JPH07212262A - 自動ゲイン制御のための二重帯周波数選択減衰器 - Google Patents
自動ゲイン制御のための二重帯周波数選択減衰器Info
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- JPH07212262A JPH07212262A JP6280713A JP28071394A JPH07212262A JP H07212262 A JPH07212262 A JP H07212262A JP 6280713 A JP6280713 A JP 6280713A JP 28071394 A JP28071394 A JP 28071394A JP H07212262 A JPH07212262 A JP H07212262A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 線形要素を用いて自動ゲイン制御(AGC)
動作のダイナミックレンジを広げ、混変調ひずみを除
く、無線受信機のAGCを提供する。 【構成】 共振回路(45,50)に1対の可飽和リア
クトル(47,52)を用いて可変減衰を与える、無線
受信機(17)の自動ゲイン制御を提供する。一方の共
振回路(50)は所望のRF信号より高い周波数を持
ち、他方(45)は所望のRF信号より低い共振周波数
を持つ。共振周波数は、AGC信号に応じて所望の周波
数(fC )付近で対称的にシフトする。
動作のダイナミックレンジを広げ、混変調ひずみを除
く、無線受信機のAGCを提供する。 【構成】 共振回路(45,50)に1対の可飽和リア
クトル(47,52)を用いて可変減衰を与える、無線
受信機(17)の自動ゲイン制御を提供する。一方の共
振回路(50)は所望のRF信号より高い周波数を持
ち、他方(45)は所望のRF信号より低い共振周波数
を持つ。共振周波数は、AGC信号に応じて所望の周波
数(fC )付近で対称的にシフトする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は一般に無線受信機の自動
ゲイン制御に関し、より特定して言えば、可飽和リアク
トルを用いた減衰器に関する。
ゲイン制御に関し、より特定して言えば、可飽和リアク
トルを用いた減衰器に関する。
【0002】
【従来の技術】無線受信機は自動ゲイン制御(AGC)
を用いて、入ってくる信号の強度が変化しても増幅器出
力をほぼ一定レベルに保つ。アナログ無線信号をディジ
タル信号に変換して処理するディジタル信号処理(DS
P)受信機では、アナログ・ディジタル変換器(A/
D)のダイナミックレンジを正しく用いまたA/Dが過
電圧レベルにより損傷を受けないようにするために、ア
ナログ信号の自動ゲイン制御はA/Dの入力のRFレベ
ルを制限する。
を用いて、入ってくる信号の強度が変化しても増幅器出
力をほぼ一定レベルに保つ。アナログ無線信号をディジ
タル信号に変換して処理するディジタル信号処理(DS
P)受信機では、アナログ・ディジタル変換器(A/
D)のダイナミックレンジを正しく用いまたA/Dが過
電圧レベルにより損傷を受けないようにするために、ア
ナログ信号の自動ゲイン制御はA/Dの入力のRFレベ
ルを制限する。
【0003】
【課題を解決するための手段】本発明は、線形要素を用
いてACG動作のダイナミックレンジを広げ、混変調ひ
ずみを除くという利点を持つ。
いてACG動作のダイナミックレンジを広げ、混変調ひ
ずみを除くという利点を持つ。
【0004】この利点は、選択された中心周波数を持ち
信号処理回路に与えられる電気信号を、AGC信号に応
じて自動ゲイン制御する回路で達成される。この回路
は、信号処理回路に結合して中心周波数より低い第1の
調整可能な共振周波数を持つ第1減衰器を備える。第2
減衰器は信号処理回路に結合し、中心周波数より高い第
2の調整可能な共振周波数を持つ。第1制御回路は第1
および第2減衰器に結合し、中心周波数付近で共振周波
数が対称になるように調整する。第2制御回路は第1お
よび第2減衰器に結合し、AGC信号に応答して第1お
よび第2共振周波数の間隔を調整する。
信号処理回路に与えられる電気信号を、AGC信号に応
じて自動ゲイン制御する回路で達成される。この回路
は、信号処理回路に結合して中心周波数より低い第1の
調整可能な共振周波数を持つ第1減衰器を備える。第2
減衰器は信号処理回路に結合し、中心周波数より高い第
2の調整可能な共振周波数を持つ。第1制御回路は第1
および第2減衰器に結合し、中心周波数付近で共振周波
数が対称になるように調整する。第2制御回路は第1お
よび第2減衰器に結合し、AGC信号に応答して第1お
よび第2共振周波数の間隔を調整する。
【0005】
【実施例】図1において、アンテナ15はアンテナ信号
