JPH07170786A - サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法 - Google Patents
サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法Info
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- JPH07170786A JPH07170786A JP5311539A JP31153993A JPH07170786A JP H07170786 A JPH07170786 A JP H07170786A JP 5311539 A JP5311539 A JP 5311539A JP 31153993 A JP31153993 A JP 31153993A JP H07170786 A JPH07170786 A JP H07170786A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】３相電圧形ＰＷＭインバータを電源とする交流
サーボモータを円滑に回転させるための、モータ固定子
巻線と鎖交している瞬時空間磁束鎖交数ベクトルが極力
なめらかな円に近い軌跡を描くようにしたサーボモータ
駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決
定方法を提供することにある。 【構成】モータに流れる電流の１サンプル毎に決定され
る３相電圧指令より磁束鎖交数ベクトル指令を求める各
周期毎に、選択された複数個の電圧ベクトルそれぞれの
出力時間を１／ｋに等分割し、電圧ベクトルと其の出力
時間の積である磁束鎖交数ベクトルの出力パターンを上
記各周期内でそれぞれｋ回繰り返して行なわせるように
した。
サーボモータを円滑に回転させるための、モータ固定子
巻線と鎖交している瞬時空間磁束鎖交数ベクトルが極力
なめらかな円に近い軌跡を描くようにしたサーボモータ
駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決
定方法を提供することにある。 【構成】モータに流れる電流の１サンプル毎に決定され
る３相電圧指令より磁束鎖交数ベクトル指令を求める各
周期毎に、選択された複数個の電圧ベクトルそれぞれの
出力時間を１／ｋに等分割し、電圧ベクトルと其の出力
時間の積である磁束鎖交数ベクトルの出力パターンを上
記各周期内でそれぞれｋ回繰り返して行なわせるように
した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、３相電圧形パルス幅変
調（以後ＰＷＭと呼ぶ）インバータを電源とする交流サ
ーボモータを円滑に回転させるための、モータ固定子巻
線と鎖交している瞬時空間磁束鎖交数ベクトルが極力な
めらかな円に近い軌跡を描くようにしたサーボモータ駆
動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定
方法に関する。
調（以後ＰＷＭと呼ぶ）インバータを電源とする交流サ
ーボモータを円滑に回転させるための、モータ固定子巻
線と鎖交している瞬時空間磁束鎖交数ベクトルが極力な
めらかな円に近い軌跡を描くようにしたサーボモータ駆
動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電池を電源とする電動車両で、整流子や
刷子などで問題が多い直流モータを避け、かなり出力の
大きい交流（誘導）モータで車両を駆動するには、３相
電圧形ＰＷＭインバータを電源に用いるのが一般的であ
る。このような三相電圧形ＰＷＭインバータに関して
は、例えば「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」
（杉本英彦、小山正人、玉井伸三著、１９９０年５月、
総合電子出版社刊）に説明されている。問題は、上記イ
ンバータでは、直流電源から静止した制御部材を介して
