JPH07170117A - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 各アンテナ素子毎の受信信号対雑音電力比が
比較的低い状態でも高速でかつ安定に、機械的な駆動を
行わずに、またセンサを用いず到来ビームの捕捉追尾を
行うことのできるアレーアンテナの制御方法及び制御装
置を提供する。 【構成】 複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ
の各アンテナ素子で受信された複数の受信信号を直交す
る各２つの直交ベースバンド信号に変換し、各２つのア
ンテナ素子間の受信信号の位相差の正弦値と各振幅値の
積に比例する第２の軸上の第２のデータとそれらの位相
差の余弦値と各振幅値の積に比例する第２の軸と直交す
る第１の軸上の第１のデータとを用いて同相化のための
変換行列を表し、計算された第１のデータと第２のデー
タを所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタに通過
させてろ波させた後、計算された変換行列を用いて各２
つのアンテナ素子間の受信信号を同相化したて複数の受
信信号を同相合成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、アレーアンテナの制御
方法及び制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、車両等に搭載し静止衛星の方向を
自動的に追尾する衛星通信用のフェーズドアレーアンテ
ナ（以下、第１の従来例という。）が郵政省通信総合研
究所によって試作されている。この第１の従来例のアン
テナは、１９個のマイクロストリップアンテナ素子で構
成され、１素子を除く各素子毎に１個ずつ計１８個のマ
イクロ波移相器を備え、機械駆動せずに電気的にビーム
の方向を走査する。ここで、アンテナの指向性を制御
し、到来ビームの方向を追尾するためのセンサーとし
て、地磁気の方向を検出し予め既知である車両から見た
静止衛星の方向を計算するための磁気センサー、並びに
車両の回転角速度を検出して精度よくビームの方向を一
定に保つための光ファイバジャイロを備えている。これ
ら２つのセンサーを組み合せることにより、到来ビーム
の有無に関わらず、ある一定の方向にアンテナ指向性を
向け、車両が移動しても常に同じ方向にその指向性を保
持するように構成されている。

【０００３】また、ディジタル位相変調を用いた衛星通
信用のディジタルビームフォーミングアンテナ用とし
て、到来ビーム捕捉追尾のための位相検出方法（以下、
第２の従来例という。）が本出願人によって提案されて
いる。この第２の従来例の方法は、アレーアンテナの各
アンテナ素子毎にコスタスループを用いた搬送波再生回
路を備え、全ての素子で同相となるように電圧制御発振
器（ＶＣＯ）の位相を制御し、同相合成してアレー出力
を得る方法である。この方法はまた、各素子毎に搬送波
再生回路で位相不確定を生じそのまま合成すると大きな
電力損失が発生するため、各素子毎のベースバンド出力
から引き込み位相の検出を行い、これをもとに位相補正
量を計算し、上記同相合成に先立ち移相器により位相不
確定の補正を行っている。この第２の従来例の方法では
受信される信号が位相変調波であればアンテナの指向性
は自動的に到来ビームの方向へ向くことになり、到来ビ
ームの方向を知るための特別なセンサは必要としていな
い。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記第１の従来例のフ
ェーズドアレーアンテナの場合、衛星方向にアンテナの
指向性を向けるために絶対方位の検出ができる磁気セン
サを用いているが、車両などの場合車体が金属でできて
いるため多くの場合帯磁しており、これがアンテナの指
向方向の誤差の原因となる。これを回避するためには磁
気を帯びた構造物などのない広い場所で３６０度回転し
て得られる磁気データにより較正を行う必要がある。ま
たうまく較正できて衛星方向を捕捉し、追尾ができたと
しても、地磁気は周囲の建物や他の車両等により乱され
ることが多く、磁気センサのみで到来ビーム方向を追尾
することは困難である。このため、衛星方向の捕捉後は
主として光ファイバジャイロのデータをもとにして追尾
を行うが、光ファイバジャイロは磁気センサのように絶
対方位を検出するのではなく角速度のみを検出するた
め、方位角の誤差が蓄積される。これを防止するため、
ある周期で磁気センサの情報をもとに光ファイバジャイ
ロを較正する方法を採用しているが、制御アルゴリズム
は複雑となり精度のよい制御アルゴリズムはまだ開発さ
れていないのが現状である。

【０００５】上記第１の従来例のフェーズドアレーアン
テナはまた、到来ビームの有無にかかわらず信号源の方
向が既知であればその方向にビームを向けることができ
るが、信号源の方向が未知の場合又は低軌道周回衛星な
ど信号源自体が移動してしまう場合にはその動きが全て
予測可能な場合を除き、追尾不可能である。以上のよう
に方位センサを使う捕捉追尾方法は構成が複雑になると
ともに性能が限定されるという問題点があった。

【０００６】また、上記第２の従来例の位相検出方法の
場合、各アンテナ素子毎に搬送波再生を行うことにより
指向性を形成するため、上記第１の従来例のフェーズド
アレーアンテナに設けられる方位センサは必要とせず、
複雑な制御アルゴリズムも不要であるという特徴を有す
るが、搬送波再生回路に閉ループにより位相の同期追尾
を行うコスタスループ回路を用いているため、到来ビー
ムの初期捕捉は収束にある程度の時間がかかるという問
題点があった。特に、アンテナを車両等の移動体に搭載
して衛星通信を行う場合、木や建物等による信号の瞬断
が頻繁に発生するため、受信データの数シンボル程度で
高速に初期捕捉を行う必要がある。

【０００７】上記第２の従来例の位相検出方法はまた、
アレーアンテナのアンテナ素子数が多い場合、１素子当
りの受信信号対雑音電力比は低くなるため、各素子毎に
位相のサイクルスリップが生じて搬送波再生は困難とな
りアレーアンテナの利得が生かされないという問題点が
あった。

【０００８】本発明の目的は以上の問題点を解決し、各
アンテナ素子毎の受信信号対雑音電力比が比較的低い状
態でも高速でかつ安定に、機械的な駆動を行わずに、ま
た方位センサ等のセンサを用いず到来ビームの捕捉追尾
を行うことのできるアレーアンテナの制御方法及び制御
装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御方法は、所定の配置形状で近
接して並置された複数のアンテナ素子からなるアレーア
ンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法にお
いて、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ
受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信
号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信
号に変換し、上記複数のアンテナ素子のうち各２つのア
ンテナ素子間の受信信号の同相化のための変換行列をそ
れぞれ、互いに直交する所定の第１の軸と第２の軸とを
用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受信信号の位相
差の正弦値と各振幅値の積に比例する上記第２の軸上の
第２のデータと上記各２つのアンテナ素子間の受信信号
の位相差の余弦値と各振幅値の積に比例する上記第１の
軸上の第１のデータとを用いた２×２の変換行列で表
し、上記変換された各２つの直交ベースバンド信号に基
づいて上記第１のデータと上記第２のデータとを計算
し、上記計算された第１のデータと第２のデータとをそ
れぞれ所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタに通
過させてろ波させた後、上記ろ波された第１のデータと
上記ろ波された第２のデータとに基づいて上記変換行列
の要素を計算し、上記計算された変換行列の要素を含む
変換行列を用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受信
信号を同相化し、上記同相化された複数の受信信号を同
相合成して受信信号を出力することを特徴とする。

【００１０】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法は、請求項１記載のアレーアンテナの制御方法に
おいて、上記複数の受信信号を同相合成して受信信号を
出力するときに、上記ろ波された第１のデータと上記ろ
波された第２のデータとに基づいて上記複数の受信信号
が同相となるような各補正位相量を計算し、上記計算さ
れた各補正位相量に基づいて上記複数の受信信号を上記
各補正位相量だけ移相し、上記移相された複数の受信信
号を同相合成して受信信号を出力することを特徴とす
る。さらに、請求項３記載のアレーアンテナの制御方法
は、請求項２記載のアレーアンテナの制御方法におい
て、上記アレーアンテナの配置形状に基づいて、上記計
算された補正位相量を上記配置形状の面に回帰させるよ
うに上記計算された補正位相量を回帰補正し、上記回帰
補正された各補正位相量に基づいて上記複数の受信信号
を上記各補正位相量だけ移相することを特徴とする。

【００１１】また、請求項４記載のアレーアンテナの制
御方法は、請求項１記載のアレーアンテナの制御方法に
おいて、上記複数の受信信号を同相合成して受信信号を
出力するときに、上記計算された変換行列の要素を含む
変換行列を用いて上記複数の信号のうちの各２つの受信
信号のうちの１つの受信信号を他方の受信信号に同相と
なるように変換し、上記変換しない受信信号と上記変換
した受信信号との組である各２つの受信信号を同相合成
し、上記計算、変換及び同相合成の処理を上記同相合成
後の受信信号が１つになるまで繰り返すことにより、同
相合成された１つの受信信号を出力することを特徴とす
る。

【００１２】さらに、請求項５記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項１記載のアレーアンテナの制御方法
において、上記変換された各２つの直交ベースバンド信
号に基づいて上記第１のデータと上記第２のデータとを
計算する直前に、上記アレーアンテナの各アンテナ素子
でそれぞれ受信された複数の受信信号と、希望波を所定
の放射角度の範囲で受信できるように予め決められた形
成すべき所定の複数個のビームの各主ビームの方向と、
上記受信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数個の
ビーム電界値を演算して上記各ビーム電界値をそれぞれ
有する複数のビーム信号を出力し、上記出力した複数の
ビーム信号の中で最大のビーム電界値を有するビーム信
号を含むより大きなビーム電界値を有する所定数のビー
ム信号を選択し、上記最大のビーム電界値を有するビー
ム信号を基準の受信信号とし、上記計算された変換行列
の要素を含む変換行列を用いて上記基準の受信信号に他
の選択された複数の受信信号を同相化し、上記複数の受
信信号を同相合成して受信信号を出力することを特徴と
する。

【００１３】さらに、請求項６記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項１乃至５のうちの１つに記載のアレ
ーアンテナの制御方法において、上記同相合成する直前
に、上記複数の受信信号の信号レベルにそれぞれ比例す
る複数の利得でそれぞれ上記複数の受信信号を増幅する
ことによって振幅補正することを特徴とする。

【００１４】さらに、請求項７記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項１に記載のアレーアンテナの制御方
法において、上記第１のデータと上記第２のデータを直
接に上記変換行列の要素として表して上記変換行列の要
素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含む変換行
列を用いて上記複数の受信信号のうちの所定の１つの受
信信号を除く他の複数の受信信号を上記所定の１つの受
信信号に同相化し、上記所定の１つの受信信号と上記同
相化された複数の受信信号とを同相合成して受信信号を
出力することを特徴とする。

【００１５】また、請求項８記載のアレーアンテナの制
御方法は、請求項４又は５記載のアレーアンテナの制御
方法において、上記第１のデータと上記第２のデータを
直接に上記変換行列の要素として表して上記変換行列の
要素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含む変換
行列を用いて、各２つの受信信号を同相化することを特
徴とする。

【００１６】さらに、請求項９記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項１乃至８のうちの１つに記載のアレ
ーアンテナの制御方法において、送信信号を複数の送信
信号に同相分配し、上記複数の送信信号を、上記計算さ
れた各補正位相量又は上記回帰補正された各補正位相量
だけ移相してそれぞれ上記複数のアンテナ素子から送信
することを特徴とする。

【００１７】本発明に係る請求項１０記載のアレーアン
テナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置され
た複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御す
るためのアレーアンテナの制御装置において、上記アレ
ーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数
の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互い
に直交する各２つの直交ベースバンド信号に変換する変
換手段と、所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタ
を備え、上記複数のアンテナ素子のうち各２つのアンテ
ナ素子間の受信信号の同相化のための変換行列をそれぞ
れ、互いに直交する所定の第１の軸と第２の軸とを用い
て、上記各２つのアンテナ素子間の受信信号の位相差の
正弦値と各振幅値の積に比例する上記第２の軸上の第２
のデータと上記各２つのアンテナ素子間の受信信号の位
相差の余弦値と各振幅値の積に比例する上記第１の軸上
の第１のデータとを用いた２×２の変換行列で表し、上
記変換された各２つの直交ベースバンド信号に基づいて
上記第１のデータと上記第２のデータとを計算し、上記
計算された第１のデータと第２のデータとをそれぞれ所
定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタに通過させて
ろ波させた後、上記ろ波された第１のデータと上記ろ波
された第２のデータとに基づいて上記変換行列の要素を
計算し、上記計算された変換行列の要素を含む変換行列
を用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受信信号を同
相化する同相化手段と、上記同相化手段によって同相化
された複数の受信信号を同相合成して受信信号を出力す
る合成手段とを備えたことを特徴とする。

【００１８】また、請求項１１記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１０記載のアレーアンテナの制御装
置において、上記合成手段は、上記同相化手段によって
それぞれろ波された第１のデータと第２のデータとに基
づいて上記複数の受信信号が同相となるような各補正位
相量を計算する第１の計算手段と、上記第１の計算手段
によって計算された各補正位相量に基づいて上記複数の
受信信号を上記各補正位相量だけ移相する第１の移相手
段と、上記第１の移相手段によって移相された複数の受
信信号を同相合成して受信信号を出力する第１の同相合
成手段とを備えたことを特徴とする。さらに、請求項１
２記載のアレーアンテナの制御装置は、請求項１１記載
のアレーアンテナの制御装置において、上記合成手段
は、上記アレーアンテナの配置形状に基づいて、上記計
算手段によって計算された補正位相量を上記配置形状の
面に回帰させるように上記計算された補正位相量を回帰
補正する補正手段をさらに備え、上記第１の移相手段
は、上記補正手段によって回帰補正された各補正位相量
に基づいて上記複数の受信信号を上記各補正位相量だけ
移相することを特徴とする。

【００１９】また、請求項１３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１０記載のアレーアンテナの制御装
置において、上記合成手段は、上記同相化手段によって
計算された変換行列の要素を含む変換行列を用いて上記
複数の信号のうちの各２つの受信信号のうちの１つの受
信信号を他方の受信信号に同相となるように変換する同
相変換手段と、上記同相変換手段によって上記変換しな
い受信信号と上記変換した受信信号との組である各２つ
の受信信号を同相合成する第２の同相合成手段と、上記
同相変換手段と上記第２の同相合成手段との処理を上記
同相合成後の受信信号が１つになるまで繰り返すことに
より、同相合成された１つの受信信号を出力する制御手
段とを備えたことを特徴とする。

【００２０】さらに、請求項１４記載のアレーアンテナ
の制御装置は、請求項１０記載のアレーアンテナの制御
装置において、上記変換手段と上記同相化手段との間に
設けられ、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれ
ぞれ受信された複数の受信信号と、希望波を所定の放射
角度の範囲で受信できるように予め決められた形成すべ
き所定の複数個のビームの各主ビームの方向と、上記受
信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数個のビーム
電界値を演算して上記各ビーム電界値をそれぞれ有する
複数のビーム信号を出力するマルチビーム形成手段と、
上記変換手段と上記同相化手段との間に設けられ、上記
マルチビーム形成手段によって出力された複数のビーム
信号の中で最大のビーム電界値を有するビーム信号を含
むより大きなビーム電界値を有する所定数のビーム信号
を選択し、上記最大のビーム電界値を有するビーム信号
を基準の受信信号とするビーム選択手段とを備え、上記
同相化手段は、上記計算された変換行列の要素を含む変
換行列を用いて上記基準の受信信号に他の選択された複
数の受信信号を同相化することを特徴とする。