を減衰ブロック16に与える。減衰した信号を受信機1
7内のRF部20に与える。RF部20で発生したAG
C信号を減衰ブロック16に与える。AGC信号は従来
の方法で発生する。AGC信号は、受信したRF信号の
強度に比例する振幅を持つDC信号である。AGC信号
は、減衰ブロック16から与えられる減衰の大きさを制
御する(すなわち、アンテナRF信号レベルが増加する
につれて減衰を増し、受信機への固定したRF信号強度
を維持する)。
を減衰ブロック16に与える。減衰した信号を受信機1
7内のRF部20に与える。RF部20で発生したAG
C信号を減衰ブロック16に与える。AGC信号は従来
の方法で発生する。AGC信号は、受信したRF信号の
強度に比例する振幅を持つDC信号である。AGC信号
は、減衰ブロック16から与えられる減衰の大きさを制
御する(すなわち、アンテナRF信号レベルが増加する
につれて減衰を増し、受信機への固定したRF信号強度
を維持する)。
【0006】RF部20で増幅したRF信号をA/D変
換器21に与える。ディジタル化したRF信号をディジ
タルミクサ22の一方の入力に与える。ディジタルRF
信号を、周波数シンセサイザ24からの混合信号と混合
して、所望の放送信号をヘテロダインで知られる処理に
より中間周波数に変換する。所望のRF信号と混合して
中間周波数にするのに必要な混合信号しだいで、人間オ
ペレータからの同調命令に応答して、同調回路23は周
波数シンセサイザ24に与える制御語を発生する。制御
語は減衰ブロック16にも結合して、以下に説明するよ
うに、減衰ブロック16内の共振回路の共振周波数の位
置決めを制御する。
換器21に与える。ディジタル化したRF信号をディジ
タルミクサ22の一方の入力に与える。ディジタルRF
信号を、周波数シンセサイザ24からの混合信号と混合
して、所望の放送信号をヘテロダインで知られる処理に
より中間周波数に変換する。所望のRF信号と混合して
中間周波数にするのに必要な混合信号しだいで、人間オ
ペレータからの同調命令に応答して、同調回路23は周
波数シンセサイザ24に与える制御語を発生する。制御
語は減衰ブロック16にも結合して、以下に説明するよ
うに、減衰ブロック16内の共振回路の共振周波数の位
置決めを制御する。
【0007】減衰ブロック16は、図2−図4に記述す
る型の共振LC回路を備える。図2に示す並列LC回路
は、可変インダクタ25と固定コンデンサ26を備え
る。アンテナの実効インピーダンス15’と受信機の実
効インピーダンス17’の間に直列に接続する並列LC
回路の特性インピーダンス(Z)は、図3に示す周波数
選択減衰を与える。周波数がLC回路の同調周波数から
離れると、アンテナ信号はほとんどまたは全く減衰せ
ず、共振周波数では約50dBかそれ以上の最大減衰を
生じる。減衰曲線の傾斜部分での減衰の中間値を可変A
GC動作に用いる。
る型の共振LC回路を備える。図2に示す並列LC回路
は、可変インダクタ25と固定コンデンサ26を備え
る。アンテナの実効インピーダンス15’と受信機の実
効インピーダンス17’の間に直列に接続する並列LC
回路の特性インピーダンス(Z)は、図3に示す周波数
選択減衰を与える。周波数がLC回路の同調周波数から
離れると、アンテナ信号はほとんどまたは全く減衰せ
ず、共振周波数では約50dBかそれ以上の最大減衰を
生じる。減衰曲線の傾斜部分での減衰の中間値を可変A
GC動作に用いる。
【0008】図4の直列共振回路は可変インダクタ27
と固定コンデンサ28を備え、接地と、アンテナインピ
ーダンス15’と受信機インピーダンス17’の接続点
との間に直列に接続する。アンテナと受信機のインピー
ダンスに抗して作用する直列LC回路の特性インピーダ
ンス(Z)も、図3に示す周波数選択減衰を与える。
と固定コンデンサ28を備え、接地と、アンテナインピ
ーダンス15’と受信機インピーダンス17’の接続点
との間に直列に接続する。アンテナと受信機のインピー
ダンスに抗して作用する直列LC回路の特性インピーダ
ンス(Z)も、図3に示す周波数選択減衰を与える。
【0009】本発明の減衰ブロックは、2個の共同して
動作する可変周波数選択減衰器を用いて、AGC信号の
振幅により決定されるRF信号の減衰を制御する。図5
に示すように、アンテナ15は直列に接続した1対の並
列LC共振回路30と31にアンテナ信号を与える。L
C回路31の出力を受信機17に与える。
動作する可変周波数選択減衰器を用いて、AGC信号の
振幅により決定されるRF信号の減衰を制御する。図5
に示すように、アンテナ15は直列に接続した1対の並
列LC共振回路30と31にアンテナ信号を与える。L
C回路31の出力を受信機17に与える。
【0010】図6に示すように、アンテナ信号は中心周