モータ固定子巻線に電圧を印加して、滑らかに回転する
磁界を生じさせようとしているが、回転子の滑らかな回
転によって巻線と磁束の鎖交数が変化する交流発電機で
発生させた交流電圧を印加した場合ほどには滑らかに回
転する磁界を発生させることができないことである。幸
いにして近年パワー用の電子制御素子の開発が進み、高
い周波数での電源の開閉制御も容易に実行できるように
なり、この問題も実用的に解決し易くなってはきてい
る。前掲書には、３相電圧形ＰＷＭインバータで比較的
滑らかな電圧波形したがって滑らかに回転する磁界をモ
ータ巻線が発生するために従来から行われていた方法が
説明されているが、現在まで未だ決定的に優れた方法が
なく、種々の方法が実用されており、その一つに、モー
タの固定子巻線と鎖交する瞬時空間磁束鎖交数ベクトル
（以後、ベクトルは、アンダラインを付して示す）に円
に近い軌跡を描かせる方法がある。以下、図６、図７、
図８によりこれを説明する。３相電圧形ＰＷＭインバー
タにおけるスイッチングモードは２3＝８通り存在する
が、図７に示すような出力電圧ベクトル（Ｖ 0〜Ｖ 7）で
表わすことができる。これらの出力電圧ベクトルから得
られるモータ固定子巻線磁束鎖交数ベクトルは、各出力
電圧ベクトルに対してπ／２だけ位相が遅れ、大きさは
出力電圧ベクトルの大きさとそのベクトルを出力する時
間の積となる。図８に出力電圧ベクトルＶ 1に対する磁
束鎖交数ベクトルΦ 1を示す。上記ＰＷＭは、Φ
0（Ｖ 0）〜Φ 7（Ｖ 7）を組み合わせてその軌跡を円に近
付けるとともに、円軌跡の滑らかさ、回転速度、大きさ
を変えようとするものである。ここで、円軌跡の最大半
径は（√３／２）Ｅd／２πｆ1である（但し、Ｅdは直
流電源の電圧、ｆ1はインバータの出力周波数）。
刷子などで問題が多い直流モータを避け、かなり出力の
大きい交流（誘導）モータで車両を駆動するには、３相
電圧形ＰＷＭインバータを電源に用いるのが一般的であ
る。このような三相電圧形ＰＷＭインバータに関して
は、例えば「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」
（杉本英彦、小山正人、玉井伸三著、１９９０年５月、
総合電子出版社刊）に説明されている。問題は、上記イ
ンバータでは、直流電源から静止した制御部材を介して
モータ固定子巻線に電圧を印加して、滑らかに回転する
磁界を生じさせようとしているが、回転子の滑らかな回
転によって巻線と磁束の鎖交数が変化する交流発電機で
発生させた交流電圧を印加した場合ほどには滑らかに回
転する磁界を発生させることができないことである。幸
いにして近年パワー用の電子制御素子の開発が進み、高
い周波数での電源の開閉制御も容易に実行できるように
なり、この問題も実用的に解決し易くなってはきてい
る。前掲書には、３相電圧形ＰＷＭインバータで比較的
滑らかな電圧波形したがって滑らかに回転する磁界をモ
ータ巻線が発生するために従来から行われていた方法が
説明されているが、現在まで未だ決定的に優れた方法が
なく、種々の方法が実用されており、その一つに、モー
タの固定子巻線と鎖交する瞬時空間磁束鎖交数ベクトル
（以後、ベクトルは、アンダラインを付して示す）に円
に近い軌跡を描かせる方法がある。以下、図６、図７、
図８によりこれを説明する。３相電圧形ＰＷＭインバー
タにおけるスイッチングモードは２3＝８通り存在する
が、図７に示すような出力電圧ベクトル（Ｖ 0〜Ｖ 7）で
表わすことができる。これらの出力電圧ベクトルから得
られるモータ固定子巻線磁束鎖交数ベクトルは、各出力
電圧ベクトルに対してπ／２だけ位相が遅れ、大きさは
出力電圧ベクトルの大きさとそのベクトルを出力する時
間の積となる。図８に出力電圧ベクトルＶ 1に対する磁
束鎖交数ベクトルΦ 1を示す。上記ＰＷＭは、Φ
0（Ｖ 0）〜Φ 7（Ｖ 7）を組み合わせてその軌跡を円に近
付けるとともに、円軌跡の滑らかさ、回転速度、大きさ
を変えようとするものである。ここで、円軌跡の最大半
径は（√３／２）Ｅd／２πｆ1である（但し、Ｅdは直