【００２１】また、請求項１５記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１０乃至１４のうちの１つに記載の
アレーアンテナの制御装置において、上記合成手段の直
前の段に設けられ、上記複数の受信信号の信号レベルに
それぞれ比例する複数の利得でそれぞれ上記複数の受信
信号を増幅することによって振幅補正する振幅補正手段
をさらに備えたことを特徴とする。

【００２２】また、請求項１６記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１０に記載のアレーアンテナの制御
装置において、上記同相化手段は、上記第１のデータと
上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素として表
して上記変換行列の要素を計算し、上記計算した変換行
列の要素を含む変換行列を用いて上記複数の受信信号の
うちの所定の１つの受信信号を除く他の複数の受信信号
を上記所定の１つの受信信号に同相化することを特徴と
する。

【００２３】また、請求項１７記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１３又は１４記載のアレーアンテナ
の制御装置において、上記同相化手段は、上記第１のデ
ータと上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素と
して表して上記変換行列の要素を計算し、上記計算した
変換行列の要素を含む変換行列を用いて、各２つの受信
信号を同相化することを特徴とする。

【００２４】さらに、請求項１８記載のアレーアンテナ
の制御装置は、請求項１０乃至１７のうちの１つに記載
のアレーアンテナの制御装置において、送信信号を複数
の送信信号に同相分配する分配手段と、上記複数の送信
信号を、上記計算手段によって計算された各補正位相量
又は上記補正手段によって回帰補正された各補正位相量
だけ移相する送信移相手段と、上記送信移相手段によっ
て移相された複数の送信信号をそれぞれ上記複数のアン
テナ素子から送信する送信手段とをさらに備えたことを
特徴とする。

【００２５】

【作用】請求項１記載のアレーアンテナの制御方法にお
いては、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞ
れ受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振
信号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド
信号に変換する。次いで、上記複数のアンテナ素子のう
ち各２つのアンテナ素子間の受信信号の同相化のための
変換行列をそれぞれ、互いに直交する所定の第１の軸と
第２の軸とを用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受
信信号の位相差の正弦値と各振幅値の積に比例する上記
第２の軸上の第２のデータと上記各２つのアンテナ素子
間の受信信号の位相差の余弦値と各振幅値の積に比例す
る上記第１の軸上の第１のデータとを用いた２×２の変
換行列で表し、上記変換された各２つの直交ベースバン
ド信号に基づいて上記第１のデータと上記第２のデータ
とを計算し、上記計算された第１のデータと第２のデー
タとをそれぞれ所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィ
ルタに通過させてろ波させた後、上記ろ波された第１の
データと上記ろ波された第２のデータとに基づいて上記
変換行列の要素を計算し、上記計算された変換行列の要
素を含む変換行列を用いて、上記各２つのアンテナ素子
間の受信信号を同相化する。さらに、上記同相化された
複数の受信信号を同相合成して受信信号を出力する。

【００２６】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法においては、上記複数の受信信号を同相合成して
受信信号を出力するときに、上記ろ波された第１のデー
タと上記ろ波された第２のデータとに基づいて上記複数
の受信信号が同相となるような各補正位相量を計算し、
上記計算された各補正位相量に基づいて上記複数の受信
信号を上記各補正位相量だけ移相し、上記移相された複
数の受信信号を同相合成して受信信号を出力する。さら
に、請求項３記載のアレーアンテナの制御方法において
は、上記アレーアンテナの配置形状に基づいて、上記計
算された補正位相量を上記配置形状の面に回帰させるよ
うに上記計算された補正位相量を回帰補正し、上記回帰
補正された各補正位相量に基づいて上記複数の受信信号
を上記各補正位相量だけ移相する。

【００２７】また、請求項４記載のアレーアンテナの制
御方法においては、上記複数の受信信号を同相合成して
受信信号を出力するときに、上記計算された変換行列の
要素を含む変換行列を用いて上記複数の信号のうちの各
２つの受信信号のうちの１つの受信信号を他方の受信信
号に同相となるように変換し、上記変換しない受信信号
と上記変換した受信信号との組である各２つの受信信号
を同相合成し、上記計算、変換及び同相合成の処理を上
記同相合成後の受信信号が１つになるまで繰り返すこと
により、同相合成された１つの受信信号を出力する。

【００２８】さらに、請求項５記載のアレーアンテナの
制御方法においては、上記変換された各２つの直交ベー
スバンド信号に基づいて上記第１のデータと上記第２の
データとを計算する直前に、上記アレーアンテナの各ア
ンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号と、希
望波を所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決
められた形成すべき所定の複数個のビームの各主ビーム
の方向と、上記受信信号の受信周波数とに基づいて、上
記複数個のビーム電界値を演算して上記各ビーム電界値
をそれぞれ有する複数のビーム信号を出力し、上記出力
した複数のビーム信号の中で最大のビーム電界値を有す
るビーム信号を含むより大きなビーム電界値を有する所
定数のビーム信号を選択し、上記最大のビーム電界値を
有するビーム信号を基準の受信信号とし、上記計算され
た変換行列の要素を含む変換行列を用いて上記基準の受
信信号に他の選択された複数の受信信号を同相化し、上
記複数の受信信号を同相合成して受信信号を出力する。

【００２９】また、請求項６記載のアレーアンテナの制
御方法においては、上記同相合成する直前に、上記複数
の受信信号の信号レベルにそれぞれ比例する複数の利得
でそれぞれ上記複数の受信信号を増幅することによって
振幅補正する。

【００３０】さらに、請求項７記載のアレーアンテナの
制御方法においては、上記第１のデータと上記第２のデ
ータを直接に上記変換行列の要素として表して上記変換
行列の要素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含
む変換行列を用いて上記複数の受信信号のうちの所定の
１つの受信信号を除く他の複数の受信信号を上記所定の
１つの受信信号に同相化し、上記所定の１つの受信信号
と上記同相化された複数の受信信号とを同相合成して受
信信号を出力する。

【００３１】また、請求項８記載のアレーアンテナの制
御方法においては、上記第１のデータと上記第２のデー
タを直接に上記変換行列の要素として表して上記変換行
列の要素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含む
変換行列を用いて、各２つの受信信号を同相化する。

【００３２】さらに、請求項９記載のアレーアンテナの
制御方法においては、送信信号を複数の送信信号に同相
分配し、上記複数の送信信号を、上記計算された各補正
位相量又は上記回帰補正された各補正位相量だけ移相し
てそれぞれ上記複数のアンテナ素子から送信する。

【００３３】請求項１０記載のアレーアンテナの制御装
置においては、上記変換手段は、上記アレーアンテナの
各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号を
それぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに直交する各
２つの直交ベースバンド信号に変換する。次いで、上記
同相化手段は、上記複数のアンテナ素子のうち各２つの
アンテナ素子間の受信信号の同相化のための変換行列を
それぞれ、互いに直交する所定の第１の軸と第２の軸と
を用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受信信号の位
相差の正弦値と各振幅値の積に比例する上記第２の軸上
の第２のデータと上記各２つのアンテナ素子間の受信信
号の位相差の余弦値と各振幅値の積に比例する上記第１
の軸上の第１のデータとを用いた２×２の変換行列で表
し、上記変換された各２つの直交ベースバンド信号に基
づいて上記第１のデータと上記第２のデータとを計算
し、上記計算された第１のデータと第２のデータとをそ
れぞれ所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタに通
過させてろ波させた後、上記ろ波された第１のデータと
上記ろ波された第２のデータとに基づいて上記変換行列
の要素を計算し、上記計算された変換行列の要素を含む
変換行列を用いて、上記各２つのアンテナ素子間の受信
信号を同相化する。さらに、合成手段は、上記同相化手
段によって同相化された複数の受信信号を同相合成して
受信信号を出力する。

【００３４】また、請求項１１記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記第１の計算手段は、上記同相
化手段によってそれぞれろ波された第１のデータと第２
のデータとに基づいて上記複数の受信信号が同相となる
ような各補正位相量を計算する。次いで、上記第１の移
相手段は、上記第１の計算手段によって計算された各補
正位相量に基づいて上記複数の受信信号を上記各補正位
相量だけ移相する。さらに、上記第１の同相合成手段
は、上記第１の移相手段によって移相された複数の受信
信号を同相合成して受信信号を出力する。さらに、請求
項１２記載のアレーアンテナの制御装置においては、上
記補正手段は、上記アレーアンテナの配置形状に基づい
て、上記計算手段によって計算された補正位相量を上記
配置形状の面に回帰させるように上記計算された補正位
相量を回帰補正する。そして、上記第１の移相手段は、
上記補正手段によって回帰補正された各補正位相量に基
づいて上記複数の受信信号を上記各補正位相量だけ移相
する。

【００３５】また、請求項１３記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記同相変換手段は、上記同相化
手段によって計算された変換行列の要素を含む変換行列
を用いて上記複数の信号のうちの各２つの受信信号のう
ちの１つの受信信号を他方の受信信号に同相となるよう
に変換する。次いで、上記同相合成手段は、上記同相変
換手段によって上記変換しない受信信号と上記変換した
受信信号との組である各２つの受信信号を同相合成す
る。さらに、上記制御手段は、上記同相変換手段と上記
第２の同相合成手段との処理を上記同相合成後の受信信
号が１つになるまで繰り返すことにより、同相合成され
た１つの受信信号を出力する。

【００３６】さらに、請求項１４記載のアレーアンテナ
の制御装置においては、上記マルチビーム形成手段は、
上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
れた複数の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲
で受信できるように予め決められた形成すべき所定の複
数個のビームの各主ビームの方向と、上記受信信号の受
信周波数とに基づいて、上記複数個のビーム電界値を演
算して上記各ビーム電界値をそれぞれ有する複数のビー
ム信号を出力する。次いで、上記ビーム選択手段は、上
記マルチビーム形成手段によって出力された複数のビー
ム信号の中で最大のビーム電界値を有するビーム信号を
含むより大きなビーム電界値を有する所定数のビーム信
号を選択し、上記最大のビーム電界値を有するビーム信
号を基準の受信信号とする。そして、上記同相化手段
は、上記計算された変換行列の要素を含む変換行列を用
いて上記基準の受信信号に他の選択された複数の受信信
号を同相化する。

【００３７】また、請求項１５記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記振幅補正手段は、上記複数の
受信信号の信号レベルにそれぞれ比例する複数の利得で
それぞれ上記複数の受信信号を増幅することによって振
幅補正する。

【００３８】さらに、請求項１６記載のアレーアンテナ
の制御装置においては、上記同相化手段は、上記第１の
データと上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素
として表して上記変換行列の要素を計算し、上記計算し
た変換行列の要素を含む変換行列を用いて上記複数の受
信信号のうちの所定の１つの受信信号を除く他の複数の
受信信号を上記所定の１つの受信信号に同相化する。

【００３９】また、請求項１７記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記同相化手段は、上記第１のデ
ータと上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素と
して表して上記変換行列の要素を計算し、上記計算した
変換行列の要素を含む変換行列を用いて、各２つの受信
信号を同相化する。

【００４０】さらに、請求項１８記載のアレーアンテナ
の制御装置においては、上記分配手段は、送信信号を複
数の送信信号に同相分配する。次いで、上記送信移相手
段は、上記複数の送信信号を、上記計算手段によって計
算された各補正位相量又は上記補正手段によって回帰補
正された各補正位相量だけ移相する。さらに、上記送信
手段は、上記送信移相手段によって移相された複数の送
信信号をそれぞれ上記複数のアンテナ素子から送信す
る。

【００４１】

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る実施例に
ついて説明する。 ＜第１の実施例＞図１は本発明に係る第１の実施例であ
る通信用アレーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受
信部のブロック図である。本実施例の通信用アレーアン
テナの自動ビーム捕捉追尾装置は、所定の間隔で近接し
て任意の平面又は曲面上に並置された複数Ｎ個のアンテ
ナ素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｉ，…，ＡＮからなるアレー
アンテナ１の指向性を、ディジタル位相変調波又は無変
調波などの無線信号波の到来ビームの方向へ高速で向
け、その追尾を行う。ここで、特に、本実施例の捕捉追
尾装置は、準同期検波回路ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎと、振
幅位相差補正回路ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎとを備えたこと
を特徴としている。

【００４２】図１に示すように、アレーアンテナ１は、
Ｎ個のアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮと、送受分離器である
サーキュレータＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎとを備える。ま
た、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎはそれぞれ、
低雑音増幅器２と、第１局発振器１１から出力される共
通の第１局部発振信号を用いて、受信された無線周波数
を有する無線信号を所定の中間周波数を有する中間周波
信号に周波数変換するダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３と
を備える。

【００４３】当該捕捉追尾装置の受信部はさらに、Ｎ個
のＡ／Ｄ変換器ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎと、第２局部発振
器１２から出力される共通の第２局部発振信号を用い
て、Ａ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して、互
いに直交する２つのベースバンド信号（以下、これら２
つのベースバンド信号を直交ベースバンド信号とい
う。）に変換するＮ個の準同期検波回路ＱＤ−１乃至Ｑ
Ｄ−Ｎと、上記変換された直交ベースバンド信号を用い
て隣接アンテナ素子間の位相差推定値と各アンテナ素子
Ａ１乃至ＡＮにおける受信信号強度を計算し、各アンテ
ナ素子Ａ１乃至ＡＮ毎に振幅位相補正処理を実行しすべ
てのベースバンド信号に重み付けを行って同相にするＮ
個の振幅位相差補正回路ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎと、振幅
位相差補正回路ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎからの出力信号を
同相合成する同相合成器４と、同相合成器４から出力さ
れるベースバンド信号から所定のベースバンド復調処理
により同期検波又は遅延検波を行い、所望のディジタル
データを抽出して受信データとして出力する復調器５と
を備える。

【００４４】当該受信部において、アレーアンテナ１内
の各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮから振幅位相差補正回路
ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎまでは、各アンテナ素子の系統毎
に、縦続接続されている。当該受信部における各アンテ
ナ素子の系統毎の信号処理は同様に実行されるので、ア
ンテナ素子Ａｉで受信された無線信号波についての処理
について述べる。