波数がfC である所望の放送信号32を持つ。中心周波
数fL の、より低い隣接したチャンネル信号33のよう
に、アンテナ信号には他の放送信号も存在する。並列L
C回路30(図5)は、図6の曲線34に示すような周
波数選択減衰を与え、並列LC回路31は曲線35に示
す減衰を与える。各共振周波数(減衰が最大になる周波
数)は中心周波数fCに関して対称の位置にある。AG
C信号が低い場合は電界強度が低くて減衰が必要ないこ
とを示す。この場合は曲線34と35は中心周波数fC
から離れているので、所望の信号32には減衰が起こら
ない。
波数がfC である所望の放送信号32を持つ。中心周波
数fL の、より低い隣接したチャンネル信号33のよう
に、アンテナ信号には他の放送信号も存在する。並列L
C回路30(図5)は、図6の曲線34に示すような周
波数選択減衰を与え、並列LC回路31は曲線35に示
す減衰を与える。各共振周波数(減衰が最大になる周波
数)は中心周波数fCに関して対称の位置にある。AG
C信号が低い場合は電界強度が低くて減衰が必要ないこ
とを示す。この場合は曲線34と35は中心周波数fC
から離れているので、所望の信号32には減衰が起こら
ない。
【0011】RF信号の受信強度が増加して減衰が必要
になると、矢印36と37で示すように曲線34と35
を中心周波数fC に向かって移動させ、所望の信号32
の減衰を起こす。曲線34と35は中心周波数に対して
引き続き対称であるが、各共振周波数の間隔を減少させ
てAGC動作を増加させる。fC と各共振周波数との間
隔が減少すると、fC の減衰が増加する。減衰曲線34
と35の傾斜によって、AGC動作の所望の量を達成す
ることのできる間隔が存在する。本発明の重要な利点
は、隣接チャンネル信号33のような望ましくない信号
は、所望の信号に先だって大きく減衰することである。
従って隣接チャンネルおよび混変調ひずみは減少する。
になると、矢印36と37で示すように曲線34と35
を中心周波数fC に向かって移動させ、所望の信号32
の減衰を起こす。曲線34と35は中心周波数に対して
引き続き対称であるが、各共振周波数の間隔を減少させ
てAGC動作を増加させる。fC と各共振周波数との間
隔が減少すると、fC の減衰が増加する。減衰曲線34
と35の傾斜によって、AGC動作の所望の量を達成す
ることのできる間隔が存在する。本発明の重要な利点
は、隣接チャンネル信号33のような望ましくない信号
は、所望の信号に先だって大きく減衰することである。
従って隣接チャンネルおよび混変調ひずみは減少する。
【0012】図8は、アンテナ15をLC回路40と4
1に接続する別の実施態様を示す。LC回路41は並列
共振回路で、図5の実施態様で説明したように、アンテ
ナ15と受信機17の間に直列に接続する。LC回路4
0は直列共振回路で、受信機17の入力と並列に大地に
接続する。LC回路40は受信機入力から信号を分路す
る。並列LC回路41をアンテナ15と直列LC回路4
0の間に接続するので、アンテナの効率は維持され、ダ
イナミックレンジの高い減衰(約70dBまで)が得ら
れる。
1に接続する別の実施態様を示す。LC回路41は並列
共振回路で、図5の実施態様で説明したように、アンテ
ナ15と受信機17の間に直列に接続する。LC回路4
0は直列共振回路で、受信機17の入力と並列に大地に
接続する。LC回路40は受信機入力から信号を分路す
る。並列LC回路41をアンテナ15と直列LC回路4
0の間に接続するので、アンテナの効率は維持され、ダ
イナミックレンジの高い減衰(約70dBまで)が得ら
れる。
【0013】LC回路40と41の共振周波数は図6と
図7に関して説明したのと同じ方法で制御するが、回路
40は受信機17の入力と直列の制御可能な損失として
ではなく、受信機17の入力にかかる可変周波数分路と
して動作する。
図7に関して説明したのと同じ方法で制御するが、回路
40は受信機17の入力と直列の制御可能な損失として
ではなく、受信機17の入力にかかる可変周波数分路と
して動作する。
【0014】図9は、本発明の減衰ブロック16の望ま
しい実現を示す。アンテナ15からのアンテナ信号は、
インダクタ47に並列に接続するコンデンサ46を備え
る並列LC回路45に結合する。制御巻線48はインダ
クタ47と磁気的に結合し、LC回路45に可変インダ
クタンス、従って可変共振周波数を与える。例えば制御
巻線48は、制御巻線48に流れる電流に比例する磁界
を発生し、インダクタ47の鉄心を磁化して鉄心の透磁
率を減らし、従ってインダクタンスを減らす。
しい実現を示す。アンテナ15からのアンテナ信号は、
インダクタ47に並列に接続するコンデンサ46を備え
る並列LC回路45に結合する。制御巻線48はインダ
クタ47と磁気的に結合し、LC回路45に可変インダ