流電源の電圧、ｆ1はインバータの出力周波数）。
【０００３】図６を用いて磁束鎖交数ベクトルΦ 0〜Φ 7
の選択の仕方を示す。 （１）得ようとするインバータ電圧の振幅ａＥd、出力
周波数ｆ1より円軌跡の半径ａ（√３／２）Ｅd／２πｆ
1を計算する。但し、ａは変調度である。 （２）時間Ｔ0の間に磁束鎖交数ベクトルの軌跡が移動
する角度Δθ（Ｔ0） Δθ（Ｔ0）＝２πｆ1・Ｔ0 ……（式１） を計算する。 （３）１分割区間の中心角度θmにより、選択できる磁
束鎖交数ベクトルを例えば図９に示すように決めて、各
ベクトルの出力時間を求める。図６において、Φ 1、Φ 2
は次式で与えられる。
の選択の仕方を示す。 （１）得ようとするインバータ電圧の振幅ａＥd、出力
周波数ｆ1より円軌跡の半径ａ（√３／２）Ｅd／２πｆ
1を計算する。但し、ａは変調度である。 （２）時間Ｔ0の間に磁束鎖交数ベクトルの軌跡が移動
する角度Δθ（Ｔ0） Δθ（Ｔ0）＝２πｆ1・Ｔ0 ……（式１） を計算する。 （３）１分割区間の中心角度θmにより、選択できる磁
束鎖交数ベクトルを例えば図９に示すように決めて、各
ベクトルの出力時間を求める。図６において、Φ 1、Φ 2
は次式で与えられる。
【０００４】 Ｖ 0、Ｖ 1、……、Ｖ 7（＝Ｅd）を出力する時間をｔ0、
ｔ1、……、ｔnとすると、
ｔ1、……、ｔnとすると、
【０００５】となる。１分割区間の時間Ｔ0における残
りの時間を零ベクトルＶ0、Ｖ7を出力する時間ｔ0、ｔ7
で等分する。
りの時間を零ベクトルＶ0、Ｖ7を出力する時間ｔ0、ｔ7
で等分する。
【０００６】 以上のように、磁束鎖交数ベクトルを決定する。即ち、
時間Ｔ0毎に位相θmを決定し、得ようとする各相のイン
バータ出力電圧ａ・Ｅd・sin２πｆ1ｔ：ｕ相、ａ・Ｅd
・sin（２πｆ1ｔ−（２／３）π）：ｖ相、ａ・Ｅd・s
in（２πｆ1ｔ＋（２／３）π）：ｗ相、より各ベクト
ルの出力時間を決める。１分割区間では２つの非零ベク
トルと２つの零ベクトルを選択する。従って、１分割区
間内での電圧ベクトルの切り換えは、３回しか行なわれ
ない。従って、磁束鎖交数ベクトルの軌跡を円に近づけ
るためには、分割数を増加させなければならない。しか
し、これは磁束鎖交数ベクトルを求めるための演算量を
増加させることを意味し、実行が容易ではない。
時間Ｔ0毎に位相θmを決定し、得ようとする各相のイン
バータ出力電圧ａ・Ｅd・sin２πｆ1ｔ：ｕ相、ａ・Ｅd
・sin（２πｆ1ｔ−（２／３）π）：ｖ相、ａ・Ｅd・s
in（２πｆ1ｔ＋（２／３）π）：ｗ相、より各ベクト
ルの出力時間を決める。１分割区間では２つの非零ベク
トルと２つの零ベクトルを選択する。従って、１分割区
間内での電圧ベクトルの切り換えは、３回しか行なわれ
ない。従って、磁束鎖交数ベクトルの軌跡を円に近づけ
るためには、分割数を増加させなければならない。しか
し、これは磁束鎖交数ベクトルを求めるための演算量を
増加させることを意味し、実行が容易ではない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の瞬
時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭにあっては、１
分割区間毎に、選択する磁束鎖交数ベクトルΦ（電圧ベ
クトルＶと出力する時間ｔの積Ｖ・ｔ）を先に述べたよ
うな演算により決定して、１分割区間に電圧ベクトルの
切り換えを３回しか行なわない方法を採っていたため、
磁束鎖交数ベクトルの円軌跡を滑らかに回転させるに
は、分割数を多くする必要が生じ、その結果演算量が多
くなってしまうという問題点があった。
時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭにあっては、１
分割区間毎に、選択する磁束鎖交数ベクトルΦ（電圧ベ
クトルＶと出力する時間ｔの積Ｖ・ｔ）を先に述べたよ
うな演算により決定して、１分割区間に電圧ベクトルの
切り換えを３回しか行なわない方法を採っていたため、
磁束鎖交数ベクトルの円軌跡を滑らかに回転させるに