【００４５】アンテナ素子Ａｉで受信された無線信号波
は、サーキュレータＣＩ−ｉと、受信モジュールＲＭ−
ｉ内の低雑音増幅器２とを介してダウンコンバータ３に
入力される。受信モジュールＲＭ−ｉ内のダウンコンバ
ータ３は、第１局発振器１１から出力される共通の第１
局部発振信号を用いて、入力された無線信号を所定の中
間周波数を有する中間周波信号に周波数変換して、Ａ／
Ｄ変換器ＡＤ−ｉを介して準同期検波回路ＱＤ−ｉに出
力する。準同期検波回路ＱＤ−ｉは、第２局部発振器１
２から出力される共通の第２局部発振信号を用いて、入
力されたＡ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して
２つの直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_iに変換して振幅位
相差補正回路ＰＣ−ｉ及び隣接する振幅位相差補正回路
ＰＣ−（ｉ＋１）に出力する。振幅位相差補正回路ＰＣ
−ｉは、入力された直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i及び
隣接するアンテナ素子Ａ−（ｉ−１）に関する直交ベー
スバンド信号Ｉ_i-1，Ｑ_i-1を用いて隣接アンテナ素子間
の位相差推定値δｃ_i-1，_iと各アンテナ素子Ａ１乃至Ａ
Ｎにおける受信信号強度を計算し、上記計算された位相
差推定値に基づいてすべてのベースバンド信号が同相に
なるように位相差補正（移相）し、かつ上記計算した受
信信号強度に比例した増幅利得で重み付けを行うことに
よってアンテナ素子Ａｉに関する振幅位相補正処理を実
行する。当該処理後のベースバンド信号は同相合成器４
に入力される。なお、振幅位相差補正回路ＰＣ−ｉの回
路処理については詳細後述する。

【００４６】同相合成器４は各振幅位相差補正回路ＰＣ
−１乃至ＰＣ−Ｎから入力された各ベースバンド信号を
各チャンネル毎に同相合成した後、復調器５に出力す
る。復調器５は、入力されたベースバンド信号から所定
のベースバンド復調処理により同期検波又は遅延検波を
行い、所望のディジタルデータを抽出して受信データと
して出力する。

【００４７】図２は、当該捕捉追尾装置の送信部のブロ
ック図である。当該送信部は、図２に示すように、Ｎ個
の送信モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎと、Ｎ個の直交
変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎと、同相分配器９とを備
える。ここで、各直交変調回路ＱＭ１乃至ＱＭ−Ｎはそ
れぞれ、直交変調器６と、送信局部発振器１０とを備
え、各送信モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎはそれぞ
れ、入力された中間周波信号を所定の送信無線周波数を
有する送信信号に周波数変換するアップコンバータ（Ｕ
／Ｃ）７と、送信電力増幅器８とを備える。ここで、直
交変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ内の各送信局部発振器
１０は例えば、同一のクロックで駆動されたＤＤＳ（Di
rect Digital Synthesizer）を用いた発振器であって、
最小２乗回帰補正部４２から入力される位相補正量Δφ
_c1乃至Δφ_cNに基づいて各位相補正量に対応した位相を
有する送信局部発振信号を発生する。

【００４８】送信データであるベースバンド信号は同相
分配器９に入力された後、同相分配されて各直交変調回
路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎの各直交変調器６に入力され
る。例えば直交変調回路ＱＭ−１内の直交変調器６は、
送信局部発振信号を同相分配器９から入力された送信ベ
ースバンド信号に従って、例えばＱＰＳＫなどの直交変
調した後、直交変調後の中間周波信号を、送信モジュー
ルＴＭ−１内のアップコンバータ７と送信電力増幅器８
とを介して、送信無線信号として、アレーアンテナ１内
のサーキュレータＣＩ−１に入力される。そして、当該
送信無線信号がアンテナ素子Ａ１から送信放射される。
さらに、アンテナ素子Ａ２乃至ＡＮに接続される送信部
の各系統において同様の信号処理が実行される。

【００４９】図３に、図１における振幅位相差補正回路
ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎのｉ番目のアンテナ素子Ａｉ（ｉ
＝１，２，３，…，Ｎ）に対応した１系統分のブロック
図を示す。当該振幅位相差補正回路ＰＣ−ｉは、ディジ
タル位相変調波又は無変調波などからなる受信無線信号
の隣接アンテナ素子間の位相差δｃ_i-1,_iを推定して決
定し、当該位相差を０とする、すなわち同相とするよう
に各アンテナ素子毎に位相補正するとともに、これらＮ
個のベースバンド信号を同相合成したときに受信信号対
雑音電力比の改善を図るために、受信無線信号の信号強
度に比例した利得で各系統毎に増幅を行う回路である。
振幅位相差補正回路ＰＣ−ｉは、図３に示すように、位
相差推定部４０と、加算器４１と、最小２乗回帰補正部
４２と、遅延バッファ４３と、位相差補正部４４と、振
幅補正部４５とを備える。なお、振幅位相差補正回路Ｐ
Ｃ−１においては、位相差推定部４０と加算器４１とを
設けず、Δφ₁＝０とおく。

【００５０】準同期検波回路ＱＤ−ｉから入力される受
信信号である直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i（以下、Ｉ
_iをＩチャンネルのベースバンド信号といい、Ｑ_iをＱチ
ャンネルのベースバンド信号という。）は位相差推定部
４０と遅延バッファ４３とに入力される。位相差推定部
４０は、隣接する２つのアンテナ素子Ａｉ，Ａｉ−１に
関する準同期検波回路ＱＤ−ｉ，ＱＤ−（ｉ−１）から
それぞれ出力される直交ベースバンド信号（標本値）Ｉ
_i，Ｑ_i及びＩ_i-1，Ｑ_i-1に基づいて、各標本タイミング
における２つの隣接アンテナ素子Ａｉ，Ａｉ−１系統間
の位相差δｃ_i-1,_iを推定して加算器４１に出力する。
加算器４１は、上記位相差推定部４０から入力される推
定された位相差δｃ_i-1,_iと、振幅位相差補正回路ＰＣ
−（ｉ−１）内の加算器４１から出力される累積補正位
相量Δφ_i-1とを加算して、加算結果の累積補正位相量
Δφ_iを最小２乗回帰補正部４２に出力するとともに、
次の振幅位相差補正回路ＰＣ−（ｉ−１）内の加算器４
１に出力する。

【００５１】最小２乗回帰補正部４２は、推定された位
相差δｃ_i-1,_iを加算器４１によって各アンテナ素子系
統毎に順次累積加算して得られた各アンテナ素子毎の累
積補正位相量Δφ₁乃至Δφ_Nに基づいて、アレーアンテ
ナの空間的な性質を利用して雑音を抑圧するための各ア
ンテナ素子Ａ１乃至ＡＮに関する受信位相差の位相補正
量Δφ_c1乃至Δφ_cNを、振幅位相差補正回路ＰＣ−１乃
至ＰＣ−Ｎ内の各位相差補正部４４に出力するととも
に、直交変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ内の送信局部発
振器１０に出力する。なお、最小２乗回帰補正部４２
は、当該受信部において１つだけ設けられ、例えばＤＳ
Ｐ（Digital Signal Processor）で構成される。

【００５２】一方、遅延バッファ４３は、直交ベースバ
ンド信号Ｉ_i，Ｑ_iを、位相差推定部４０と加算器４１と
最小２乗回帰補正部４２とにおける演算時間に対応する
位相差推定の遅延時間分だけ遅延させて、位相差補正部
４４に出力する。次いで、位相差補正部４４は、最小２
乗回帰補正部４２から出力される受信位相差の補正量Δ
φ_ciに基づいて、遅延バッファ４３から出力される直交
ベースバンド信号を、当該補正量Δφ_ciに対応した移相
量だけ位相回転させることによって位相補正して振幅補
正部４５に出力する。さらに、振幅補正部４５は、位相
差補正部４４から出力される直交ベースバンド信号を、
その直交ベースバンド信号の信号強度に比例した利得で
増幅して直交ベースバンド信号Ｉｃ_i，Ｑｃ_iとして同相
合成器４に出力する。

【００５３】いま、隣接する２つのアンテナ素子Ａｉ−
１，Ａｉの準同期検波後の直交ベースバンド信号のある
時点での標本値をそれぞれ、Ｉ_i-1，Ｑ_i-1，Ｉ_i，Ｑ_iと
すると、位相差推定部４０で計算される瞬時位相差δ
_i-1,_iは位相平面上の２つのベクトル（Ｉ_i-1，
Ｑ_i-1），（Ｉ_i，Ｑ_i）のなす角度で表わされる。これ
らのＩ_i-1，Ｑ_i-1，Ｉ_i，Ｑ_iは、ディジタル位相変調の
場合、次の数１乃至数４で表される。

【００５４】

【数１】Ｉ_i-1＝ａ_i-1ｃｏｓ（θ）

【数２】Ｑ_i-1＝ａ_i-1ｓｉｎ（θ）

【数３】Ｉ_i＝ａ_iｃｏｓ（θ＋δ_i-1,_i）

【数４】Ｑ_i＝ａ_iｓｉｎ（θ＋δ_i-1,_i）

【００５５】ここで、ａ_i-1，ａ_iは各ベースバンド信号
の振幅であって、θは変調された位相データに従って変
動する各ベースバンド信号の任意の位相角度を意味す
る。従って、次の数５及び数６に示すベースバンド処理
を行えば、位相差δ_i-1,_iの正弦と余弦に比例し、かつ
変調された位相データに全く依存しない値を得ることが
できる。

【００５６】

【数５】 Ｉ_i-1・Ｉ_i＋Ｑ_i-1・Ｑ_i＝ａ_i-1ａ_iｃｏｓδ_i-1,_i

【数６】 Ｉ_i-1・Ｑ_i−Ｉ_i・Ｑ_i-1＝ａ_i-1ａ_iｓｉｎδ_i-1,_i

【００５７】これより、隣接する２つのアンテナ素子Ａ
ｉ−１，Ａｉの瞬時位相差δ_i-1,_iは次の数７で表され
て計算される。

【００５８】

【数７】

【００５９】これは各信号の変調された位相データだけ
でなく振幅ａ_i-1、ａ_iにも依存していない。従って、変
調に関係なく位相差δ_i-1,_iを計算することができる。
ここで、上記数１乃至数４から数７への変換は、互いに
直交するＩ軸，Ｑ軸から、位相差δ_i-1,_iを規定する互
いに直交する２つの軸への変換であって、軸中心を中心
としての座標の回転を意味する。上記数７において、右
辺の分数の分母のデータは数５の左辺であり、数５に示
すように位相差δ_i-1,_iの余弦に比例している。一方、
数７において、右辺の分数の分子のデータは数６の左辺
であり、数６に示すように位相差δ_i-1,_iの正弦に比例
している。

【００６０】そして、受信無線信号に含まれる雑音（主
として受信機の熱雑音である。）を抑圧してより正確な
位相差を得るために、数５及び数６で求められた２つの
データをそれぞれ位相差推定部４０に含まれる所定のデ
ィジタルフィルタに通過させてろ波する。ここで、割り
算やｔａｎ^-1の演算の前にろ波するのは、演算による誤
差の増大を防ぐためである。ろ波後の位相差δｃ_i-1,_i
は次の数８を用いて推定される。

【００６１】

【数８】

【００６２】ここで、Ｆ（・）は当該ディジタルフィル
タの伝達関数を表す。このディジタルフィルタとして
は、単純な巡回加算器から適応タップ係数付のトランス
バーサルフィルタまで種々のフィルタが適用できる。位
相差推定部４０は、数８を用いて上記ろ波後の位相差δ
ｃ_i-1,_iを計算して加算器４１に出力する。

【００６３】図４に、位相差推定部４０に含まれる固定
タップ係数付きＦＩＲ（Finite Impulse Response）フ
ィルタの構成例を示し、図４の例ではバッファの大きさ
Ｂｕｆｆ＝７の場合である。図４に示すように、入力信
号ｘは、タップ係数乗算器６０を介して加算器７０に入
力されるとともに、縦続接続された６個の遅延回路５１
乃至５６の入力端に入力される。各遅延回路５１乃至５
６から出力される信号はそれぞれ各タップ係数乗算器６
１乃至６６を介して加算器７０に入力される。ここで、
乗算器６０乃至６６はそれぞれ、乗算係数であるタップ
係数ｋ０乃至ｋ６を有し、入力された信号を当該タップ
係数で乗算して加算器７０に出力する。加算器７０は入
力されたすべての信号を加算して出力信号Ｆ（ｘ）とし
て出力する。ここで、各タップ係数ｋ０乃至ｋ６をすべ
て１とすれば、このフィルタは単純な巡回加算器とな
る。このフィルタのバッファの大きさを、以下では単に
バッファサイズＢｕｆｆと呼ぶことにする。

【００６４】上記数８で計算された推定位相差δｃ_i-1,
_iに基づいて、各アンテナ素子の系統において補正すべ
き位相量（以下、補正位相量という。）△φ_i（ｉ＝
１，２，…，ｉ，…，Ｎ）は次の数９で表されて加算器
４１によって計算される。

【００６５】

【数９】 Δφ₁＝０ Δφ₂＝Δφ₁＋δｃ₁,₂ Δφ₃＝Δφ₂＋δｃ₂,₃ −−−−−−−−−− Δφ_i＝Δφ_i-1＋δｃ_i-1,_i −−−−−−−−−− Δφ_N＝Δφ_N-1＋δｃ_N-1,_N

【００６６】上記数９においては、アンテナ素子Ａ１を
位相基準（位相ゼロ）とし、全てのアンテナ素子Ａ１乃
至ＡＮの位相をアンテナ素子Ａ１に等しくすることを仮
定している。この補正位相量計算の順番の方法として、
以下に示すようにいくつか選択することができる。

【００６７】アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮが１次元配列の
場合は、一例として図５（ａ）に示すようにどちらか一
方の端にあるアンテナ素子Ａ１を位相基準とし、そこか
ら順番に計算して行く第１の方法と、図５（ｂ）に示す
ように、ある１＜ｉ＜Ｎなるアンテナ素子Ａｉを位相基
準としその両側へ並列計算して行く第２の方法がある。
後者の方は２つの枝に分岐して並列処理を行うため計算
速度が速いが、位相基準となる素子には出力が２つ必要
である。

【００６８】また、アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮが２次元
正方配列の場合は、一例として１素子の入出力ポート数
を合わせて３つまでと仮定すれば、図６に示すように、
対角線の一方の端にあるアンテナ素子Ａ１を位相基準と
し、そこから枝状に分岐しながら位相差を加算していく
方法などが考えられる。この方法では各枝の累積加算回
数は全て３回となる。さらに他の任意のアンテナ配列の
場合もこれらの例に準じて並列計算し計算を速めること
ができる。

【００６９】上記計算された補正位相量Δφ_iは各アン
テナ素子系統毎に位相推定部４０内のディジタルフィル
タを用いて雑音成分の抑圧がなされているが、当該フィ
ルタの遮断特性をあまり急峻にしすぎると応答遅延が増
大するためフィルタによる雑音抑圧には限度がある。こ
のため、最小２乗回帰補正部４２において、以下に示す
ように、最小２乗法を用いたアレー空間信号処理による
補正位相量の直線又は平曲面回帰補正を行うことによ
り、受信機側における雑音特性の改善を図る。