クタンス、従って可変共振周波数を与える。例えば制御
巻線48は、制御巻線48に流れる電流に比例する磁界
を発生し、インダクタ47の鉄心を磁化して鉄心の透磁
率を減らし、従ってインダクタンスを減らす。
【0015】並列LC回路50はLC回路45に直列に
接続し、制御巻線53と磁気的に結合するインダクタ5
2に並列に接続するコンデンサ51を備える。LC回路
50の出力は受信機17に結合する。
接続し、制御巻線53と磁気的に結合するインダクタ5
2に並列に接続するコンデンサ51を備える。LC回路
50の出力は受信機17に結合する。
【0016】供給電圧VCCは制御巻線48と53の接続
点の間の端子に接続する。1対のトランジスタ54と5
5のコレクタ端子は、制御巻線48と53にそれぞれ接
続する。トランジスタ54と55のエミッタ端子を結ん
でトランジスタ56のコレクタ端子に接続する。トラン
ジスタ56のエミッタ端子を、電流検知抵抗器57を通
して接地に接続する。
点の間の端子に接続する。1対のトランジスタ54と5
5のコレクタ端子は、制御巻線48と53にそれぞれ接
続する。トランジスタ54と55のエミッタ端子を結ん
でトランジスタ56のコレクタ端子に接続する。トラン
ジスタ56のエミッタ端子を、電流検知抵抗器57を通
して接地に接続する。
【0017】AGC信号は3モード(比例、積分、微
分)制御器58に入る。制御器58の出力は、差動増幅
器60の非反転入力と差動増幅器61の反転入力に結合
する。抵抗器62と63を備える電圧分割器は差動増幅
器60の反転入力に第1基準電圧を与える。抵抗器64
と65を備える電圧分割器は、差動増幅器61の非反転
入力に第2基準電圧を与える。フィードバック抵抗器6
6と67は、差動増幅器60と61の出力と反転入力の
間にそれぞれ接続する。差動増幅器60の出力はトラン
ジスタ54のベース端子に接続し、差動増幅器61の出
力はトランジスタ55のベース端子に接続する。
分)制御器58に入る。制御器58の出力は、差動増幅
器60の非反転入力と差動増幅器61の反転入力に結合
する。抵抗器62と63を備える電圧分割器は差動増幅
器60の反転入力に第1基準電圧を与える。抵抗器64
と65を備える電圧分割器は、差動増幅器61の非反転
入力に第2基準電圧を与える。フィードバック抵抗器6
6と67は、差動増幅器60と61の出力と反転入力の
間にそれぞれ接続する。差動増幅器60の出力はトラン
ジスタ54のベース端子に接続し、差動増幅器61の出
力はトランジスタ55のベース端子に接続する。
【0018】制御語はディジタル・アナログ変換器(D
/A)70と結合して、受信機が受ける所望のRF周波
数に比例するアナログ電圧を発生する。アナログ電圧は
抵抗器72を通して加算接続点71に結合する。制御巻
線48と53のヒステリシス曲線応答を補償する修正電
圧を、抵抗器73を通して加算接続点71に与える。加
算した電圧を演算増幅器74の非反転入力に与えて、固
定したゲイン段階を与える。フィードバック抵抗器75
を演算増幅器74の出力と反転入力の間に結合し、抵抗
器77を反転入力と接地の間に接続する。
/A)70と結合して、受信機が受ける所望のRF周波
数に比例するアナログ電圧を発生する。アナログ電圧は
抵抗器72を通して加算接続点71に結合する。制御巻
線48と53のヒステリシス曲線応答を補償する修正電
圧を、抵抗器73を通して加算接続点71に与える。加
算した電圧を演算増幅器74の非反転入力に与えて、固
定したゲイン段階を与える。フィードバック抵抗器75
を演算増幅器74の出力と反転入力の間に結合し、抵抗
器77を反転入力と接地の間に接続する。
【0019】演算増幅器74の出力を差動増幅器76の
非反転入力に接続し、差動増幅器76の出力をトランジ
スタ56のベース端子に接続する。差動増幅器76の反
転入力を電流検知抵抗器57に接続する。
非反転入力に接続し、差動増幅器76の出力をトランジ
スタ56のベース端子に接続する。差動増幅器76の反
転入力を電流検知抵抗器57に接続する。
【0020】動作について説明すると、加算接続点71
に発生する電圧は、受信するRF信号の周波数に、制御
巻線48と53の非線形(ヒステリシス)周波数関係を
補償する修正を加えたものに比例する。この電圧に所定
のゲイン係数を掛けて、以下に示すように、制御巻線4
8と53を通る所望の電流に関係する電圧を得る。差動
増幅器76は、この電圧と、電流検知抵抗器57にかか
る電圧降下とを比較する。前記電圧降下は、制御巻線を
通る実際の電流を表す。トランジスタ56は、制御巻線
を通る正しい全電流を発生する電流源として駆動され
る。
に発生する電圧は、受信するRF信号の周波数に、制御
巻線48と53の非線形(ヒステリシス)周波数関係を
補償する修正を加えたものに比例する。この電圧に所定