は、分割数を多くする必要が生じ、その結果演算量が多
くなってしまうという問題点があった。
【０００８】本発明は、上記従来のような問題を生じさ
せずに、磁束鎖交数ベクトルが一層円に近い軌跡を描い
て回転するようにしたサーボモータ駆動用３相電圧形イ
ンバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法を提供するこ
とを課題とする。
せずに、磁束鎖交数ベクトルが一層円に近い軌跡を描い
て回転するようにしたサーボモータ駆動用３相電圧形イ
ンバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法を提供するこ
とを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明においては、従来の１分割区間内で選択する４
つの磁束鎖交数ベクトル（零ではない２つのベクトルと
２つの零ベクトル）の出力期間を、それぞれ、１／ｋ
（ｋ：自然数）に等分し、それぞれｋ分割された期間ず
つ対応する４つのベクトルを出力することをｋ回繰り返
して行うことにより、少ない分割数すなわち少ない演算
量で、磁束鎖交数ベクトルが滑らかな円軌跡を描いて回
転するようにした。
に本発明においては、従来の１分割区間内で選択する４
つの磁束鎖交数ベクトル（零ではない２つのベクトルと
２つの零ベクトル）の出力期間を、それぞれ、１／ｋ
（ｋ：自然数）に等分し、それぞれｋ分割された期間ず
つ対応する４つのベクトルを出力することをｋ回繰り返
して行うことにより、少ない分割数すなわち少ない演算
量で、磁束鎖交数ベクトルが滑らかな円軌跡を描いて回
転するようにした。
【００１０】
【作用】上記本発明の手段によれば、図２（ａ）の従来
の方法と比較して図２（ｂ）に示したように、特定電圧
ベクトルが継続出力されている時間の長さは１／ｋに短
縮され、したがって瞬時空間磁束鎖交数ベクトルの大き
さも小さくなるから、ベクトルの方向は同じであるけれ
ども、それだけベクトル軌跡は円に近く滑らかになる。
しかも従来の方法におけるいわゆる分割数は変えず、１
分割区間の中で時間的に単純に何回にも分けて出力する
だけであるから、制御装置での演算量の増加は極めて僅
かで済む。既述のように近年のパワー用電子制御素子の
進歩により、電源の単なる断続制御を高速で実行するこ
とは現在ではさほど困難ではない。
の方法と比較して図２（ｂ）に示したように、特定電圧
ベクトルが継続出力されている時間の長さは１／ｋに短
縮され、したがって瞬時空間磁束鎖交数ベクトルの大き
さも小さくなるから、ベクトルの方向は同じであるけれ
ども、それだけベクトル軌跡は円に近く滑らかになる。
しかも従来の方法におけるいわゆる分割数は変えず、１
分割区間の中で時間的に単純に何回にも分けて出力する
だけであるから、制御装置での演算量の増加は極めて僅
かで済む。既述のように近年のパワー用電子制御素子の
進歩により、電源の単なる断続制御を高速で実行するこ
とは現在ではさほど困難ではない。
【００１１】
【実施例】以下、この発明を図面に基づいて説明する。
図５は、この発明の一実施例を示す交流モータ制御シス
テムの図である。まず構成を説明すると、１はこのシス
テムにより駆動される交流モータである。２は、交流モ
ータに流れる３相電流中の２相の電流ｉu、ｉvを検出す
るための１組の電流センサである。３は電力変換回路
で、直流電源Ｅd５と安定化コンデンサ４により供給さ
れる直流電力を３相交流に変換する。６はゲートアンプ
で、電力変換回路３のパワー素子を制御するためのもの
である。７は瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算器で、電
流制御器８からの３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊か
ら電圧ベクトルＶ nとその出力時間Δｔを演算（磁束鎖
交数ベクトルを演算）し、ゲートアンプ６にスイッチン
グ信号を出力する。８は電流制御器で、電流センサ２に