【００７０】いま仮に簡単化のために４つのアンテナ素
子Ａ１乃至Ａ４が任意の間隔で直線上に配列されてお
り、ある方向から無線信号波の１本の到来ビームを受信
しているものとした場合の各アンテナ素子Ａ１乃至Ａ４
における受信位相を図７に示す。ただし、到来ビームに
もともと含まれる雑音はないものと仮定している。この
場合、もし受信機雑音がなければ各受信位相は正確に求
められるので、図７の７１に示すように、位置ｘにおけ
るｉ番目のアンテナ素子の受信相対位相量△φ_i（ｘ）
はアンテナの位置ｘに対して一次関数となる。しかしな
がら、実際は各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの系統毎に独
立な受信機雑音（主として熱雑音である。）があるので
計算される位相量（推定値）Δφ_i（ｘ）は図７の７２
のようになる。ここで、図７の７３に示すように各受信
相対位相量（推定値）Δφ_i（ｘ）からの２乗誤差の和
を最小とするような回帰直線△φ_ci（ｘ）を求めて補正
すれば、受信機雑音を抑圧することができる。

【００７１】上記位相量の回帰補正処理は、アンテナ配
列が２次元の場合も同様に扱うことができ、アンテナ配
列面が平面である場合だけでなく任意の曲面である場合
にも適用可能である。その場合、回帰曲面はアンテナ配
列面の形状から求められる。なお、当該回帰補正処理に
おいて、最小２乗法を用いているが、本発明はこれに限
らず、１つの直線又は曲面に回帰させて近似的な直線又
は曲面を求める数値計算法を用いてもよい。

【００７２】以下にアンテナ素子配列面が一次平面であ
る場合の計算例を示す。任意の自然数ｉ番目（１≦ｉ≦
Ｎ）のアンテナ素子の位置をｘ−ｙ平面上の（ｘ、ｙ）
で表すものとし、次式で与えられる評価関数Ｊを最小と
するような補正位相量の回帰平面△φ_ci（ｘ，ｙ）を次
の数１０を用いて計算される。

【００７３】

【数１０】

【００７４】ここで、△φ_i（ｘ，ｙ）は最小２乗回帰
する前の補正位相量の推定値（図７の７２に対応す
る。）である。ここではアンテナ素子配列がｘ_max×ｙ
_maxの等間隔正方配列であると仮定し、自然数Ｎ（＝ｘ
_max×ｙ_max）個のアンテナ素子はｘ＝１，２，…，ｘ
_max及びｙ＝１，２，…，ｙ_maxの各軸の交点に配置され
ているものとする。アンテナ面が平面のため、補正位相
量の最小２乗回帰平面である位相面も平面となり、補正
位相量の回帰平面△φ_ci（ｘ，ｙ）は次の数１１を用い
て表わすことができる。

【００７５】

【数１１】 Δφ_ci(ｘ，ｙ)＝ａｘ＋ｂｙ＋ｃ, ｘ＝１,２,…,ｘ_max;ｙ＝１,２,…,ｙ_max

【００７６】ただし、ａ、ｂ、ｃは平面の位置を決める
パラメータである。このとき、上記評価関数Ｊが最小と
なる条件となる正規化方程式は次の数１２で表される。

【００７７】

【数１２】 ∂Ｊ／∂ａ＝０ ∂Ｊ／∂ｂ＝０ ∂Ｊ／∂ｃ＝０

【００７８】これを変形すると次の数１３が導かれる。

【００７９】

【数１３】

【００８０】上記数１３から次の数１４が得られる。

【００８１】

【数１４】

【００８２】ここで、行列Ａと行列Φは次の数１５で表
される。

【００８３】

【数１５】

【００８４】ここで、Ａはアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの
位置座標のみから決定される係数行列であるため、その
逆行列Ａ^-1は予め計算しておくことができ、リアルタイ
ムで計算する必要はない。例えば、ｘ_max＝ｙ_max＝４の
場合においては、逆行列Ａ^-1は次の数１６で表される。

【００８５】

【数１６】

【００８６】従って、平面の位置を決定するパラメータ
ａ、ｂ、ｃは次の数１７となる。

【００８７】

【数１７】

【００８８】従って、上記補正位相量の推定値Δφ
_i（ｘ，ｙ）を用いて回帰平面△φ_ci（ｘ，ｙ）が決定
され、各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの系統毎に回帰補正
された補正位相量△φ_c1（＝Δφ_c1（１，１））乃至△
φ_cN（＝△φ_cN（ｘ_max，ｙ_max））を最小２乗回帰補正
部４２によって計算することができる。以上は、アンテ
ナ面が一次平面であることを仮定した計算例であるが、
同様に、２次曲面などの場合にも適用が可能である。

【００８９】以上の最小２乗法による処理は演算速度に
余裕がない場合は補正位相量△φ_ci（ｘ，ｙ）＝△φ_i
（ｘ，ｙ）としてスキップすることができる。このよう
にして求めた補正位相量△φ_ci（＝△φ_ci（ｘ，ｙ））
を用いて、次の数１８によりすべてのアンテナ素子の系
統において直交ベースバンド信号の位相補正を行う。な
お、以下、△φ_ci＝△φ_ci（ｘ，ｙ）とおく。

【００９０】

【数１８】

【００９１】ただし、数１８の左辺は位相補正後のｉ番
目のアンテナ素子の受信ベースバンド信号のベクトルを
表わす行列であり、数１８の右辺の第１項はすべての受
信ベースバンド信号を同相化するために位相補正するた
めの位相回転変換行列、すなわち、同相化のための変換
行列であり、その右辺の第２項は位相補正前の受信ベー
スバンド信号のベクトルを表わす行列である。

【００９２】次に、マルチパスフェージングや遮断など
により一部のアンテナ素子での受信電力が低くなること
がある場合、すべてのアンテナ素子の受信信号を等しい
重み付けで合成する等利得同相合成では品質の良い信号
も悪い信号も同じ重み付けで加算されるため、当該同相
合成後の信号対雑音電力比が劣化する。これを抑圧する
ために、振幅補正部４５において、次の数１９で示すよ
うに各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの系統における受信ベ
ースバンド信号をその受信強度に比例する利得Ｇで増幅
し振幅補正を行う。これは品質の良い信号の寄与を増
し、品質の悪い信号の寄与を減ずることを意味する。

【００９３】

【数１９】

【００９４】ここで、ｋは比例定数であり、Ａｖｅ
（ ）は時間平均の値を示す。上記振幅補正後の信号を
すべてのアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの系統で同相合成す
れば、直交ベースバンド信号の相対同相合成出力は次の
数２０で表される。

【００９５】

【数２０】

【００９６】振幅補正部４５における振幅補正処理は、
アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮ間で受信電力の差があまり問
題にならない場合はＧ＝１とし、これをスキップするこ
とができる。また、この同相合成出力を同期検波又は遅
延検波を行う任意のベースバンド処理型復調器５に入力
すれば所望のディジタルデータを得ることができる。

【００９７】一方、送信用アレーアンテナの指向性制御
のためのウェイトは振幅成分を含まず、位相成分のみで
よいため、最小２乗回帰補正部４２において計算された
位相補正量△φ_ciはそのまま送信用アレーアンテナの指
向性制御のためのウェイトとして用いることができ、自
動的に到来ビームの方向に送信ビームを向けることが可
能である。ただし、場合によっては、以下のように必要
に応じて簡単な換算を行う必要がある。

【００９８】例えば、送信と受信で電波の波長が異なる
場合でアレーアンテナ１を送信と受信で共用している場
合などにおいては、各送信用アンテナ素子系統における
移相量△φ_Ti（ｘ，ｙ）は次の数２１で表される。

【００９９】

【数２１】

【０１００】ただし、λ_T、λ_Rはそれぞれ送信と受信の
自由空間波長である。送信用と受信用のアンテナ素子が
別々で素子間隔が波長換算で等しい場合やアンテナ素子
が送信と受信で共用していても両者の周波数が等しい場
合にはこの換算は不要である。

【０１０１】以上のように構成された本実施例のアレー
アンテナの自動ビーム捕捉追尾装置を用いて到来ビーム
を受信したときの効果を確認するために行ったシミュレ
ーションの計算結果について説明する。ここで、シュミ
レーションのための条件を表１に示す。

【０１０２】

【表１】 ────────────────────────────────── 変調方式 ＱＰＳＫ ────────────────────────────────── ビットレート １６ｋｂｐｓ ────────────────────────────────── 変調周波数 ３２ｋＨｚ ────────────────────────────────── サンプリングレート １２８ｋＨｚ ────────────────────────────────── 付加雑音 ガウス雑音 ────────────────────────────────── アレーアンテナ 点放射源，４素子直線配列 ────────────────────────────────── アンテナ素子間隔 １／２波長 ────────────────────────────────── 送信低域フィルタ １０タップＦＩＲフィルタ，遮断周波数＝８ｋＨｚ ────────────────────────────────── 送信帯域フィルタ ５１タップＦＩＲフィルタ，遮断周波数＝１６ｋＨｚ ────────────────────────────────── 受信帯域フィルタ ５１タップＦＩＲフィルタ，遮断周波数＝１６ｋＨｚ ────────────────────────────────── 受信低域フィルタ １０タップＦＩＲフィルタ，遮断周波数＝８ｋＨｚ ────────────────────────────────── 備考 干渉波、周波数変動ともになし ──────────────────────────────────

【０１０３】補正位相量を推定する際のディジタルフィ
ルタは単純な巡回加算器（全タップ係数＝１のＦＩＲフ
ィルタ）とし、フィルタのタップ数に相当する加算バッ
ファサイズＢｕｆｆを変更してその効果を調べた。ただ
し、各アンテナ素子で受信される電力は等しいものと
し、振幅補正は行っていない。また、最小２乗回帰は行
っていない。また、シミュレーションでは、位相差補正
を毎サンプル行わず、９サンプルに１回の演算頻度に落
としている。これにより、ＤＳＰ（ディジタル信号処理
プロセッサ）の演算負荷が減るだけでなく、演算サンプ
ル間の雑音信号の相関が減少するため、ディジタルフィ
ルタによるより効果的な雑音抑圧が可能となる。

【０１０４】図８に、位相差推定演算をサンプリング毎
（サンプリング周波数＝１２８ｋＨｚ）に行った場合の
信号ビーム到来方向のアンテナ相対利得の時間変化を、
Ｉチャネルの復調ベースバンド信号（復調データ）とと
もに示している。ここで、図８の（ａ）が１つのアンテ
ナ素子当りの受信Ｃ／Ｎ＝４ｄＢの場合であり、図８の
（ｂ）がＣ／Ｎ＝−２ｄＢの場合である。ここで、Ｃ／
Ｎは、搬送波電力と雑音電力との比（以下、搬送波電力
対雑音電力比という。）を表す。図８に示すように、送
信信号の出力発生を通算サンプリング回数＝０で開始
し、次いで、受信信号の入力と演算は通算サンプリング
回数＝１００で開始し、次いで、通算サンプリング回数
＝７００〜１０００でシャドウイング（受信信号の遮
断）を受け、かつ到来信号ビーム方向が９０度／秒で変
化することを想定した。ここで、演算開始からアンテナ
相対利得が−３ｄＢを上回るまでの動作を「粗捕捉」と
呼び、アンテナ相対利得が−０．５ｄＢを上回るまでの
動作を「精捕捉」と呼ぶことにすると、精捕捉に要する
通算サンプリング回数は図８の（ａ）の場合で約８０で
あり、図８の（ｂ）の場合で約３００である。従って、
精捕捉に要する通算サンプリング回数は、搬送波電力対
雑音電力比Ｃ／Ｎに依存している。一方、粗捕捉に要す
る通算サンプリング回数は、搬送波電力対雑音電力比Ｃ
／Ｎに大きく依存することはなく、通算サンプリング回
数が３０乃至５０程度で到来信号ビームを捕捉してい
る。捕捉後は図８の（ｂ）のように搬送波電力対雑音電
力比Ｃ／Ｎが低い場合はアンテナ相対利得の変動も増大
してくる。すなわち、図８の（ａ）と（ｂ）の場合の両
者ともに、到来信号ビームを安定に追尾していることが
わかる。このように、受信搬送波電力対雑音電力比Ｃ／
Ｎが低い場合でも高速に捕捉し、安定に追尾することが
できるのは、各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの系統の位相
制御をフィードフォワード方法で行っているためであ
る。

【０１０５】図９の（ａ）及び（ｂ）に、図８と同一の
条件のもとでの信号ビーム捕捉時におけるアンテナパタ
ーンの時間変化を示す。図９において、点線は通算サン
プリング回数が８のときであり、次いで、１点鎖線は通
算サンプリング回数が２６のときであり、さらに、実線
は通算サンプリング回数が３５（図９の（ａ））又は１
２５（図９の（ｂ））のときである。図９から明らかな
ように、アンテナパターンがランダムな状態（通算サン
プリング回数＝８のとき）から−４５度の信号ビームを
捕捉した状態（通算サンプリング回数＝３５（図９の
（ａ））又は１２５（図９の（ｂ）のとき）に、速やか
にアンテナパターンを収束させていることがわかる。

【０１０６】図１０の（ａ）及び（ｂ）に、同じく図８
と同一の条件のもとで、通常の陸上移動体などで想定さ
れる最大回転速度として毎秒９０度を仮定し、この速さ
で到来信号ビーム方向が変化する場合のアンテナパター
ンの変化を示す。図１０において、一点鎖線のアンテナ
パターンは点線のそれから１／３秒後のものであり、実
線のアンテナパターンは一点鎖線のそれから１／３秒後
のものである。図１０から明らかなように、到来信号ビ
ーム方向が変化する場合であっても、アレーアンテナの
主ビームは、ほぼ正確に到来信号ビームを追尾している
ことがわかる。

【０１０７】図１１は、バッファサイズＢｕｆｆをパラ
メータとしたときの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対
する、到来信号ビームの粗捕捉及び精捕捉のときの追尾
特性を示したものである。ここで、演算周期Ｔｏｐｒは
１に固定している。図１１から明らかなように、粗捕捉
は搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎ及びバッファサイズＢ
ｕｆｆにほとんど依存しておらず、常に安定な捕捉特性
が得られることがわかる。一方、精捕捉に関しては、搬
送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎの劣化とともに捕捉するま
での通算サンプリング回数が多くなり、すなわち、捕捉
するまでの時間が長くなって、捕捉が鈍くなっており、
搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに大きく依存している。
この場合、バッファサイズＢｕｆｆは小さいほうが捕捉
は速いが、詳細後述するように、追尾が不安定となるた
め、バッファサイズＢｕｆｆの選択にあたっては実際の
無線通信回線条件を考慮した捕捉と追尾のトレードオフ
（同時に満足しえない幾つかの条件の取捨についての考
察）が必要になる。