のゲイン係数を掛けて、以下に示すように、制御巻線4
8と53を通る所望の電流に関係する電圧を得る。差動
増幅器76は、この電圧と、電流検知抵抗器57にかか
る電圧降下とを比較する。前記電圧降下は、制御巻線を
通る実際の電流を表す。トランジスタ56は、制御巻線
を通る正しい全電流を発生する電流源として駆動され
る。
【0021】インダクタ47と52のインダクタンス
は、LC回路45と50の共振周波数(制御巻線に電流
が流れない場合の)が所定の周波数(標準FM放送受信
機では約20MHz)だけ離れるように選択する。トラ
ンジスタ56により制御される電流は、対象とする放送
帯の任意の場所で、制御語が指定する所望のRF周波数
の周りで対称になるように共振周波数をシフトする量だ
けインダクタンスを変更する。
は、LC回路45と50の共振周波数(制御巻線に電流
が流れない場合の)が所定の周波数(標準FM放送受信
機では約20MHz)だけ離れるように選択する。トラ
ンジスタ56により制御される電流は、対象とする放送
帯の任意の場所で、制御語が指定する所望のRF周波数
の周りで対称になるように共振周波数をシフトする量だ
けインダクタンスを変更する。
【0022】AGC動作を行うため、各共振周波数の間
隔は、所望の周波数付近に対称にした後でシフトしなけ
ればならない。従って、トランジスタ54と55を設け
て、制御巻線48と53に全電流を分配する。差動増幅
器60と61とこれらに関連する要素の設計は、AGC
信号が非減衰に相当する場合(例えばAGC信号がゼロ
ボルト)に、トランジスタ54と55のベース電圧が等
しくまた電流が制御巻線48と53の間に等しく分配さ
れるようにする。
隔は、所望の周波数付近に対称にした後でシフトしなけ
ればならない。従って、トランジスタ54と55を設け
て、制御巻線48と53に全電流を分配する。差動増幅
器60と61とこれらに関連する要素の設計は、AGC
信号が非減衰に相当する場合(例えばAGC信号がゼロ
ボルト)に、トランジスタ54と55のベース電圧が等
しくまた電流が制御巻線48と53の間に等しく分配さ
れるようにする。
【0023】AGC信号の値が増加すると(すなわち減
衰を大きくする必要があることを示すと)、差動増幅器
60の出力電圧は減少し、差動増幅器61の出力電圧は
増加する。従ってトランジスタ54を通る電流が減少
し、トランジスタ55を通る電流が増加して、インダク
タ52の飽和度が増し、インダクタ47の飽和度が減
る。従って、共振周波数は逆向きに等しい値だけ変化す
る。その結果、各共振周波数は所望の周波数の周りで引
き続き対称になるが、その間隔は変わる。
衰を大きくする必要があることを示すと)、差動増幅器
60の出力電圧は減少し、差動増幅器61の出力電圧は
増加する。従ってトランジスタ54を通る電流が減少
し、トランジスタ55を通る電流が増加して、インダク
タ52の飽和度が増し、インダクタ47の飽和度が減
る。従って、共振周波数は逆向きに等しい値だけ変化す
る。その結果、各共振周波数は所望の周波数の周りで引
き続き対称になるが、その間隔は変わる。
【0024】制御巻線48と53に所望の電流が流れる
のに時間遅れがあるため、3モード制御器58を用いて
AGC制御ループを閉じて安定させる必要がある。ゲイ
ンマージンと位相マージンをこの技術で知られているよ
うに調整して、回路の応答を安定動作領域で最適にす
る。
のに時間遅れがあるため、3モード制御器58を用いて
AGC制御ループを閉じて安定させる必要がある。ゲイ
ンマージンと位相マージンをこの技術で知られているよ
うに調整して、回路の応答を安定動作領域で最適にす
る。
【0025】修正電圧は、制御巻線電流とLC回路45
と50の共振周波数との関係により決定される。従って
修正電圧は、制御語と共振周波数の関係を線形にする逆
関数である。この逆関数は、ダイオード網をD/A変換
器70の出力に接続するなどの非線形回路を用いて実現
することができる。
と50の共振周波数との関係により決定される。従って
修正電圧は、制御語と共振周波数の関係を線形にする逆
関数である。この逆関数は、ダイオード網をD/A変換
器70の出力に接続するなどの非線形回路を用いて実現
することができる。
【0026】図10において、本発明に用いる可変イン
ダクタンスを与える可飽和リアクトルは、透磁率の高い
鉄心81を包む円筒形の巻き鉄心80を備えるインダク
タを備える。インダクタ巻線82は円筒形の鉄心80に
卷かれており、入力83と出力84を備える。制御鉄心
85は、可飽和リアクタを受ける穴86を通る円形の磁
路を形成する。制御巻線87を制御鉄心85の上に卷
く。制御巻線87を流れる制御電流は鉄心85と鉄心8
1を通る磁束を発生する。巻線82のインダクタンスは