より検出された電流ｉu、ｉvと、γ−δ／３相交流座標
変換器９より出力される３相電流指令ｉu＊、ｉv＊とか
ら、この指令に３相電流を一致させるための電圧指令ｖ
u＊、ｖv＊、ｖw＊を演算する。９はγ−δ／３相交流
座標変換器で、γ−δ座標電流指令ｉγs＊、ｉδs＊を
３相電流指令ｉu＊、ｉv＊に変換する。１０はベクトル
制御コントローラで、交流モータのロータの回転角速度
ωreと外部より与えられるトルク指令Ｔe＊、ロータ磁
束指令Φrr＊より、モータに流す電流のトルク分電流指
令ｉδs＊と励磁分電流指令ｉγs＊の演算を行なう。１
１はポジションセンサで、ロータの位置を検出する。
図５は、この発明の一実施例を示す交流モータ制御シス
テムの図である。まず構成を説明すると、１はこのシス
テムにより駆動される交流モータである。２は、交流モ
ータに流れる３相電流中の２相の電流ｉu、ｉvを検出す
るための１組の電流センサである。３は電力変換回路
で、直流電源Ｅd５と安定化コンデンサ４により供給さ
れる直流電力を３相交流に変換する。６はゲートアンプ
で、電力変換回路３のパワー素子を制御するためのもの
である。７は瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算器で、電
流制御器８からの３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊か
ら電圧ベクトルＶ nとその出力時間Δｔを演算（磁束鎖
交数ベクトルを演算）し、ゲートアンプ６にスイッチン
グ信号を出力する。８は電流制御器で、電流センサ２に
より検出された電流ｉu、ｉvと、γ−δ／３相交流座標
変換器９より出力される３相電流指令ｉu＊、ｉv＊とか
ら、この指令に３相電流を一致させるための電圧指令ｖ
u＊、ｖv＊、ｖw＊を演算する。９はγ−δ／３相交流
座標変換器で、γ−δ座標電流指令ｉγs＊、ｉδs＊を
３相電流指令ｉu＊、ｉv＊に変換する。１０はベクトル
制御コントローラで、交流モータのロータの回転角速度
ωreと外部より与えられるトルク指令Ｔe＊、ロータ磁
束指令Φrr＊より、モータに流す電流のトルク分電流指
令ｉδs＊と励磁分電流指令ｉγs＊の演算を行なう。１
１はポジションセンサで、ロータの位置を検出する。
【００１２】次に作用を説明する。図５に示したモータ
制御システムにおける瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算
器７には、３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊が与えら
れる。この指令は、外部より与えられるトルク指令Ｔe
＊、ロータ磁束指令Φrr＊とロータ回転角速度ωreに応
じて、ベクトル制御コントローラ１０がトルク分電流指
令ｉδs＊と励磁分電流指令ｉγs＊を演算し、それが、
γ−δ／３相交流座標変換器９に出力され、そこで演算
された電流指令ｉu＊、ｉv＊と、電流センサ２が検出し
た電流ｉu、ｉvとから、電流制御器８により決定され
る。上記３相電圧指令により瞬時空間磁束鎖交数ベクト
ル演算器７が、電力変換回路３を直接制御するゲートア
ンプ６へ出力する磁束鎖交数ベクトル（実際には、スイ
ッチング信号）Φ n（＝Ｖ n・Δｔ）を決定する方法に関
するのが本発明であり、これを図１、図２、図４、図５
を用いて説明する。
制御システムにおける瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算
器７には、３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊が与えら
れる。この指令は、外部より与えられるトルク指令Ｔe
＊、ロータ磁束指令Φrr＊とロータ回転角速度ωreに応
じて、ベクトル制御コントローラ１０がトルク分電流指
令ｉδs＊と励磁分電流指令ｉγs＊を演算し、それが、
γ−δ／３相交流座標変換器９に出力され、そこで演算
された電流指令ｉu＊、ｉv＊と、電流センサ２が検出し
