CN116708115A - 一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法 - Google Patents

一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法 Download PDF

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CN116708115A CN202310855965.8A CN202310855965A CN116708115A CN 116708115 A CN116708115 A CN 116708115A CN 202310855965 A CN202310855965 A CN 202310855965A CN 116708115 A CN116708115 A CN 116708115A
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徐运强
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Abstract

本发明公开了一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，包括对零中频接收阵列通道的数据进行标校以及对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合成；所述对零中频接收阵列通道的数据进行标校包括：各阵元接收的单频标校信号，经零中频接收阵列各通道预选滤波、低噪声放大、同相与正交混频、低通滤波和A/D采集后，得到M个接收通道的基带数字复信号；利用M个接收通道的基带数字复信号进行各通道的IQ不平衡误差估计与补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号；计算归一化通道误差补偿值；本发明的优点在于：能够提高阵列通道的镜像抑制能力，占用内存空间小，适合于小规模阵列。

Description

一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法
技术领域
本发明涉及数字阵列的通道标校技术领域，具体涉及一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法。
背景技术
随着数字信号处理技术不断进步和相应处理能力的不断提高，数字阵列以其扫描波束多、设计灵活性高等特点，已经逐步取代模拟阵列天线，成为通信、对抗、雷达等电子信息技术领域主要的研究方向。由多通道零中频接收构建的数字阵列具有低成本、低功耗、高集成等特点，是当前数字阵列发展的一个重要方向。零中频接收数字阵列通道的数据处理一般需要先执行通道标校，对通道内IQ不平衡误差、通道间幅相误差进行估计与补偿，然后进行多波束合成。
在实际工程中，由于当前器件工艺水平的限制，阵列中各零中频接收通道的镜像抑制能力有限，必然存在IQ不平衡误差。这一误差的存在，使得零中频接收数字阵列波束合成后，不仅存在频域镜像分量，也会产生空域镜像分量。这些镜像分量存在将会极大影响接收阵列的整体性能。
目前，关于单通道零中频接收机的IQ不平衡估计与补偿方法的研究文献非常多，例如中国专利公开号CN115833957A公开的一种零中频接收机IQ不平衡的校正方法。但在数字阵列中使用多通道零中频接收机的标校与合成方法却鲜有讨论。与单通道零中频接收不同，零中频接收数字阵列的波束合成性能既受到通道内IQ不平衡误差的影响，也受到通道间幅相误差的影响。对于大规模数字阵列，通过合理设计零中频接收通道，可利用波束合成自身的同相叠加特性，对各通道内IQ不平衡误差带来的镜像分量进一步抑制，其镜像抑制比近似等于阵列波束合成的信噪比增益，故在阵列标校时，仅需估计通道间的幅相误差，无需对通道内IQ不平衡误差进行估计。对于小规模数字阵列，波束合成带来的镜像抑制能力有限，波束合成输出携带的镜像分量，可能无法满足系统要求，此时在阵列通道标校时，需要对通道内IQ不平衡误差、通道间幅相误差分别进行估计。然而在实际采集标校样本中，同时存在通道内IQ不平衡误差和通道间幅相误差，两种误差无法准确分离。
与通道间幅相误差估计相比，通道内IQ不平衡误差估计需要使用大量标校样本数据，才能获得满意的镜像抑制能力。若采用类似于通道间幅相误差估计方法(先采集所有通道的标校样本，并存储在计算机内存中，然后再计算所有通道间的幅相误差估计值)，阵列各通道内IQ不平衡误差估计需要巨大存储空间，不利于实际工程应用。因此为了提高阵列通道的镜像抑制能力，降低标校占用的存储空间，便于同时形成多波束，有必要寻找一种既可以逐通道估计和补偿IQ不平衡误差，也可以对通道间幅相误差进行估计和补偿，占用内存空间小，适合于小规模阵列的零中频接收阵列通道标校与多波束合成方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何提供一种能够提高阵列通道的镜像抑制能力，占用内存空间小，适合于小规模阵列的零中频接收阵列通道的数据处理方法。