鉄心81の実効透磁率に比例するので、鉄心81を磁化
するとこのインピーダンス(すなわち自己インダクタン
ス)が変わる。
ダクタンスを与える可飽和リアクトルは、透磁率の高い
鉄心81を包む円筒形の巻き鉄心80を備えるインダク
タを備える。インダクタ巻線82は円筒形の鉄心80に
卷かれており、入力83と出力84を備える。制御鉄心
85は、可飽和リアクタを受ける穴86を通る円形の磁
路を形成する。制御巻線87を制御鉄心85の上に卷
く。制御巻線87を流れる制御電流は鉄心85と鉄心8
1を通る磁束を発生する。巻線82のインダクタンスは
鉄心81の実効透磁率に比例するので、鉄心81を磁化
するとこのインピーダンス(すなわち自己インダクタン
ス)が変わる。
【0027】上に述べた発明は、受信機(特にDSP受
信機)の前部にかかるRF電力の量を制御する。70d
Bまでの高いダイナミックレンジの減衰が得られ、混変
調ひずみと隣接チャンネルの干渉が減り、減衰ブロック
の挿入ロスは低い。
信機)の前部にかかるRF電力の量を制御する。70d
Bまでの高いダイナミックレンジの減衰が得られ、混変
調ひずみと隣接チャンネルの干渉が減り、減衰ブロック
の挿入ロスは低い。
【図1】本発明の受信機を示すブロック図。
【図2】本発明に用いる並列共振回路を示す略図。
【図3】アンテナと受信機に接続したときの図2の回路
の減衰を示す図。
の減衰を示す図。
【図4】本発明に用いる直列共振回路の略図。
【図5】本発明の減衰ブロックの第1実施態様の略図。
【図6】AGC動作のない図5の回路で与えられる減衰
を示す図。
を示す図。
【図7】AGC減衰を行って所望の信号の信号レベルを
減らす、図5の回路で与えられる減衰を示す図。
減らす、図5の回路で与えられる減衰を示す図。
【図8】本発明の減衰ブロックの第2の実施態様を示す
略図。
略図。
【図9】減衰器と制御回路を更に詳細に示す略図。
【図10】本発明に用いられる可飽和リアクタを示す透
視図。
視図。
15 アンテナ 15’アンテナの実行インピーダンス 16 減衰ブロック 17 受信機 17’受信機の実行インピーダンス 20 RF部 21 A/D変換器 22 ミクサ 23 同調回路 24 シンセサイザ 25,27 可変インダクタ 26,28 固定コンデンサ 30,31 共振回路 32 所望の放送信号 33 他の放送信号 34 共振回路30の減衰曲線 35 共振回路31の減衰曲線 36,37 矢印 40,41 共振回路 45,50 共振回路 46,51 コンデンサ 47,52 インダクタ 48,53 制御巻線 54,55,56 トランジスタ 57 電流検知抵抗器 58 3モード制御器 60,61 差動増幅器 62,63 抵抗器 64,65 抵抗器 66,67 フィードバック抵抗器 70 D/A変換器 71 加算接続点 72,73 抵抗器 74 演算増幅器 75 フィードバック抵抗器 76 差動増幅器 77 抵抗器 80 巻き鉄心 81 鉄心 82 インダクタ巻線 83 インダクタ巻線82の入力 84 インダクタ巻線82の出力 85 制御鉄心 86 穴 87 制御巻線
Claims (1)
- 【請求項1】 放送無線受信機であって、 アンテナと、 選択された中心周波数を持つ受信信号を処理し、また前
記受信信号の強度に応じてAGC信号を発生する受信機
部と、 前記受信部に結合し、前記中心周波数より低い第1の調
整可能な共振周波数を持つ第1減衰部と、 前記受信部に結合し、前記中心周波数より高い第2の調
整可能な共振周波数を持つ第2減衰部と、 前記第1および第2減衰器に結合し、前記第1および第
2共振周波数の周波数が前記中心周波数付近で対称にな
るように調整する第1制御回路と、 前記第1および第2減衰器に結合し、前記第1および第
2共振周波数の間隔を前記AGC信号に応じて調整する
第2制御回路と、を備える放送無線受信機。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/173,026 US5548830A (en) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | Dual-band frequency-selective attenuator for automatic gain control |
US173026 | 1993-12-27 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07212262A true JPH07212262A (ja) | 1995-08-11 |
Family
ID=22630220