た電流ｉu、ｉvとから、電流制御器８により決定され
る。上記３相電圧指令により瞬時空間磁束鎖交数ベクト
ル演算器７が、電力変換回路３を直接制御するゲートア
ンプ６へ出力する磁束鎖交数ベクトル（実際には、スイ
ッチング信号）Φ n（＝Ｖ n・Δｔ）を決定する方法に関
するのが本発明であり、これを図１、図２、図４、図５
を用いて説明する。
【００１３】図１は空間磁束鎖交数ベクトル演算の流れ
を示す図で、（１）では３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖ
w＊を読み込み、（２）では合成ベクトルＶ＊3Pを合成
する。次に（３）では、Ｖ＊3Pより１分割区間Δθ（Ｔ
0）の中心角θmを求め（図２（ａ）、（ｂ）参照）、こ
れから、この区間で使用する電圧ベクトルＶ nを選択す
る。この電圧ベクトルの選択の方法は、例えば図９に示
した方法を用いることとする。次に（４）では、選択さ
れた電圧ベクトルＶ nの１分割区間における各々の出力
時間Δｔnを演算する。次に（５）では、前記Δｔnを１
／ｋに等分割して磁束鎖交数ベクトル指令Φ n＊の出力
パターンを決定する。今、ある１分割区間で選択される
磁束鎖交数ベクトルがΦ 0、Φ 1、Φ 2、Φ 7であったとす
る。従来の方法では、図２（ａ）に示したように、Φ 0
→Φ 1→Φ 2→Φ 7という磁束鎖交数ベクトル（Φ 0＝Ｖ 0
・Δｔ0、Φ 1＝Ｖ 1・Δｔ1、Φ 2＝Ｖ 2・Δｔ2、Φ 7＝Ｖ
7・Δｔ7）の出力パターンを得られるようなスイッチン
グを行なう。一方、本発明による方法では、各電圧ベク
トルＶ 0、Ｖ 1、Ｖ 2、Ｖ 7の出力時間Δｔ0、Δｔ1、Δｔ
2、Δｔ7をそれぞれ１／ｋに等分割して、図２（ｂ）に
示したように、
を示す図で、（１）では３相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖ
w＊を読み込み、（２）では合成ベクトルＶ＊3Pを合成
する。次に（３）では、Ｖ＊3Pより１分割区間Δθ（Ｔ
0）の中心角θmを求め（図２（ａ）、（ｂ）参照）、こ
れから、この区間で使用する電圧ベクトルＶ nを選択す
る。この電圧ベクトルの選択の方法は、例えば図９に示
した方法を用いることとする。次に（４）では、選択さ
れた電圧ベクトルＶ nの１分割区間における各々の出力
時間Δｔnを演算する。次に（５）では、前記Δｔnを１
／ｋに等分割して磁束鎖交数ベクトル指令Φ n＊の出力
パターンを決定する。今、ある１分割区間で選択される
磁束鎖交数ベクトルがΦ 0、Φ 1、Φ 2、Φ 7であったとす
る。従来の方法では、図２（ａ）に示したように、Φ 0
→Φ 1→Φ 2→Φ 7という磁束鎖交数ベクトル（Φ 0＝Ｖ 0
・Δｔ0、Φ 1＝Ｖ 1・Δｔ1、Φ 2＝Ｖ 2・Δｔ2、Φ 7＝Ｖ
7・Δｔ7）の出力パターンを得られるようなスイッチン
グを行なう。一方、本発明による方法では、各電圧ベク
トルＶ 0、Ｖ 1、Ｖ 2、Ｖ 7の出力時間Δｔ0、Δｔ1、Δｔ
2、Δｔ7をそれぞれ１／ｋに等分割して、図２（ｂ）に
示したように、
【００１４】となるような出力パターンとなるスイッチ
ングを行なう。この過程を図１に戻って説明する。下記
の磁束鎖交数ベクトルの出力パターン
ングを行なう。この過程を図１に戻って説明する。下記
の磁束鎖交数ベクトルの出力パターン
【００１５】をｋ回繰り返すため、その回数をカウント
するレジスタの値をクリアする（図１の（６）でＬ＝
０）。次に図１の（７）では、（１／ｋ）Φ 0の磁束鎖
交数ベクトルを得るためのスイッチング指令をゲートア
ンプへ出力する。次に図１の（８）では（１／ｋ）Δｔ
0後に（１／ｋ）Φ 1の磁束鎖交数ベクトルを、更に
（９）では（１／ｋ）Δｔ1後に（１／ｋ）Φ 2を、更に
（１０）では（１／ｋ）Δｔ2後に（１／ｋ）Φ 7を得る
ためのスイッチング指令を出力する。これを図１の
（６）から（１２）までｋ回繰り返すことにより１分割
区間のスイッチングが終了する。以上のように、１分割
区間での動作が行なわれる。
