し、該同期検波出力の直流分と第２の基
準値との差である第２の差の信号を得、 該第２の差の信号と前記90゜移相した周波数f1＋fsの信
号電圧とを用いてその積をとることにより第２の補正信
号を得、 前記第１及び第２の補正信号を加算することにより、前
記商用周波数成分を除去した電流中に含まれる周波数f1
＋fsと周波数f1−fsとの成分の振幅を互いに等しくする
振幅補正信号を得、 前記振幅補正信号と前記商用周波数成分を除去した電流
とを加算することにより、周波数f1＋fsと周波数f1−fs
との成分の振幅が互いに等しい補正漏洩電流を得、 前記補正漏洩電流を前記測定用低周波信号電圧で同期検
波することにより回路定数の変動を補償したことを特徴
とする絶縁抵抗測定方法。 - 【請求項２】電路に、商用周波数と異なる周波数f1の測
定用低周波信号電圧を印加する測定用低周波信号電圧印
加手段と、 前記電路の接地線に帰還する信号のうち商用周波数成分
を除去した信号を抽出する漏洩電流抽出手段と、 前記測定用低周波信号電圧と90゜位相が異なる電流を周
期1/fs（繰り返し周波数fs）で前記漏洩電流抽出手段に
印加するための電流印加手段と、 周波数f1−fs及びf1＋fsの信号電圧を発生する周波数f1
−fs発生手段及び周波数f1＋fs発生手段と、 前記周波数f1−fs発生手段出力の位相を調整する第１位
相調整手段と、 前記周波数f1＋fs発生手段出力の位相を調整する第２位
相調整手段と、 前記第１位相調整手段出力を90゜移相する第１移相手段
と、 前記第２位相調整手段出力を90゜移相する第２移相手段
と、 前記商用周波数成分除去手段出力と前記第１位相調整手
段出力とを入力し、同期検波する第１の同期検波手段
と、 前記商用周波数成分除去手段出力と前記第１移相手段出
力を入力し、同期検波する第２の同期検波手段と、 前記商用周波数成分除去手段出力と前記第２位相調整手
段出力とを入力し、同期検波する第３の同期検波手段
と、 前記商用周波数成分除去手段出力と前記第２移相手段出
力を入力し、同期検波する第４の同期検波手段と、 前記第２の同期検波手段出力の直流分と第１の基準値と
の差を得る第１差信号生成手段と、 前記第４の同期検波手段出力の直流分と第２の基準値と
の差を得る第２差信号生成手段と、 前記第１移相手段出力と前記第１差信号生成手段出力と
を入力し同期検波することにより第１の補正信号を生成
する第５同期検波手段と、 前記第２移相手段出力と前記第２差信号生成手段出力と
を入力し同期検波することにより第２の補正信号を生成
する第６同期検波手段と、 前記第５及び第６同期検波手段出力を加算し、振幅補正
信号を生成する第１加算手段と、 前記第１加算手段出力及び前記漏洩電流抽出手段出力と
を入力し、周波数f1−fs及びf1＋fsの振幅を補正した信
号を得る第２加算手段と、 前記第２加算手段出力と前記測定用低周波信号印加手段
出力とを入力し、同期検波する第７同期検波手段と、 前記第７同期検波手段出力中の周波数fs成分を抽出する
と共に、該抽出された信号と周波数fsとを入力し、同期
検波する第８同期検波手段とを備え、 前記第１及び第３同期検波手段出力が零となるように前
記第１及び第２位相調整手段を調整し、更に前記第８同
期検波手段出力が零となるように前記第７同期検波手段
に入力する信号の位相を調整することにより、回路定数
の変動を補償した特許請求の範囲第１項記載の絶縁抵抗
測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18137987A JPH0721523B2 (ja) | 1987-07-21 | 1987-07-21 | 回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18137987A JPH0721523B2 (ja) | 1987-07-21 | 1987-07-21 | 回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6425068A JPS6425068A (en) | 1989-01-27 |
| JPH0721523B2 true JPH0721523B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=16099699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18137987A Expired - Lifetime JPH0721523B2 (ja) | 1987-07-21 | 1987-07-21 | 回路定数の変動を補償した絶縁抵抗測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0721523B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6356248B1 (en) * | 1993-03-04 | 2002-03-12 | Tektronix, Inc. | Spacers for use in an electro-optical addressing structure |
| JP4527346B2 (ja) * | 2002-01-21 | 2010-08-18 | 光商工株式会社 | 絶縁状態監視方法と装置 |
| CN106526323B (zh) * | 2016-11-04 | 2019-03-29 | 北京航天发射技术研究所 | 一种基于方波自动补偿策略的绝缘电阻检测方法 |
-
1987
- 1987-07-21 JP JP18137987A patent/JPH0721523B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6425068A (en) | 1989-01-27 |
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