本发明通过以下技术手段解决上述技术问题的：一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，包括对零中频接收阵列通道的数据进行标校以及对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合成；所述对零中频接收阵列通道的数据进行标校包括：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，各阵元接收的单频标校信号，经零中频接收阵列各通道预选滤波、低噪声放大、同相与正交混频、低通滤波和A/D采集后，得到M个接收通道的基带数字复信号；
步骤2、利用M个接收通道的基带数字复信号进行各通道的IQ不平衡误差估计与补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号；
步骤3、利用IQ不平衡误差补偿后的复信号和IQ不平衡的加权系数，计算归一化通道误差补偿值。
进一步地，所述对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合包括：
步骤4、根据M个阵元在阵列直角坐标系中的坐标以及波束指向角，计算多波束的波束加权系数；
步骤5、若波束个数P＝1，将归一化通道误差补偿值与波束加权系数合并，并对基带数字复信号进行修正，执行波束合成，得到波束合成信号；
步骤6、若波束个数P>1，利用归一化通道误差补偿值和多波束加权系数，修正M个接收通道的基带数字复信号，同时形成P个波束，获得P个波束合成信号。
进一步地，所述步骤1包括：
第m个阵元接收的单频标校信号为xm(t)＝A0cos[(Ωc+Ωd)t+φ0]，其中，φ0为初始相位，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，A0为单频信号的幅度，Ωd为单频信号的模拟角频率偏置且Ωd>0；
第m个接收通道的基带数字复信号为其中，*为复数求共轭运算，/>表示第m个接收通道获得的与IQ不平衡误差无关的基带数字复信号且Am,/>分别是由第m个射频前端的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值，Ts为A/D的采样频率，λ1,m和λ2,m分别表示第一系数和第二系数，且
其中，gm是由零中频接收机同相本振和正交本振/>之间的幅度差异带来的幅度误差，θm是由零中频接收机同相本振/>和正交本振/>之间的相位差异带来的相位误差；/>分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值，分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值；/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值；/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值。
更进一步地，所述步骤2包括：
步骤201、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤202、利用延时信号zm(n)'和共轭信号进行复乘和相参累积，得到自相关函数值/>和互补自相关函数值/>其中，L为积累长度且LTs＝δ·2π/Ωd，δ为正整数；
步骤203、IQ不平衡补偿的第一加权系数计算IQ不平衡补偿的第二加权系数/>
步骤2-4、利用第一加权系数和第二加权系数/>对IQ不平衡误差进行补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号/>
更进一步地，所述步骤3包括：
步骤301、以第一个接收通道为参考通道，计算其他通道相对于参考通道的通道间幅相误差补偿值即/>其中，K为通道间幅相误差补偿值估计采集的标校样本个数；
步骤302、通过公式计算通道误差补偿值；
步骤303、获取各通道误差补偿值的幅度并选取其中的最大值EAmax；
步骤304、通过公式对通道误差补偿值进行归一化，得到归一化通道误差补偿值/>
更进一步地，所述步骤4包括：
步骤401、根据P个波束指向角计算各波束的指向角对应的方向余弦值/>即对于第p个波束，有/>其中，Azip为方位角，Elep为俯仰角，up为直角坐标系中入射方向与X轴夹角的方向余弦，vp为直角坐标系中入射方向与Y轴夹角的方向余弦，wp为直角坐标系中入射方向与Z轴夹角的方向余弦；
步骤402、根据P个波束的方向余弦值和阵列坐标(xm,ym,zm),m＝1,2,…,M，计算多波束的加权系数
其中，c为光速，αm为幅度加权系数。
更进一步地，所述步骤5包括：
步骤501、将归一化通道误差补偿值与波束加权系数/>合并，得到修正波束加权系数/>即对于第m个阵元，有/>