【０１０８】図１２は、バッファサイズＢｕｆｆをパラ
メータにしたときの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対
する追尾特性を示したもので、縦軸は通算サンプリング
回数＝８０００までにアレーアンテナの相対利得が−
０．５ｄＢを下回るサンプリング回数であり、形成され
た主ビームが目標とする方向からはずれる回数を表して
いる。ここで、演算周期Ｔｏｐｒは１に固定している。
図１２から明らかなように、バッファサイズＢｕｆｆを
増大させることにより比較的低い搬送波電力対雑音電力
比Ｃ／Ｎにおける追尾の安定性が著しく改善されること
がわかる。

【０１０９】図１３は、演算周期Ｔｏｐｒをパラメータ
にしたときの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対する粗
捕捉及び精捕捉のときの追尾特性を示したものである。
ここで、バッファサイズＢｕｆｆは３０に固定してい
る。図１３から明らかなように、粗捕捉の追尾特性は演
算周期Ｔｏｐｒにほとんど依存していないが、一方、精
捕捉の追尾に関しては、演算周期Ｔｏｐｒが小さいほう
が捕捉は速いということがわかる。しかしながら、この
場合、詳細後述するように、追尾が不安定になるため、
演算周期Ｔｏｐｒの選択にあたっては実際の無線通信回
線条件を考慮した捕捉と追尾のトレードオフが必要にな
る。

【０１１０】図１４は、演算周期Ｔｏｐｒをパラメータ
にしたときの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対する追
尾特性を示したものであり、縦軸は通算サンプリング回
数＝８０００までにアレーアンテナの相対利得が−０．
５ｄＢを下回るサンプリング回数であり、形成された主
ビームが目標とする方向からはずれる回数を表してい
る。ここで、バッファサイズＢｕｆｆは３０に固定して
いる。図１４から明らかなように、演算周期Ｔｏｐｒを
増大させることにより、バッファサイズＢｕｆｆを増し
た場合（図１２参照。）と同様に、比較的低い搬送波電
力対雑音電力比Ｃ／Ｎにおける追尾の安定性が著しく改
善されることがわかる。ただし、演算周期Ｔｏｐｒをあ
まり長くしすぎると到来信号ビーム方向の変化への応答
が遅くなるため追尾誤差が増える原因となる。

【０１１１】以上のシミュレーション結果から、本実施
例の自動ビーム捕捉追尾装置においては、搬送波電力対
雑音電力比Ｃ／Ｎが比較的高い無線通信回線条件のもと
では、バッファサイズＢｕｆｆと、演算周期Ｔｏｐｒと
をともに比較的小さめに設定して捕捉を高速化する一
方、搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎが比較的低い無線通
信回線条件のもとでは、バッファサイズＢｕｆｆと、演
算周期Ｔｏｐｒとをともに比較的大きめに設定すること
により安定した追尾特性を得ることができることがわか
る。

【０１１２】以上説明したように、本実施例に示した自
動ビーム追尾捕捉装置は以下の特有の効果を有する。 （１）各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮでの受信信号間の位
相差をフィードフォワードで補正することにより到来ビ
ームを捕捉し、第２の従来例のようにフィードバックル
ープを含まないため、比較的低い搬送波電力対雑音電力
比Ｃ／Ｎにおいてもディジタル位相変調波又は無変調波
などからなる無線信号の到来ビームを自動的かつ高速に
捕捉することができ、第２の従来例の方法に見られるよ
うな収束のための遅延時間が大幅に縮小されるととも
に、位相制御を行うためのトレーニング信号や参照信号
が必要ない。従って、システム構成が簡単になる。 （２）各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮでの受信信号間の位
相差をフィードフォワードで補正することにより到来ビ
ームを追尾し、第２の従来例のようにフィードバックル
ープを含まないため、比較的低い搬送波電力対雑音電力
比Ｃ／Ｎでしかも到来信号ビーム方向が高速に変化する
場合においても、ディジタル位相変調波又は無変調波な
どからなる無線信号の到来ビームを高精度かつ安定に追
尾することができる。従って、従来例の方法に見られる
ような位相スリップや周囲の電磁環境による外乱の影
響、追尾誤差の蓄積がほとんどない。 （３）各アンテナ素子系統における補正位相量からさら
に最小２乗回帰補正を行うことによりアレーアンテナの
空間的な情報を有効に利用することができるため、アン
テナ素子数が多い場合に問題となる１つのアンテナ素子
当たりの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／Ｎの低下の影響を
抑えることができる。 （４）以上の捕捉追尾はすべて受信信号に対して、例え
ばディジタル信号処理などの信号処理によって行うた
め、第１の従来例のフェーズドアレーアンテナに見られ
るようなマイクロ波移相器や捕捉追尾のためのセンサ類
又は機械駆動のためのモーター等を一切必要としない。

【０１１３】第１の実施例において最小２乗法による回
帰補正を行わない場合について、以下に第１の実施例の
変形例として説明する。この場合は、数８において隣接
アンテナ素子間位相差を求める代わりに、ある所定の基
準アンテナ素子との間で数８の分子と分母を計算し、数
８の分子を数１８におけるｓｉｎΔφ_ciに代入するとと
もに、数８の分母を同じく数１８におけるｃｏｓΔφ_ci
に代入して処理すれば、受信側においては数８における
ｔａｎ^-1の計算をすることなく、数１８の左辺が求まる
ことになり、演算量を減らすことができるとともに、位
相補正のみならず最大比合成のための振幅補正を自動的
に行うことができる。この場合において、直交ベースバ
ンド信号の位相補正を行う式は次の数２２で表される。

【０１１４】

【数２２】

【０１１５】ここで、数２２の左辺は位相補正後のｉ番
目のアンテナ素子の受信ベースバンド信号のベクトルを
表わす行列であり、その右辺の第１項は位相補正のため
の位相回転変換行列、すなわち同相化のための変換行列
であり、その右辺の第２項は位相補正前の受信ベースバ
ンド信号のベクトルを表わす行列である。ただし、当該
変形例においては、隣接する２つのアンテナ素子におけ
る受信信号間で演算を行うのではなく、位相基準となる
アンテナ素子を例えばＡ１とし、このアンテナ素子Ａ１
による受信信号と、その他のアンテナ素子Ａ２乃至ＡＮ
による各受信信号との間で演算を行って、その間で同相
化の処理を実行する。この変形例では、基準のアンテナ
素子をＡ１としているが、本発明はこれに限らず、他の
１つのアンテナ素子であってもよい。この処理を実行す
る場合の利点は、数２２の演算は位相を変換するだけで
なく、同時に振幅も最大比合成を実行するように振幅を
変換することができることである。すなわち、数５及び
数６から、数２４の近似式を用いて次の数２３のように
近似することができる。

【０１１６】

【数２３】

【０１１７】数２３から明らかなように、数２３の右辺
の第３項及び第４項の２つの行列の積に対してろ波され
た振幅係数の積Ｆ（ａ₁）・Ｆ（ａ_i）がかかっている。
ここで、振幅係数ａ₁、振幅係数ａ_i及び位相差の余弦ｃ
ｏｓδ₁,_iは短期的に見ると熱雑音によりある平均値を
中心にランダムに時間的に変動する互いに独立な変数で
あるとみなすことができる場合には、次の数２４を得る
ことができる。

【０１１８】

【数２４】 Ｆ(ａ₁ａ_iｃｏｓδ₁,_i)≒Ｆ(ａ₁)・Ｆ(ａ_i)・Ｆ(ｃｏｓδ₁,_i) Ｆ(ａ₁ａ_iｓｉｎδ₁,_i)≒Ｆ(ａ₁)・Ｆ(ａ_i)・Ｆ(ｓｉｎδ₁,_i)

【０１１９】数２４が成立するのは以下の理由による。
いま、変数ｕ及びｖをそれぞれランダムに時間変動する
独立変数とし、それぞれの平均値をａｖｒ（ｕ），ａｖ
ｒ（ｖ）とおくと、次の数２５のように表わすことがで
きる。

【０１２０】

【数２５】 ｕ＝ａｖｒ（ｕ）＋ｅｕ ｖ＝ａｖｒ（ｖ）＋ｅｖ

【０１２１】ここで、ｅｕ，ｅｖはそれぞれランダム成
分であり、平均値を０としてランダムに時間変動する成
分を表わす。上記ディジタルフィルタが例えば所定の低
域通過フィルタである場合には、Ｆ（・）は当該低域通
過フィルタの伝達関数であるから、数２５より、次の数
２６が成立する。

【０１２２】

【数２６】 Ｆ（ｕ）≒ａｖｒ（ｕ） Ｆ（ｖ）≒ａｖｒ（ｖ） Ｆ（ｅｕ）≒０ Ｆ（ｅｖ）≒０

【０１２３】これらの変数ｕ，ｖの間で、次の数２７が
成立すれば、数２４が成り立つことになる。

【０１２４】

【数２７】Ｆ（ｕ・ｖ）≒Ｆ（ｕ）・Ｆ（ｖ）

【０１２５】数２５を数２７の左辺に代入して、数２７
を数２６を用いて変形すると、次の数２８を得ることが
できる。

【０１２６】

【数２８】 Ｆ(u・v) ＝Ｆ((avr(u)+eu)・(avr(V)+ev)) ＝Ｆ(avr(u)・avr(v)+ev・avr(u)+eu・avr(v)+eu・ev) ＝Ｆ(avr(u)・avr(v))+Ｆ(ev・avr(u))+Ｆ(eu・avr(v))+Ｆ(eu・ev) ＝avr(u)・avr(v)+avr(u)・Ｆ(ev)+avr(v)・Ｆ(eu)+Ｆ(eu・ev) ≒Ｆ(u)・Ｆ(v)+Ｆ(eu・ev)

【０１２７】ここで、ランダム成分ｅｕとｅｖは互いに
独立で相関がないと仮定でき、それらの間の相互相関関
数Ｒ（τ）は常に０であるので、τ＝０とおくことによ
り次の数２９が成り立つ。

【０１２８】

【数２９】

【０１２９】これは（ｅｕ・ｅｖ）の時間平均がほぼ０
であることを示している。従って、Ｆ（ｅｕ・ｅｖ）≒
０となり、これと数２８より数２７が成立し、数２４が
成立する。ただし、数２４がより高い精度で成立するの
は、特に、包絡線が一定である定包絡線変調方式の場合
であり、包絡線が情報シンボルによって変動する場合は
近似の精度が劣化する。

【０１３０】一方、数２２の演算を基準のアンテナ素子
Ａ１の系統においても自分自身との間で行うこととする
と、受信信号対雑音電力比Ｓ／Ｎが十分高い場合には次
の数３０が成り立つ。

【０１３１】

【数３０】

【０１３２】数２３と数３０より、各アンテナ素子にお
ける受信信号の振幅変換係数はそれぞれの受信信号の振
幅のフィルタ出力Ｆ（ａ_i）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に
比例していることがわかる。数２２と数３０の演算結果
を数２０に従って合成することは、結果的に最大比合成
を行っていることと同じであり、複数の受信信号を合成
した後の受信信号対雑音電力比を大幅に改善することが
できる。この場合、数１９で示した演算は不要となり、
図３における位相差補正部４４と振幅補正部４５は一体
化することができる。ただし、振幅係数ａ₁のランダム
成分をｅａ１とおいて、フィルタ出力Ｆ（ａ₁ ²）の計算
を数２８と同様に行うと、次の数３１を得る。

【０１３３】

【数３１】Ｆ（ａ₁ ²）＝Ｆ²（ａ₁）＋Ｆ（ｅａ₁ ²）

【０１３４】すなわち、数３１から明らかなように、受
信信号電力対雑音電力比Ｓ／Ｎが低い場合には、数３１
の右辺の第２項が無視できず、従って、数３０の近似誤
差は増大するというという問題がある。なお、マルチパ
スが存在せず、また最小２乗法による回帰補正を行わな
い場合は、数８及び数１８を用いる場合と数２２及び数
３０を用いる場合では結果は同じである。

【０１３５】＜第２の実施例＞図１５は、本発明に係る
第２の実施例である通信用アレーアンテナの自動ビーム
捕捉追尾装置の受信部の一部を示すブロック図である。
この第２の実施例の装置においては、隣り合う２つのア
ンテナ素子系統でペアを組み、それらの間の直交ベース
バンド信号で互いに同相となるように振幅位相差補正を
行った後、それぞれ２つのアンテナ素子系統間での同相
合成（すなわち、最大比合成）を行い、その出力の間で
再びそれぞれペアを組んで振幅位相差補正と同相合成
（最大比合成）を行う。これを繰り返すことにより、最
終的に全てのアンテナ素子で受信される信号を最大比同
相合成したアレーアンテナの出力が１つだけ得られ、そ
の結果、アレーアンテナは、到来信号ビームに対する捕
捉追尾を行う。振幅位相差補正及び同相合成に要する演
算量は、実質的に第１の実施例のそれと同じである。こ
こで、最大比合成又は最大比同相合成とは、得られる受
信信号対雑音電力比が最大となるように同相合成するこ
とである。

【０１３６】図１５の構成は、当該装置が９個の準同期
検波回路ＱＤ−１乃至ＱＤ−９を備えるときの構成であ
って、これら準同期検波回路ＱＤ−１乃至ＱＤ−９より
後段でありかつ復調器５よりも前段の部分を示してい
る。

【０１３７】図１５に示すように、準同期検波回路ＱＤ
−１から出力されたアンテナ素子Ａ１に関する直交ベー
スバンド信号Ｉ₁，Ｑ₁は同相合成器８１及び振幅位相差
補正回路ＰＣＡ−１に入力され、準同期検波回路ＱＤ−
２から出力されたアンテナ素子Ａ２に関する直交ベース
バンド信号Ｉ₂，Ｑ₂は振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１に
入力される。同様にして、準同期検波回路ＱＤ−３から
出力されたアンテナ素子Ａ３に関する直交ベースバンド
信号Ｉ₃，Ｑ₃は同相合成器８２及び振幅位相差補正回路
ＰＣＡ−２に入力され、準同期検波回路ＱＤ−４から出
力されたアンテナ素子Ａ４に関する直交ベースバンド信
号Ｉ₄，Ｑ₄は振幅位相差補正回路ＰＣＡ−２に入力され
る。また、準同期検波回路ＱＤ−５から出力されたアン
テナ素子Ａ５に関する直交ベースバンド信号Ｉ₅，Ｑ₅は
同相合成器８３及び振幅位相差補正回路ＰＣＡ−３に入
力され、準同期検波回路ＱＤ−６から出力されたアンテ
ナ素子Ａ６に関する直交ベースバンド信号Ｉ₆，Ｑ₆は振
幅位相差補正回路ＰＣＡ−３に入力される。さらに、準
同期検波回路ＱＤ−７から出力されたアンテナ素子Ａ７
に関する直交ベースバンド信号Ｉ₇，Ｑ₇は同相合成器８
４及び振幅位相差補正回路ＰＣＡ−４に入力され、準同
期検波回路ＱＤ−８から出力されたアンテナ素子Ａ８に
関する直交ベースバンド信号Ｉ₈，Ｑ₈は振幅位相差補正
回路ＰＣＡ−４に入力される。またさらに、準同期検波
回路ＱＤ−９から出力されたアンテナ素子Ａ９に関する
直交ベースバンド信号Ｉ₉，Ｑ₉は振幅位相差補正回路Ｐ
ＣＡ−５に入力される。