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6280713A Pending JPH07212262A (ja) | 1993-12-27 | 1994-11-15 | 自動ゲイン制御のための二重帯周波数選択減衰器 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5548830A (ja) |
EP (1) | EP0660511B1 (ja) |
JP (1) | JPH07212262A (ja) |
DE (1) | DE69427956T2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6032031A (en) * | 1996-10-23 | 2000-02-29 | Nec Corporation | Receiver for suppressing intermodulation |
US6044253A (en) * | 1996-09-19 | 2000-03-28 | Nec Corporation | Method and apparatus using first and second variable gain control circuits to reduce cross modulation in a radio receiver |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5864754A (en) * | 1996-02-05 | 1999-01-26 | Hotto; Robert | System and method for radio signal reconstruction using signal processor |
US8280334B2 (en) | 1996-02-05 | 2012-10-02 | American Radio Llc | System and method for radio signal reconstruction using signal processor |
US6982649B2 (en) * | 1999-05-04 | 2006-01-03 | Intellimats, Llc | Floor display system with interactive features |
US6944427B2 (en) * | 2003-01-31 | 2005-09-13 | Motorola, Inc. | Reduced crossmodulation operation of a multimode communication device |
JP4050246B2 (ja) * | 2003-07-01 | 2008-02-20 | 松下電器産業株式会社 | 減衰器およびそれを用いた携帯電話端末装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US3218641A (en) * | 1962-10-01 | 1965-11-16 | Sanders Associates Inc | Fm radar system with automatic bandwidth control |
US3716808A (en) * | 1971-05-20 | 1973-02-13 | Motorola Inc | Bandpass filter including monolithic crystal elements with resonating portions selected for symmetrical response |
US4339829A (en) * | 1978-12-29 | 1982-07-13 | Dimon Donald F | Automatic tuning system for a narrow bandwidth communication |
JPS55125708A (en) * | 1979-03-23 | 1980-09-27 | Sharp Corp | Radio receiver |
US4381566A (en) * | 1979-06-14 | 1983-04-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electronic tuning antenna system |
US4339828A (en) * | 1979-10-12 | 1982-07-13 | Chasek Norman E | Automatic method for advantageously trading signal distortion for improved noise threshold in frequency modulated receivers |