するレジスタの値をクリアする（図１の（６）でＬ＝
０）。次に図１の（７）では、（１／ｋ）Φ 0の磁束鎖
交数ベクトルを得るためのスイッチング指令をゲートア
ンプへ出力する。次に図１の（８）では（１／ｋ）Δｔ
0後に（１／ｋ）Φ 1の磁束鎖交数ベクトルを、更に
（９）では（１／ｋ）Δｔ1後に（１／ｋ）Φ 2を、更に
（１０）では（１／ｋ）Δｔ2後に（１／ｋ）Φ 7を得る
ためのスイッチング指令を出力する。これを図１の
（６）から（１２）までｋ回繰り返すことにより１分割
区間のスイッチングが終了する。以上のように、１分割
区間での動作が行なわれる。
【００１６】次に図３により、従来の方法と本発明によ
る方法を比較する。１分割区間を同じΔθ（Ｔ0）とし
た場合について考える。理想的な円軌跡と実際の磁束鎖
交数ベクトルの最大距離及び零ベクトルの最大時間は、
図３に示すように本発明では従来方法の１／ｋとなる
（図２、図４参照）。一方、演算量に関しては各ベクト
ルの出力時間をｋ等分割する演算だけが増える。すなわ
ち、従来の方法とほぼ同じ演算量で磁束鎖交数ベクトル
をｋ倍滑らかな（分割区間をｋ倍した場合とほぼ等価
な）円軌跡にできることになる。換言すれば、本発明で
は、分割区間をｋ倍に大きくしても（演算量は１／ｋ倍
となる）、従来方法と略同程度の滑らかな円軌跡を描け
ることになる。
る方法を比較する。１分割区間を同じΔθ（Ｔ0）とし
た場合について考える。理想的な円軌跡と実際の磁束鎖
交数ベクトルの最大距離及び零ベクトルの最大時間は、
図３に示すように本発明では従来方法の１／ｋとなる
（図２、図４参照）。一方、演算量に関しては各ベクト
ルの出力時間をｋ等分割する演算だけが増える。すなわ
ち、従来の方法とほぼ同じ演算量で磁束鎖交数ベクトル
をｋ倍滑らかな（分割区間をｋ倍した場合とほぼ等価
な）円軌跡にできることになる。換言すれば、本発明で
は、分割区間をｋ倍に大きくしても（演算量は１／ｋ倍
となる）、従来方法と略同程度の滑らかな円軌跡を描け
ることになる。
【００１７】上記実施例では、磁束鎖交数ベクトルパタ
ーンをｋ回繰り返す場合に、
ーンをｋ回繰り返す場合に、
【００１８】その代りに、
【００１９】というように奇数回目と偶数回目で磁束鎖
交数ベクトルの順序を逆にすれば、スイッチング回数が
少なくて済むことは言うまでもない。
交数ベクトルの順序を逆にすれば、スイッチング回数が
少なくて済むことは言うまでもない。
【００２０】
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
れば、その構成を従来の瞬時空間磁束鎖交数ベクトル法
における１分割区間に選択される４つの電圧ベクトルの
各出力時間を分割し、同じ電圧ベクトル出力パターンを
分割数だけ繰り返すことにしたため、演算量を殆ど増や
さずに磁束鎖交数ベクトルを一層滑らかな円軌跡にでき
る、すなわち電圧指令に一層近い各相電圧が得られると
いう効果が得られる。
れば、その構成を従来の瞬時空間磁束鎖交数ベクトル法
における１分割区間に選択される４つの電圧ベクトルの
各出力時間を分割し、同じ電圧ベクトル出力パターンを
分割数だけ繰り返すことにしたため、演算量を殆ど増や
さずに磁束鎖交数ベクトルを一層滑らかな円軌跡にでき
る、すなわち電圧指令に一層近い各相電圧が得られると
いう効果が得られる。
【図１】本発明に係る空間磁束鎖交数ベクトル演算の流
れを示す図である。
れを示す図である。
【図２】図（ａ）に従来の方法を、図（ｂ）に本発明方
法を、比較して示す図である。
法を、比較して示す図である。
【図３】従来方法と本発明方法を対比して表示する図で
ある。
ある。
【図４】従来方法と本発明方法を時間軸上で比較して説
明する図である。
明する図である。
【図５】本発明に係る交流モータ制御システムの例を示
す図である。
す図である。
【図６】３相電圧形ＰＷＭインバータの瞬時空間磁束鎖
交数ベクトルを説明する図である。
交数ベクトルを説明する図である。
【図７】３相電圧形インバータの出力電圧ベクトルを示
す図である。
す図である。