【０１３８】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１は、準同期
検波回路ＱＤ−１から入力されたアンテナ素子Ａ１に関
する直交ベースバンド信号Ｉ₁，Ｑ₁及び隣接するアンテ
ナ素子Ａ２に関する直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂及び
雑音除去のための所定のフィルタを用いて隣接アンテナ
素子間の２つの受信信号の同相化のための変換行列要素
（数２２の変換行列の要素）を計算し、計算された変換
行列要素を含む変換行列（数２２）に基づいて、アンテ
ナ素子Ａ１，Ａ２のベースバンド信号が同相になるよう
に位相差補正（移相）し、かつ第１の実施例の振幅補正
部４５と同様に、上記計算した受信信号強度に比例した
増幅利得で重み付けを行うことによって振幅位相補正処
理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同相合成
器８１に出力する。同相合成器８１は、アンテナ素子Ａ
１に関する直交ベースバンド信号Ｉ₁，Ｑ₁と、振幅位相
差補正回路ＰＣＡ−１から出力される直交ベースバンド
信号とを各チャンネル毎に同相合成して同相合成器８６
及び振幅位相差補正回路ＰＣＡ−６に出力する。なお、
同相合成器８１乃至８８はすべて、入力される２対のベ
ースバンド信号を各チャンネル毎に同相合成する。

【０１３９】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−２は、準同期
検波回路ＱＤ−３から入力されたアンテナ素子Ａ３に関
する直交ベースバンド信号Ｉ₃，Ｑ₃及び隣接するアンテ
ナ素子Ａ４に関する直交ベースバンド信号Ｉ₄，Ｑ₄を用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８２に出力する。同相合成器８２は、アンテナ
素子Ａ３に関する直交ベースバンド信号Ｉ₃，Ｑ₃と、振
幅位相差補正回路ＰＣＡ−２から出力される直交ベース
バンド信号とを同相合成して振幅位相差補正回路ＰＣＡ
−６に出力する。

【０１４０】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−３は、準同期
検波回路ＱＤ−５から入力されたアンテナ素子Ａ５に関
する直交ベースバンド信号Ｉ₅，Ｑ₅及び隣接するアンテ
ナ素子Ａ６に関する直交ベースバンド信号Ｉ₆，Ｑ₆を用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８３に出力する。同相合成器８３は、アンテナ
素子Ａ５に関する直交ベースバンド信号Ｉ₅，Ｑ₅と、振
幅位相差補正回路ＰＣＡ−３から出力される直交ベース
バンド信号とを同相合成して同相合成器８７及び振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−７に出力する。

【０１４１】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−４は、準同期
検波回路ＱＤ−７から入力されたアンテナ素子Ａ７に関
する直交ベースバンド信号Ｉ₇，Ｑ₇及び隣接するアンテ
ナ素子Ａ８に関する直交ベースバンド信号Ｉ₈，Ｑ₈を用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８４に出力する。同相合成器８４は、アンテナ
素子Ａ７に関する直交ベースバンド信号Ｉ₇，Ｑ₇と、振
幅位相差補正回路ＰＣＡ−４から出力される直交ベース
バンド信号とを同相合成して同相合成器８５及び振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−５に出力する。

【０１４２】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−５は、同相合
成器８４から出力される直交ベースバンド信号と、準同
期検波回路ＱＤ−９から入力されたアンテナ素子Ａ９に
関する直交ベースバンド信号Ｉ₉，Ｑ₉とを用いて、振幅
位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相補正処理を
実行し、当該処理後のベースバンド信号を同相合成器８
５に出力する。同相合成器８５は、同相合成器８４から
出力される直交ベースバンド信号と、振幅位相差補正回
路ＰＣＡ−５から出力される直交ベースバンド信号とを
同相合成して振幅位相差補正回路ＰＣＡ−７に出力す
る。

【０１４３】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−６は、同相合
成器８１から出力される直交ベースバンド信号と、同相
合成器８２から出力される直交ベースバンド信号とを用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８６に出力する。同相合成器８６は、同相合成
器８１から出力される直交ベースバンド信号と、振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−６から出力される直交ベースバン
ド信号とを同相合成して同相合成器８８及び振幅位相差
補正回路ＰＣＡ−８に出力する。

【０１４４】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−７は、同相合
成器８３から出力される直交ベースバンド信号と、同相
合成器８５から出力される直交ベースバンド信号とを用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８７に出力する。同相合成器８７は、同相合成
器８３から出力される直交ベースバンド信号と、振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−７から出力される直交ベースバン
ド信号とを同相合成して振幅位相差補正回路ＰＣＡ−８
に出力する。

【０１４５】振幅位相差補正回路ＰＣＡ−８は、同相合
成器８６から出力される直交ベースバンド信号と、同相
合成器８７から出力される直交ベースバンド信号とを用
いて、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に振幅位相
補正処理を実行し、当該処理後のベースバンド信号を同
相合成器８８に出力する。同相合成器８８は、同相合成
器８６から出力される直交ベースバンド信号と、振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−８から出力される直交ベースバン
ド信号とを同相合成して復調器５に出力する。ここで、
上記同相合成器８８から出力される直交ベースバンド信
号は、図１の第１の実施例における同相合成器４から出
力される直交ベースバンド信号に対応し、すべてのアン
テナ素子に関するすべての直交ベースバンド信号に基づ
いて振幅位相差補正処理が実行されて得られた直交ベー
スバンド信号である。

【０１４６】図１６は、図１５の振幅位相差補正回路Ｐ
ＣＡ−ｓ（ｓ＝１，２，…，８）のブロック図である。
この第２の実施例の図１６の振幅位相差補正回路ＰＣＡ
−ｓは、第１の実施例の図３の振幅位相差補正回路ＰＣ
−ｉに比較して以下の点が異なる。 （１）位相差推定部４０ａは、２つのアンテナ素子ｉ及
びｊに関する直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i及びＩ_j，
Ｑ_jに基づいて２つのアンテナ素子ｉ，ｊで受信された
受信信号を同相化するための雑音除去された変換行列要
素（数２２の変換行列の要素）を計算し、計算した変換
行列要素を含む変換行列を位相差補正部４４ａに出力す
る。 （２）位相差補正部４４ａは、位相差補正部４０ａから
入力される変換行列に基づいて遅延バッファ４３から入
力される直交ベースバンド信号を移相することによって
位相差を補正して振幅補正部４５に出力する。 （３）加算器４１及び最小２乗回帰補正部４２を設けな
い。なお、遅延バッファ４３と振幅補正部４５とは第１
の実施例と同様に動作する。

【０１４７】従って、図１５の振幅位相差補正回路ＰＣ
Ａ−ｓは、準同期検波回路ＱＤ−ｉから入力されたアン
テナ素子Ａｉに関する直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i及
び隣接するアンテナ素子Ａｊに関する直交ベースバンド
信号Ｉ_j，Ｑ_j及び雑音除去のための所定のフィルタを用
いて隣接アンテナ素子間の２つの受信信号の同相化のた
めの変換行列要素（数２２の変換行列の要素）を計算
し、計算した変換行列要素を含む変換行列に基づいてア
ンテナ素子Ａｉ，Ａｊの２つのベースバンド信号が同相
になるように位相差補正し、すなわち移相し、かつ第１
の実施例の振幅補正部４５と同様に、上記計算した受信
信号強度に比例した増幅利得で重み付けを行うことによ
って振幅位相補正処理を実行し、当該処理後のベースバ
ンド信号Ｉｃ_i，Ｑｃ_iを同相合成器（８１乃至８８の１
つ）に出力する。

【０１４８】以上の第２の実施例の振幅位相差補正回路
ＰＣＡ−ｓにおいて、図１５の振幅位相差補正回路ＰＣ
Ａ−１乃至ＰＣＡ−８において、同相化のための変換行
列を用いる変換演算を数２２及び数３０を用いて行うよ
うに構成した場合、図１６の位相差補正部４４ａと振幅
補正部４５とを一体化することができる。この一体化さ
れた構成では、同相化のための位相差補正と振幅補正を
同時に行うことができ、これによって、アレーアンテナ
１によって受信された複数の受信信号を最大比合成しか
つ振幅補正して、合成された１つの受信信号を出力する
ことができる。また、第２の実施例の変形例として、第
１の実施例の処理と同様に、以下のように構成してもよ
い。位相差推定部４０ａは、２つのアンテナ素子ｉ及び
ｊに関する直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i及びＩ_j，Ｑ_j
に基づいて２つのアンテナ素子ｉ，ｊで受信された受信
信号の瞬時位相差δ_i,_jを数７を用いて推定し、かつ雑
音除去して、雑音除去後の推定位相差δｃ_i,_j（数８参
照）を位相差補正部４４ａに出力する。次いで、位相差
補正部４４ａは、位相差補正部４０ａから入力されるδ
ｃ_i,_jに基づいて遅延バッファ４３から入力される直交
ベースバンド信号を当該推定位相差δｃ_i,_jだけ移相す
ることによって位相差を補正して振幅補正部４５に出力
する。

【０１４９】第２の実施例の利点は、第１の実施例に比
較して以下の通りである。第１の実施例においては、全
ての隣接アンテナ素子系統間における位相差を積算する
ことにより、ある基準アンテナに対する各アンテナ素子
系統における位相を計算し、最後にまとめて最大比同相
合成するため、一部受信レベルの低いまたは不具合のあ
るアンテナ素子があった場合にそのアンテナ素子に係わ
る位相推定ができなくなるだけでなく、他のアンテナ素
子系統における位相推定にも影響を及ぼしてしまう場合
がある。これに対して、第２の実施例では、隣接アンテ
ナ素子間の位相差を積算することなく先にその２素子系
統間で最大比同相合成を行ってしまうため、仮に一部受
信レベルの低いまたは不具合のあるアンテナ素子があっ
たとしても、このことが他のアンテナ素子系統における
同相合成に影響を及ぼすことを防止することができる。
このため、第２の実施例は第１の実施例に比較してアン
テナ素子及びそれに接続される回路装置の故障等に強い
といえる。ただし、第１の実施例においては、位相差補
正が全てのアンテナ素子系統で並列処理できるのに対
し、第２の実施例では、ほぼｌｏｇ₂（アンテナ素子
数）程度の回数だけ直列処理する必要があり、結果とし
て演算時間が長くなる。

【０１５０】＜実施例３＞図１６は本発明に係る第３の
実施例の自動ビーム捕捉追尾装置の受信部の一部を示す
ブロック図である。この第３の実施例においては、各ア
ンテナ素子の受信信号を２次元の高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）又は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によるマルチビ
ーム形成回路９０に入力し、得られた複数Ｍ個のビーム
信号ＢＥ−１乃至ＢＥ−Ｍの中から、ビーム選択回路９
１により信号強度すなわちビーム電界値の二乗和の最も
大きいビーム信号から信号強度が大きい順番に、所定の
複数Ｌ個のビーム信号ＢＥＳ−１乃至ＢＥＳ−Ｌを選択
した後、それら複数のビーム信号ＢＥＳ−１乃至ＢＥＳ
−Ｌの間で振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１乃至ＰＣＡ−
（Ｌ−１）によって振幅位相差補正処理を行い、そして
同相合成器９２によって同相合成（最大比合成）を行
う。その結果として、アレーアンテナは到来ビームに対
する捕捉追尾を行うことを特徴としている。

【０１５１】図１６において、マルチビーム形成回路９
０は、各準同期検波回路ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎからの受
信直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i（ｉ＝１，２，…，
Ｎ）と、希望波を所定の放射角度の範囲で受信できるよ
うに予め決められた形成すべき所定の複数Ｍ個のビーム
信号の各主ビームの方向を表わす方向ベクトルｄ_mと、
受信信号の受信周波数ｆｒとに基づいて、複数Ｍ個のビ
ームからなるマルチビームの各ビーム電界値ＥＩ_m及び
ＥＱ_m（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を演算して、ビーム電界
値ＥＩ_m及びＥＱ_mを有するビーム信号をビーム選択回路
９１に出力する。すなわち、希望波の到来方向に対応
し、形成すべきマルチビームの各ビームの複数Ｍ個の方
向が予め決められ、これらの方向は所定の原点から見た
ときの方向ベクトルｄ₁，ｄ₂，…，ｄ_M（以下、代表し
て符号ｄ_mを付す。）で表される。ここで、Ｍは、アレ
ーアンテナ１を用いて希望波を受信することができるよ
うに設定される方向ベクトルｄ_mの数であって、好まし
くは４以上であってかつアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮの数
Ｎ以下の数である。また、アレーアンテナ１の各アンテ
ナ素子Ａ１乃至Ａｎの位置ベクトルｒ₁，ｒ₂，…，ｒ_N
（以下、代表して符号ｒ_nを付す。）が上記所定の原点
から見たときの方向ベクトルとして予め決められる。そ
して、マルチビーム形成回路９０は次の数３２及び数３
３を用いて、それぞれ合成電界で表された上記各方向ベ
クトルｄ_nに対応する複数２Ｎ個のビーム電界値ＥＩ_n及
びＥＱ_nを演算して、ビーム電界値ＥＩ_n及びＥＱ_nを有
するビーム信号をビーム選択回路９１に出力する。

【０１５２】

【数３２】

【数３３】 ここで、

【数３４】ａ_mn＝−（２π・ｆｒ／ｃ）・（ｄ_m・ｒ_n）

【０１５３】ここで、ｃは光速であり、（ｄ_m・ｒ_n）は
方向ベクトルｄ_mと位置ベクトルｒ_nとの内積である。従
って、位相ａ_mnはスカラー量である。

【０１５４】次いで、ビーム選択回路９１は、マルチビ
ーム形成回路９０から出力されるビーム信号ＢＥ−１乃
至ＢＥ−Ｍの各複数Ｍ個のビーム電界値ＥＩ_m及びＥＱ_m
の二乗和ＥＩ_m ²＋ＥＱ_m ²（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を計算
して、当該ビーム電界値の二乗和の最も大きいビーム信
号から大きい順番に、より大きなビーム電界値の二乗和
を有する所定の複数Ｌ個のビーム信号ＢＥＳ−１乃至Ｂ
ＥＳ−Ｌを選択した後、それら複数のビーム信号ＢＥＳ
−１乃至ＢＥＳ−Ｌを同相合成器９２及び（Ｌ−１）個
の振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１乃至ＰＣＡ−（Ｌ−
１）に出力する。ここで、Ｌは上記複数Ｍ以下の自然数
であって予め決められる。なお、ビーム選択回路９１
は、受信信号のレベルが極めて低くＳ／Ｎの劣悪な受信
信号を除去するために設けられる。また、上記の演算に
おいては、ビーム電界値の二乗和を計算しているが、本
発明はこれに限らず、ビーム電界値の絶対値に対応する
ビーム電界値の二乗和の平方根を計算するようにしても
よい。