步骤502、利用修正波束加权系数对M个接收通道的基带数字复信号进行修正，得到M个修正后的复信号/>
步骤503、将M个修正后的复信号求和，得到波束合成信号/>即
更进一步地，所述步骤502包括：
步骤5021、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤5022、利用修正波束加权系数对基带数字复信号/>进行修正，得到修正后的复信号sm(n)'，即/>
更进一步地，所述步骤6包括：
步骤601、利用归一化通道误差补偿值对M个接收通道的基带数字复信号/>进行通道误差补偿，得到M个通道误差补偿后的复信号/>
步骤602、用每一通道的多波束加权系数，对通道误差补偿后复信号进行加权，得到多波束加权后输出信号/>即/>
步骤603、将同一波束对应的多波束加权后输出信号分别求和，得到P个波束合成信号即/>
更进一步地，步骤601包括：
步骤6011、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤6012、利用通道误差补偿值和/>对通道误差进行补偿，得到通道误差补偿后的复信号sm(n)”，即/>
本发明的优点在于：
(1)本发明利用M个接收通道的基带数字复信号进行各通道的IQ不平衡误差估计与补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号，并且计算归一化通道误差补偿值，从而便于对通道误差进行补偿，因此整个方案既可以逐通道估计和补偿IQ不平衡误差，也可以对通道间幅相误差进行估计和补偿，提高了阵列通道的镜像抑制能力，本发明不需要先采集所有通道的标校样本并存储在计算机内存中，然后再计算所有通道内IQ不平衡误差估计值，直接在标校时实时逐通道计算IQ不平衡误差补偿值，占用内存空间小，适合于小规模阵列。
(2)本发明零中频接收通道标校算法以及零中频接收阵列多波束合成方法原理简单，运算量小，占用内存空间小，便于工程实现。
(3)本发明所提供的标校与合成方法不仅适用于零中频接收机中低通滤波器具有实冲激响应的场合，也同样适用于低通滤波器具有复冲激响应的场合。
(4)本发明所提供的方法不受阵列结构的限制，既适用于平面数字阵列，也可以用于共形数字阵列，不仅适用于数字接收阵列，同样也适用于数字发射阵列。
附图说明
图1为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法中零中频接收阵列通道标校的框图；
图2为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法中IQ不平衡误差估计与补偿的框图；
图3为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法中零中频接收阵列多波束合成的框图；
图4为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法中通道误差补偿与多波束加权的框图；
图5为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中幅度误差估计精度随采样个数的变化曲线；
图6为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中相位误差估计精度随采样个数的变化曲线；
图7为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中信噪比20dB时，镜像抑制比随采样点数的变化曲线；
图8为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中未补偿通道误差，目标与镜像信号对应的法向波束图；
图9为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中补偿通道误差后，目标与镜像信号对应的法向波束图；
图10为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中未补偿通道误差，目标与镜像信号对应的波束图；
图11为本发明实施例所公开的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法的仿真实验中补偿通道误差后，目标与镜像信号对应的波束图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明提供一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，包括对零中频接收阵列通道的数据进行标校以及对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合成；所述对零中频接收阵列通道的数据进行标校包括：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，各阵元接收的单频标校信号，经零中频接收阵列各通道预选滤波、低噪声放大、同相与正交混频、低通滤波和A/D采集后，得到M个接收通道的基带数字复信号；步骤1的具体过程为：