【図８】出力電圧ベクトルと磁束鎖交数ベクトルの関係
を示す図である。
を示す図である。
【図９】瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭの位
相とベクトルの関係を表示する図である。
相とベクトルの関係を表示する図である。
１…交流モータ ２…電流センサ ３…電力変換回路 ４…安定化コンデ
ンサ ５…直流電源 ６…ゲートアンプ ７…瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算器 ８…電流制御器 ９…γ−δ／３相
交流座標変換器 １０…ベクトル制御コントローラ １１…ポジション
センサ
ンサ ５…直流電源 ６…ゲートアンプ ７…瞬時空間磁束鎖交数ベクトル演算器 ８…電流制御器 ９…γ−δ／３相
交流座標変換器 １０…ベクトル制御コントローラ １１…ポジション
センサ
Claims (1)
- 【請求項１】３相電圧形パルス幅変調方式インバータを
電源とする交流サーボモータを円滑に回転させるため
の、インバータ出力電圧制御方法の一つである瞬時空間
磁束鎖交数ベクトルの決定方法において、モータに流れ
る電流の１サンプル毎に決定される３相電圧指令より磁
束鎖交数ベクトル指令を求める各周期毎に、選択された
複数個の電圧ベクトルそれぞれの出力時間を１／ｋに等
分割し、電圧ベクトルと其の出力時間の積である磁束鎖
交数ベクトルの出力パターンを上記各周期内でそれぞれ
ｋ回繰り返して行なわせるようにしたことを特徴とする
サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数
ベクトルの決定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5311539A JPH07170786A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5311539A JPH07170786A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170786A true JPH07170786A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=18018458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5311539A Pending JPH07170786A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | サーボモータ駆動用３相電圧形インバータの磁束鎖交数ベクトルの決定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07170786A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103023413A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-03 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
-
1993
- 1993-12-13 JP JP5311539A patent/JPH07170786A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103023413A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-03 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
| CN103023413B (zh) * | 2012-12-21 | 2015-02-25 | 黑龙江大学 | 克服转矩不稳的前馈调幅式空间矢量方法 |
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