【０１５５】基準のビーム信号となる最大のビーム電界
値の二乗和を有するビーム信号ＢＥＳ−１の直交ベース
バンド信号は同相合成器９２及び振幅位相差補正回路Ｐ
ＣＡ−１に入力され、２番目に大きなビーム電界値の二
乗和を有するビーム信号ＢＥＳ−２の直交ベースバンド
信号は振幅位相差補正回路ＰＣＡ−１に入力され、３番
目に大きなビーム電界値の二乗和を有するビーム信号Ｂ
ＥＳ−３の直交ベースバンド信号は振幅位相差補正回路
ＰＣＡ−２に入力され、以下同様にして、Ｌ番目に大き
なビーム電界値の二乗和を有するビーム信号ＢＥＳ−Ｌ
の直交ベースバンド信号は振幅位相差補正回路ＰＣＡ−
（Ｌ−１）に入力される。ここで、振幅位相差補正回路
ＰＣＡ−ｓ（ｓ＝１，２，…，Ｌ−１）は第２の実施例
における図１６の振幅位相差補正回路ＰＣＡ−ｓと同様
に構成される。

【０１５６】第３の実施例において、振幅位相差補正回
路ＰＣＡ−１は、基準の最大ビーム信号ＢＥＳ−１の直
交ベースバンド信号及び雑音除去のための所定のフィル
タを用いてこれら２つのビーム信号を同相化するための
変換行列要素を計算し、計算した変換行列要素を含む変
換行列に基づいてこれら２つのビーム信号のベースバン
ド信号が同相となるように位相差補正し、すなわち移相
し、かつ第１の実施例の振幅補正部４５と同様に、上記
計算した受信信号強度に比例した増幅利得で重み付けを
行うことによって振幅位相補正処理を実行し、当該処理
後のベースバンド信号を同相合成器９２に出力する。ま
た、振幅位相差補正回路ＰＣＡ−２は、基準の最大ビー
ム信号ＢＥＳ−１の直交ベースバンド信号とビーム信号
ＢＥＳ−３の直交ベースバンド信号とを用いて、振幅位
相差補正回路ＰＣＡ−１と同様に、振幅位相差補正処理
を実行して、当該処理後のベースバンド信号を同相合成
器９２に出力する。以下、同様にして、振幅位相差補正
回路ＰＣＡ−（Ｌ−１）は、基準の最大ビーム信号ＢＥ
Ｓ−１の直交ベースバンド信号とビーム信号ＢＥＳ−Ｌ
の直交ベースバンド信号とを用いて、振幅位相差補正回
路ＰＣＡ−１と同様に、振幅位相差補正処理を実行し
て、当該処理後のベースバンド信号を同相合成器９２に
出力する。同相合成器９２は、入力される複数Ｌ個のベ
ースバンド信号を各チャンネル毎に同相合成して、復調
器５に出力する。

【０１５７】第３の実施例においては、最も信号強度の
大きいビーム信号の位相に他の全ての選択されたビーム
信号の位相を合わせる構成となっている。すなわち、最
も信号強度の大きいビーム信号を基準の受信信号として
用いて、これを基準として他の選択されたビーム信号の
位相を補正している。この第３の実施例では、振幅位相
差補正及び同相合成の演算はそれぞれ、「（選択したビ
ーム数Ｌ）−１」回ずつで済むが、マルチビーム形成回
路９０及びビーム選択回路９１を追加する必要がある。

【０１５８】以上の第３の実施例の振幅位相差補正回路
ＰＣＡ−ｓにおいて、図１７の振幅位相差補正回路ＰＣ
Ａ−１乃至ＰＣＡ−（Ｌ−１）において、同相化のため
の変換行列を用いる変換演算を数２２及び数３０を用い
て行うように構成した場合、図１６の位相差補正部４４
ａと振幅補正部４５とを一体化することができる。この
一体化された構成では、同相化のための位相差補正と振
幅補正を同時に行うことができ、これによって、アレー
アンテナ１によって受信された複数の受信信号を最大比
合成しかつ振幅補正して、合成された１つの受信信号を
出力することができる。また、第３の実施例の変形例と
して、第１の実施例の処理と同様に、以下のように構成
してもよい。位相差推定部４０ａは、２つのアンテナ素
子ｉ及びｊに関する直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_i及び
Ｉ_j，Ｑ_jに基づいて２つのアンテナ素子ｉ，ｊで受信さ
れた受信信号の瞬時位相差δ_i,_jを数７を用いて推定
し、かつ雑音除去して、雑音除去後の推定位相差δｃ_i,
_j（数８参照）を位相差補正部４４ａに出力する。次い
で、位相差補正部４４ａは、位相差補正部４０ａから入
力されるδｃ_i,_jに基づいて遅延バッファ４３から入力
される直交ベースバンド信号を当該推定位相差δｃ_i,_j
だけ移相することによって位相差を補正して振幅補正部
４５に出力する。

【０１５９】第３の実施例の利点は、第１及び第２の実
施例に比較して以下の通りである。第１及び第２の実施
例ではアレーアンテナを構成するアンテナ素子の数が増
えるほど１素子当りの受信信号対雑音電力比が小さくな
り、位相差補正の精度が劣化するためアンテナ素子数に
は上限があるのに対し、第３の実施例ではマルチビーム
形成回路９０及びビーム選択回路９１により受信信号対
雑音電力比の高いビームを形成しておいてから振幅位相
差補正を行うため、各アンテナ素子毎の受信信号対雑音
電力比が低くても位相差補正の精度への影響はなく、原
理的にアンテナ素子数の上限がないことである。また、
強い干渉波等が別の方向から到来した場合、第１及び第
２の実施例ではそれらも全て合成しようとするため、合
成受信信号が歪みを受けたり指向性が乱されたりする
が、第３の実施例ではビーム選択によりこれらをある程
度空間的に分離するため、これら干渉波の影響を受けに
くい。ただし、第１及び第２の実施例では全てのアンテ
ナ素子から入力される受信信号を有効に使って、常に到
来ビームの方向が最大利得になるようにビーム形成を行
うため、到来信号ビーム方向が変化する場合でも最大利
得を保持したままで追尾動作を行うのに対し、第３の実
施例では選択するビーム数が少ないとビーム選択を行う
時点で電力の損失があり、到来信号ビームの方向が変化
するとその方向によって利得に起伏が生じるという問題
がある。

【０１６０】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、所
定の配置形状で近接して並置された複数のアンテナ素子
からなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテ
ナの制御方法において、上記アレーアンテナの各アンテ
ナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号をそれぞれ
共通の局部発振信号を用いて互いに直交する各２つの直
交ベースバンド信号に変換し、上記複数のアンテナ素子
のうち各２つのアンテナ素子間の受信信号の同相化のた
めの変換行列をそれぞれ、互いに直交する所定の第１の
軸と第２の軸とを用いて、上記各２つのアンテナ素子間
の受信信号の位相差の正弦値と各振幅値の積に比例する
上記第２の軸上の第２のデータと上記各２つのアンテナ
素子間の受信信号の位相差の余弦値と各振幅値の積に比
例する上記第１の軸上の第１のデータとを用いた２×２
の変換行列で表し、上記変換された各２つの直交ベース
バンド信号に基づいて上記第１のデータと上記第２のデ
ータとを計算し、上記計算された第１のデータと第２の
データとをそれぞれ所定の伝達関数を有する雑音抑圧用
フィルタに通過させてろ波させた後、上記ろ波された第
１のデータと上記ろ波された第２のデータとに基づいて
上記変換行列の要素を計算し、上記計算された変換行列
の要素を含む変換行列を用いて、上記各２つのアンテナ
素子間の受信信号を同相化し、上記同相化された複数の
受信信号を同相合成して受信信号を出力する。

【０１６１】従って、本発明は、以下の特有の効果を有
する。 （１）第２の従来例のようにフィードバックループを含
まないため、１つのアンテナ素子当りの受信搬送波電力
対雑音電力比Ｃ／Ｎが比較的低い場合においても、特別
な方向センサや相手局の位置情報等を用いることなく無
線信号の到来信号ビームを自動的かつ高速に捕捉するこ
とができ、障害物等による信号ビームの瞬断が発生して
も失うデータを最小限に抑えることができる。また、パ
ケット通信などバーストモードの通信方式においてもプ
リアンブル長を短くすることができる。さらに、例えば
通信データで変調された受信信号を直接利用することが
できるため、位相制御を行うための特別なトレーニング
信号や参照信号を必要とせず、システム構成を簡単化す
ることができる。 （２）第２の従来例のようにフィードバックループを含
まないため、１つのアンテナ素子当りの搬送波電力対雑
音電力比Ｃ／Ｎが比較的低い場合でしかも到来信号ビー
ム方向が高速に変化する場合においても位相スリップを
発生することがなく、また第１の従来例のように方位セ
ンサを持たないため周囲の磁力線の乱れなどによる外乱
の影響や追尾誤差の蓄積などもなく、無線信号の到来信
号ビームを高精度かつ安定に追尾することができ、例え
ば移動中における通信品質を高めることができる。ま
た、自局が移動する場合のみでなく、相手局が移動する
場合でも相手局の位置に関する特別な情報なしに追尾す
ることができる。さらに、パケット通信などバーストモ
ードの通信方式の場合、トレーニング信号（プリアンブ
ル）を利用する追尾方式ではバースト途中での到来ビー
ム方向の変化には追従することができないが、本制御装
置では例えば通信データで変調された受信信号を直接利
用することができるため、バースト途中においてもリア
ルタイムで追従可能である。

【０１６２】また、上記アレーアンテナの配置形状に基
づいて、上記計算された補正位相量を上記配置形状の面
に回帰させるように上記計算された補正位相量を回帰補
正し、上記回帰補正された各補正位相量に基づいて上記
複数の受信信号を上記各補正位相量だけ移相したので、
アレーアンテナの空間的な情報を有効に利用することが
できるため、アンテナ素子数が多い場合に問題となる１
つのアンテナ素子当たりの搬送波電力対雑音電力比Ｃ／
Ｎの低下の影響を抑えることができ、追尾特性及び通信
品質の劣化を防ぐことができる。

【０１６３】さらに、上記複数の受信信号を同相合成し
て受信信号を出力するときに、上記計算された変換行列
の要素を含む変換行列を用いて上記複数の信号のうちの
各２つの受信信号のうちの１つの受信信号を他方の受信
信号に同相となるように変換し、上記変換しない受信信
号と上記変換した受信信号との組である各２つの受信信
号を同相合成し、上記計算、変換及び同相合成の処理を
上記同相合成後の受信信号が１つになるまで繰り返すこ
とにより、同相合成された１つの受信信号を出力する。
すなわち、隣接アンテナ素子間の位相差を積算すること
なく先にその２素子系統間で同相合成を行ってしまうた
め、仮に一部受信レベルの低いまたは不具合のあるアン
テナ素子があったとしても、このことが他のアンテナ素
子系統における同相合成に影響を及ぼすことを防止する
ことができる。このため、アンテナ素子及びそれに接続
される回路装置の故障等に強いといえる。

【０１６４】また、上記変換された各２つの直交ベース
バンド信号に基づいて上記第１のデータと上記第２のデ
ータとを計算する直前に、上記アレーアンテナの各アン
テナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号と、希望
波を所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決め
られた形成すべき所定の複数個のビームの各主ビームの
方向と、上記受信信号の受信周波数とに基づいて、上記
複数個のビーム電界値を演算して上記各ビーム電界値を
それぞれ有する複数のビーム信号を出力し、上記出力し
た複数のビーム信号の中で最大のビーム電界値を有する
ビーム信号を含むより大きなビーム電界値を有する所定
数のビーム信号を選択し、上記最大のビーム電界値を有
するビーム信号を基準の受信信号とし、上記計算された
変換行列の要素を含む変換行列を用いて上記基準の受信
信号に他の選択された複数の受信信号を同相化し、上記
複数の受信信号を同相合成して受信信号を出力する。す
なわち、マルチビーム形成及びビーム選択により受信信
号対雑音電力比の高いビーム信号を形成しておいてから
位相差の補正を行うため、各アンテナ素子毎の受信信号
対雑音電力比が低くても位相差の補正の精度への影響は
なく、原理的にアンテナ素子数の上限がないことであ
る。また、強い干渉波等が別の方向から到来した場合、
ビーム選択によりこれらをある程度空間的に分離するた
め、これら干渉波の影響を受けにくいという利点があ
る。

【０１６５】さらに、上記同相合成する直前に、上記複
数の受信信号の信号レベルにそれぞれ比例する複数の利
得でそれぞれ上記複数の受信信号を増幅することによっ
て振幅補正又は自動的な振幅補正がなされるので、信号
品質の劣化した受信信号の同相合成における寄与率が下
がるため、障害物等によるシャドウイングや建物等から
の反射によるフェージングなどにより各アンテナ素子間
で受信信号強度に差が生じても、同相合成後の信号対雑
音電力比の低下を抑えることができ、通信品質の劣化を
防ぐことができる。

【０１６６】また、上記第１のデータと上記第２のデー
タを直接に上記変換行列の要素として表して上記変換行
列の要素を計算する。もしくは、さらに、上記計算した
変換行列の要素を含む変換行列を用いて上記複数の受信
信号のうちの所定の１つの受信信号を除く他の複数の受
信信号を上記所定の１つの受信信号に同相化し、上記所
定の１つの受信信号と上記同相化された複数の受信信号
とを同相合成して受信信号を出力する。これによって、
同相化するときの用いる変換行列の要素の計算が極めて
簡単となって、回路構成が簡単となり、当該制御装置を
小型・軽量化することができる。

【０１６７】さらに、送信信号を複数の送信信号に同相
分配し、上記複数の送信信号を、上記計算された各補正
位相量又は上記回帰補正された各補正位相量だけ移相し
てそれぞれ上記複数のアンテナ素子から送信するので、
自動的に送信ビームを到来ビームの方向に向けることが
可能であるため、送信アンテナ用ビーム形成装置を簡単
に構成できる。

【０１６８】さらには、本発明は以下の特有の効果を有
する。 （１）アンテナ素子の配列間隔が等間隔か非等間隔か、
又はアンテナ面が平面か曲面かに関わらず上記動作が可
能であるため、アンテナ素子の配置の自由度が大きく移
動体の形状に合わせたアレーアンテナの構成が可能であ
る。 （２）以上の捕捉追尾はすべて受信信号のディジタル信
号処理などの信号処理によって行うため、アンテナ素子
数分のマイクロ波移相器や捕捉追尾のためのセンサ類も
しくは機械駆動のためのモーター等が不要となり、当該
制御装置を小型化かつ低価格化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施例である通信用アレ
ーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受信部を示すブ
ロック図である。