数字阵列共有M个阵元，则第m个阵元接收的单频标校信号为
xm(t)＝A0cosp(Ωc+Ωd)t+φ0]
其中，φ0为初始相位，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，A0为单频信号的幅度，Ωd>0为单频信号的模拟角频率偏置，经零中频接收阵列各通道预选滤波、低噪声放大、同相与正交混频、低通滤波和A/D采集后，得到M个接收通道的基带数字复信号有
其中，Ts为A/D的采样频率。λ1,m和λ2,m分别为
其中，gm是由零中频接收机同相本振和正交本振/>之间的幅度差异带来的幅度误差，θm是由零中频接收机同相本振/>和正交本振/>之间的相位差异带来的相位误差。/>分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值，分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值。/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值。/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值。/>分别是由第m个射频前端(包括天线、预选滤波器、低噪声放大器)的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值。
步骤2、利用M个接收通道的基带数字复信号进行各通道的IQ不平衡误差估计与补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号；各通道的IQ不平衡误差估计与补偿处理相同，对于第m个接收通道，其处理框图如图2所示，步骤2的具体过程为：
步骤201、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，保证与求共轭支路在时间上对齐，得到延时信号zm(n)'。
步骤202、利用延时信号zm(n)'和共轭信号进行复乘和相参累积，得到自相关函数值γs和互补自相关函数值cs，即
其中，L为积累长度，它满足LTs＝δ·2π/Ωd，δ为正整数。
步骤203、利用自相关函数值γs和互补自相关函数值cs计算IQ不平衡补偿的加权系数和/>即/>
步骤204、利用加权系数和/>对IQ不平衡误差进行补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号sm(n)，即/>
步骤3、利用IQ不平衡误差补偿后的复信号和IQ不平衡的加权系数，计算归一化通道误差补偿值；步骤3的具体过程为：
步骤301、以第一个接收通道为参考，计算其他通道相对于参考通道的通道间幅相误差补偿值即
其中，K为通道间幅相误差补偿值估计采集的标校样本个数。
步骤302、利用IQ不平衡的加权系数和通道间幅相误差补偿值计算通道误差补偿值/>即
步骤303、计算各通道误差补偿值的幅度，并选择所有补偿值的幅度最
步骤304、以最大幅度值为参考，对通道误差补偿值进行归一化，得到归一化通道误差补偿值/>即
如图3所示，所述对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合包括：
步骤4、根据M个阵元在阵列直角坐标系中的坐标以及波束指向角，计算多波束的波束加权系数；步骤4的具体过程为：
步骤401、根据P个波束指向角计算各波束的指向角对应的方向余弦值/>即对于第p个波束，有
up＝cos(Elep)cos(Azip)
vp＝cos(Elep)sin(Azip)
wp＝sin(Elep)
步骤402、根据P个波束的方向余弦值和阵列坐标(xm,ym,zm),m＝1,2,…,M，计算多波束的加权系数：
其中，c为光速，αm为幅度加权系数。
步骤5、若波束个数P＝1，将归一化通道误差补偿值与波束加权系数合并，并对基带数字复信号进行修正，执行波束合成，得到波束合成信号；步骤5的具体过程为：
步骤501、将归一化通道误差补偿值与波束加权系数/>合并，得到修正波束加权系数/>即对于第m个阵元，有/>
步骤502、利用修正波束加权系数对M个接收通道的基带数字复信号进行修正，得到M个修正后的复信号/>各通道的误差补偿方法相同，具体包括：
步骤5021、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，保证与求共轭支路在时间上对齐，得到延时信号zm(n)'。
步骤5022、利用修正波束加权系数对基带数字复信号/>进行修正，得到修正后的复信号sm(n)'，即/>
步骤503、将M个修正后的复信号求和，得到波束合成信号/>即
步骤6、若波束个数P>1，利用归一化通道误差补偿值和多波束加权系数，修正M个接收通道的基带数字复信号，同时形成P个波束，获得P个波束合成信号；步骤6的具体过程为：