US4426622A (en) * | 1981-08-25 | 1984-01-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Frequency discriminator |
US4619000A (en) * | 1984-09-24 | 1986-10-21 | John Ma | CATV converter having improved tuning circuits |
US4837852A (en) * | 1985-06-17 | 1989-06-06 | Toko, Inc. | Electronic tuning circuit for AM receiver which is easy to effect tracking adjustment |
US4730195A (en) * | 1985-07-01 | 1988-03-08 | Motorola, Inc. | Shortened wideband decoupled sleeve dipole antenna |
JPS6489709A (en) * | 1987-09-30 | 1989-04-04 | Toshiba Corp | Band width variable circuit |
JPH0263313A (ja) * | 1988-08-30 | 1990-03-02 | Toko Inc | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
US4972353A (en) * | 1989-02-21 | 1990-11-20 | Ford Motor Company | Radio-frequency transformer providing automatic gain control and overload protection |
EP0451277B1 (en) * | 1989-07-15 | 1995-06-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Automatic gain control circuit |
US5239701A (en) * | 1989-11-15 | 1993-08-24 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio receiver with improved channel selection and reception |
US5101509A (en) * | 1990-09-14 | 1992-03-31 | Ford Motor Company | Rf filter alignment using digital processor clock |
US5140700A (en) * | 1990-12-07 | 1992-08-18 | Ford Motor Company | FM resonant filter having AM frequency bypass |
-
1993
- 1993-12-27 US US08/173,026 patent/US5548830A/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-11-15 JP JP6280713A patent/JPH07212262A/ja active Pending
- 1994-12-19 DE DE69427956T patent/DE69427956T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-19 EP EP94309521A patent/EP0660511B1/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6032031A (en) * | 1996-10-23 | 2000-02-29 | Nec Corporation | Receiver for suppressing intermodulation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0660511A2 (en) | 1995-06-28 |
DE69427956T2 (de) | 2002-04-11 |
EP0660511B1 (en) | 2001-08-16 |
DE69427956D1 (de) | 2001-09-20 |
EP0660511A3 (en) | 1996-07-03 |
US5548830A (en) | 1996-08-20 |
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