【図２】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置の送信部のブ
ロック図である。

【図３】 図１の振幅位相差補正回路のブロック図であ
る。

【図４】 図３の位相差推定部に含まれるトランスバー
サルフィルタのブロック図である。

【図５】 （ａ）はアレーアンテナの各アンテナ素子の
ための第１の方法における補正位相量の計算の順番を示
す各アンテナ素子の正面図であり、（ｂ）はアレーアン
テナの各アンテナ素子のための第２の方法における補正
位相量の計算の順番を示す各アンテナ素子の正面図であ
る。

【図６】 アレーアンテナの各アンテナ素子のための第
３の方法における補正位相量の計算の順番を示す各アン
テナ素子の正面図である。

【図７】 到来ビームと各アンテナ素子との関係を示す
概要図及び各アンテナ素子の位置と位相量との関係を示
すグラフである。

【図８】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置において到来
信号ビーム方向を９０度／秒のビーム回転速度で回転し
たときの信号到来方向のアンテナ相対利得の時間変化
を、Ｉチャンネルの復調ベースバンド信号とともに示す
グラフである。

【図９】 図８と同一の条件のもとでのビーム捕捉時に
おけるアンテナパターンの時間変化を示すグラフであ
る。

【図１０】 図８と同一の条件のもとで、到来信号ビー
ム方向を９０度／秒のビーム回転速度で回転したときの
アンテナパターンの変化を示すグラフである。

【図１１】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置においてバ
ッファサイズＢｕｆｆをパラメータとしたときの搬送波
電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対するビーム捕捉時間に対応
する捕捉までの通算サンプリング回数を示すグラフであ
る。

【図１２】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置においてバ
ッファサイズＢｕｆｆをパラメータとしたときの搬送波
電力対雑音電力比Ｃ／Ｎに対する追尾特性を示すグラフ
である。

【図１３】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置において演
算周期Ｔｏｐｒをパラメータにしたときの搬送波電力対
雑音電力比Ｃ／Ｎに対する精捕捉と粗捕捉のときの追尾
特性を示すグラフである。

【図１４】 図１の自動ビーム捕捉追尾装置において演
算周期Ｔｏｐｒをパラメータにしたときの搬送波電力対
雑音電力比Ｃ／Ｎに対する追尾特性を示すグラフであ
る。

【図１５】 本発明に係る第２の実施例である通信用ア
レーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受信部の一部
を示すブロック図である。

【図１６】 図１５の振幅位相差補正回路のブロック図
である。

【図１７】 本発明に係る第３の実施例である通信用ア
レーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受信部の一部
を示すブロック図である。

【符号の説明】

１…アレーアンテナ、 ２…低雑音増幅器、 ３…ダウンコンバータ、 ４…同相合成器、 ５…復調器、 ６…直交変調器、 ７…アップコンータ、 ８…送信電力増幅器、 ９…同相分配器、 １０…送信局部発振器、 １１…第１局部発振器、 １２…第２局部発振器、 ４０，４０ａ…位相差推定部、 ４１…加算器、 ４２…最小２乗回帰補正部、 ４３…遅延バッファメモリ、 ４４，４４ａ…位相差補正部、 ４５…振幅補正部、 ５１乃至５６…遅延回路、 ６０乃至６６…タップ係数乗算器、 ７０…加算器、 ８１乃至８８…同相合成器、 ９０…マルチビーム形成回路、 ９１…ビーム選択回路、 ９２…同相合成器、 Ａ１乃至ＡＮ…アンテナ素子、 ＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎ…サーキュレータ、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎ…受信モジュール、 ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎ…準同期検波回路、 ＰＣ−１乃至ＰＣ−Ｎ，ＰＣＡ−１乃至ＰＣＡ−８…振
幅位相差補正回路、 ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ…直交変調回路、 ＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎ…送信モジュール。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 千葉 勇 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内 (72)発明者 田中 豊久 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内 (72)発明者 唐沢 好男 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された複
   数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
   めのアレーアンテナの制御方法において、上記アレーア
   ンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受
   信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに直
   交する各２つの直交ベースバンド信号に変換し、上記複
   数のアンテナ素子のうち各２つのアンテナ素子間の受信
   信号の同相化のための変換行列をそれぞれ、互いに直交
   する所定の第１の軸と第２の軸とを用いて、上記各２つ
   のアンテナ素子間の受信信号の位相差の正弦値と各振幅
   値の積に比例する上記第２の軸上の第２のデータと上記
   各２つのアンテナ素子間の受信信号の位相差の余弦値と
   各振幅値の積に比例する上記第１の軸上の第１のデータ
   とを用いた２×２の変換行列で表し、上記変換された各
   ２つの直交ベースバンド信号に基づいて上記第１のデー
   タと上記第２のデータとを計算し、上記計算された第１
   のデータと第２のデータとをそれぞれ所定の伝達関数を
   有する雑音抑圧用フィルタに通過させてろ波させた後、
   上記ろ波された第１のデータと上記ろ波された第２のデ
   ータとに基づいて上記変換行列の要素を計算し、上記計
   算された変換行列の要素を含む変換行列を用いて、上記
   各２つのアンテナ素子間の受信信号を同相化し、上記同
   相化された複数の受信信号を同相合成して受信信号を出
   力することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 【請求項２】 上記複数の受信信号を同相合成して受信
   信号を出力するときに、上記ろ波された第１のデータと
   上記ろ波された第２のデータとに基づいて上記複数の受
   信信号が同相となるような各補正位相量を計算し、上記
   計算された各補正位相量に基づいて上記複数の受信信号
   を上記各補正位相量だけ移相し、上記移相された複数の
   受信信号を同相合成して受信信号を出力することを特徴
   とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
3. 【請求項３】 上記アレーアンテナの配置形状に基づい
   て、上記計算された補正位相量を上記配置形状の面に回
   帰させるように上記計算された補正位相量を回帰補正
   し、上記回帰補正された各補正位相量に基づいて上記複
   数の受信信号を上記各補正位相量だけ移相することを特
   徴とする請求項２記載のアレーアンテナの制御方法。
4. 【請求項４】 上記複数の受信信号を同相合成して受信
   信号を出力するときに、上記計算された変換行列の要素
   を含む変換行列を用いて上記複数の信号のうちの各２つ
   の受信信号のうちの１つの受信信号を他方の受信信号に
   同相となるように変換し、上記変換しない受信信号と上
   記変換した受信信号との組である各２つの受信信号を同
   相合成し、上記計算、変換及び同相合成の処理を上記同
   相合成後の受信信号が１つになるまで繰り返すことによ
   り、同相合成された１つの受信信号を出力することを特
   徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
5. 【請求項５】 上記変換された各２つの直交ベースバン
   ド信号に基づいて上記第１のデータと上記第２のデータ
   とを計算する直前に、上記アレーアンテナの各アンテナ
   素子でそれぞれ受信された複数の受信信号と、希望波を
   所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決められ
   た形成すべき所定の複数個のビームの各主ビームの方向
   と、上記受信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数
   個のビーム電界値を演算して上記各ビーム電界値をそれ
   ぞれ有する複数のビーム信号を出力し、上記出力した複
   数のビーム信号の中で最大のビーム電界値を有するビー
   ム信号を含むより大きなビーム電界値を有する所定数の
   ビーム信号を選択し、上記最大のビーム電界値を有する
   ビーム信号を基準の受信信号とし、上記計算された変換
   行列の要素を含む変換行列を用いて上記基準の受信信号
   に他の選択された複数の受信信号を同相化し、上記複数
   の受信信号を同相合成して受信信号を出力することを特
   徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
6. 【請求項６】 上記同相合成する直前に、上記複数の受
   信信号の信号レベルにそれぞれ比例する複数の利得でそ
   れぞれ上記複数の受信信号を増幅することによって振幅
   補正することを特徴とする請求項１乃至５のうちの１つ
   に記載のアレーアンテナの制御方法。
7. 【請求項７】 上記第１のデータと上記第２のデータを
   直接に上記変換行列の要素として表して上記変換行列の
   要素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含む変換
   行列を用いて上記複数の受信信号のうちの所定の１つの
   受信信号を除く他の複数の受信信号を上記所定の１つの
   受信信号に同相化し、上記所定の１つの受信信号と上記
   同相化された複数の受信信号とを同相合成して受信信号
   を出力することを特徴とする請求項１に記載のアレーア
   ンテナの制御方法。
8. 【請求項８】 上記第１のデータと上記第２のデータを
   直接に上記変換行列の要素として表して上記変換行列の
   要素を計算し、上記計算した変換行列の要素を含む変換
   行列を用いて、各２つの受信信号を同相化することを特
   徴とする請求項４又は５に記載のアレーアンテナの制御
   方法。
9. 【請求項９】 送信信号を複数の送信信号に同相分配
   し、上記複数の送信信号を、上記計算された各補正位相
   量又は上記回帰補正された各補正位相量だけ移相してそ
   れぞれ上記複数のアンテナ素子から送信することを特徴
   とする請求項１乃至８のうちの１つに記載のアレーアン
   テナの制御方法。
10. 【請求項１０】 所定の配置形状で近接して並置された
    複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御する
    ためのアレーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
    れた複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用
    いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変
    換する変換手段と、 所定の伝達関数を有する雑音抑圧用フィルタを備え、上
    記複数のアンテナ素子のうち各２つのアンテナ素子間の
    受信信号の同相化のための変換行列をそれぞれ、互いに
    直交する所定の第１の軸と第２の軸とを用いて、上記各
    ２つのアンテナ素子間の受信信号の位相差の正弦値と各
    振幅値の積に比例する上記第２の軸上の第２のデータと
    上記各２つのアンテナ素子間の受信信号の位相差の余弦
    値と各振幅値の積に比例する上記第１の軸上の第１のデ
    ータとを用いた２×２の変換行列で表し、上記変換され
    た各２つの直交ベースバンド信号に基づいて上記第１の
    データと上記第２のデータとを計算し、上記計算された
    第１のデータと第２のデータとをそれぞれ所定の伝達関
    数を有する雑音抑圧用フィルタに通過させてろ波させた
    後、上記ろ波された第１のデータと上記ろ波された第２
    のデータとに基づいて上記変換行列の要素を計算し、上
    記計算された変換行列の要素を含む変換行列を用いて、
    上記各２つのアンテナ素子間の受信信号を同相化する同
    相化手段と、 上記同相化手段によって同相化された複数の受信信号を
    同相合成して受信信号を出力する合成手段とを備えたこ
    とを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
11. 【請求項１１】 上記合成手段は、 上記同相化手段によってそれぞれろ波された第１のデー
    タと第２のデータとに基づいて上記複数の受信信号が同
    相となるような各補正位相量を計算する第１の計算手段
    と、 上記第１の計算手段によって計算された各補正位相量に
    基づいて上記複数の受信信号を上記各補正位相量だけ移
    相する第１の移相手段と、 上記第１の移相手段によって移相された複数の受信信号
    を同相合成して受信信号を出力する第１の同相合成手段
    とを備えたことを特徴とする請求項１０記載のアレーア
    ンテナの制御装置。
12. 【請求項１２】 上記合成手段は、 上記アレーアンテナの配置形状に基づいて、上記計算手
    段によって計算された補正位相量を上記配置形状の面に
    回帰させるように上記計算された補正位相量を回帰補正
    する補正手段をさらに備え、 上記第１の移相手段は、上記補正手段によって回帰補正
    された各補正位相量に基づいて上記複数の受信信号を上
    記各補正位相量だけ移相することを特徴とする請求項１
    １記載のアレーアンテナの制御装置。
13. 【請求項１３】 上記合成手段は、 上記同相化手段によって計算された変換行列の要素を含
    む変換行列を用いて上記複数の信号のうちの各２つの受
    信信号のうちの１つの受信信号を他方の受信信号に同相
    となるように変換する同相変換手段と、 上記同相変換手段によって上記変換しない受信信号と上
    記変換した受信信号との組である各２つの受信信号を同
    相合成する第２の同相合成手段と、 上記同相変換手段と上記第２の同相合成手段との処理を
    上記同相合成後の受信信号が１つになるまで繰り返すこ
    とにより、同相合成された１つの受信信号を出力する制
    御手段とを備えたことを特徴とする請求項１０記載のア
    レーアンテナの制御装置。
14. 【請求項１４】 上記アレーアンテナの制御装置は、 上記変換手段と上記同相化手段との間に設けられ、上記
    アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された
    複数の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲で受
    信できるように予め決められた形成すべき所定の複数個
    のビームの各主ビームの方向と、上記受信信号の受信周
    波数とに基づいて、上記複数個のビーム電界値を演算し
    て上記各ビーム電界値をそれぞれ有する複数のビーム信
    号を出力するマルチビーム形成手段と、 上記変換手段と上記同相化手段との間に設けられ、上記
    マルチビーム形成手段によって出力された複数のビーム
    信号の中で最大のビーム電界値を有するビーム信号を含
    むより大きなビーム電界値を有する所定数のビーム信号
    を選択し、上記最大のビーム電界値を有するビーム信号
    を基準の受信信号とするビーム選択手段とを備え、 上記同相化手段は、上記計算された変換行列の要素を含
    む変換行列を用いて上記基準の受信信号に他の選択され
    た複数の受信信号を同相化することを特徴とする請求項
    １０記載のアレーアンテナの制御装置。
15. 【請求項１５】 上記アレーアンテナの制御装置は、 上記合成手段の直前の段に設けられ、上記複数の受信信
    号の信号レベルにそれぞれ比例する複数の利得でそれぞ
    れ上記複数の受信信号を増幅することによって振幅補正
    する振幅補正手段をさらに備えたことを特徴とする請求
    項１０乃至１４のうちの１つに記載のアレーアンテナの
    制御装置。
16. 【請求項１６】 上記同相化手段は、上記第１のデータ
    と上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素として
    表して上記変換行列の要素を計算し、上記計算した変換
    行列の要素を含む変換行列を用いて上記複数の受信信号
    のうちの所定の１つの受信信号を除く他の複数の受信信
    号を上記所定の１つの受信信号に同相化することを特徴
    とする請求項１０に記載のアレーアンテナの制御装置。
17. 【請求項１７】 上記同相化手段は、上記第１のデータ
    と上記第２のデータを直接に上記変換行列の要素として
    表して上記変換行列の要素を計算し、上記計算した変換
    行列の要素を含む変換行列を用いて、各２つの受信信号
    を同相化することを特徴とする請求項１３又は１４に記
    載のアレーアンテナの制御装置。
18. 【請求項１８】 上記アレーアンテナの制御装置は、 送信信号を複数の送信信号に同相分配する分配手段と、 上記複数の送信信号を、上記計算手段によって計算され
    た各補正位相量又は上記補正手段によって回帰補正され
    た各補正位相量だけ移相する送信移相手段と、 上記送信移相手段によって移相された複数の送信信号を
    それぞれ上記複数のアンテナ素子から送信する送信手段
    とをさらに備えたことを特徴とする請求項１０乃至１７
    のうちの１つに記載のアレーアンテナの制御装置。