步骤601、利用归一化通道误差补偿值对M个接收通道的基带数字复信号/>得到M个通道误差补偿后的复信号/>各通道的误差补偿方法相同，对于第m个通道，其处理框图如图4中通道误差补偿模块所示，具体包括：
步骤6011、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，保证与求共轭支路在时间上对齐，得到延时信号zm(n)'。
步骤6012、利用通道误差补偿值和/>对通道误差进行补偿，得到通道误差补偿后的复信号sm(n)”，即/>
步骤602、将每一通道的多波束加权系数按图4中多波束加权模块所示，对通道误差补偿后复信号进行加权，得到多波束加权后输出信号/>即/>
步骤603、将同一波束对应的多波束加权后输出信号分别求和，得到P个波束合成信号即/>
本发明通过仿真实验的四个场景，验证零中频接收数字阵列通道标校与合成方法的正确性。在仿真实验中，系统工作的射频频率为8GHz，系统采样率30MHz，数字阵列为均匀线阵，阵元间距为11mm，阵元个数为16，均匀线阵采用均匀加权。
场景1：通道幅相误差估计精度
对于零中频接收阵列，通道幅度误差Am在0dB～1dB内服从均匀分布，通道相位误差在±40度内服从均匀分布。单频标校信号的载波频率为1MHz。
在通道标校时，采集阵列各接收通道的基带数字复信号的样本，取该样本的信噪比为20dB，采集样本个数在100到106之间取值。经1000次仿真实验，不同样本个数下，通道幅度和相位误差的估计精度如图5和图6所示。
由图可知，当采样点数为100时，通道幅度误差估计的均值+3倍标准差等于0.3452dB，通道相位误差估计的均值+3倍标准差等于1.557度。当通道采集样本的信噪比20dB时，可选择通道幅相误差的校正样本采集个数K＝100，所提零中频接收通道标校算法具有较高的幅相误差估计精度。
场景2：通道IQ不平衡的镜像抑制比
对于零中频接收阵列，单频标校信号的载波1MHz，信噪比为20dB，幅度不平衡误差为1dB，相位不平衡误差为5度，故IQ不平衡误差引起的镜像抑制比为22.8dB。
采样点数在3×102到3×106之间变化，保证采样持续时间内有整数个单频周期。经1000次重复实验，不同采样点数对应的镜像抑制比变化曲线如图7所示。通道IQ不平衡误差补偿前，镜像抑制比(IRR)为22.8dB。当采样点数为3×106时，利用估计的补偿值对通道IQ不平衡误差进行补偿，其镜像抑制比的均值-3倍标准差为70.93dB。当采样点数较少(例如采样点数为3000)时，镜像抑制比的均值-3倍标准差约为36dB。由此可知，若要获得通道IQ不平衡误差的精确补偿值，需采集大量的样本数据，这使得IQ不平衡误差估计相比于通道间幅相误差估计需要更大的存储空间。本发明所提方法无需存储用于IQ不平衡误差估计的标校样本，占用存储空间小。
场景3：阵列通道标校前后，阵列法向波束图
对于零中频接收阵列，通道幅度误差Am在0dB～1dB内服从均匀分布，通道相位误差在±15度内服从均匀分布。IQ不平衡的幅度误差gm在0.5dB～1.5dB之间服从均匀分布，相位误差θm在0度～10度之间服从均匀分布，故IQ不平衡幅度和相位误差的平均值带来的镜像抑制比为22.8dB。
为获得数字阵列标校前后的法向波束图，标校信号采用单频信号，其射频频率为8.001GHz，IQ不平衡误差估计的积累长度为3×106，保证采样持续时间内有整数个单频周期。通道间幅相误差估计的采样点数为100。
当不对通道误差补偿时，目标与镜像信号对应的阵列法向波束图如图8所示。由图可知，相比于单通道的IQ不平衡镜像抑制水平，波束合成对IQ不平衡带来的镜像分量没有抑制能力，波束合成后的镜像抑制比近似等于单通道的平均镜像抑制比。
经通道误差补偿后，目标与镜像信号对应的阵列法向波束图如图9所示。由图可知，通道误差补偿将镜像抑制比从补偿前22.4dB左右提高到68dB以上。所提通道标校方法可进一步提高波束合成输出的镜像抑制比。
场景4：阵列通道标校前后，同时多波束合成
对于零中频接收阵列，通道幅度误差Am在0dB～1dB内服从均匀分布，通道相位误差在±20度内服从均匀分布。IQ不平衡的幅度误差gm在0.5dB～1.5dB之间服从均匀分布，相位误差θm在0度～10度之间服从均匀分布，故IQ不平衡幅度和相位误差的平均值带来的镜像抑制比为22.8dB。阵列同时形成7个波束，均匀覆盖±30度观测空域。
为获得数字阵列标校后的同时多波束的波束图，标校信号采用单频信号，其射频频率为8.001GHz，IQ不平衡误差估计的积累长度为3×106，保证采样持续时间内有整数个单频周期。通道间幅相误差估计的采样点数为100。
当不对通道误差补偿时，目标与镜像信号对应的多波束阵列波束图如图10所示。由图可知，相比于单通道的IQ不平衡镜像抑制水平，波束合成对IQ不平衡带来的镜像分量没有抑制能力，波束合成后的镜像抑制比近似等于单通道的平均镜像抑制比。
经通道误差补偿后，目标与镜像信号对应的多波束阵列波束图如图11所示。由图可知，通道误差补偿将镜像抑制比从补偿前22.4dB左右提高到68dB以上。所提通道标校方法可进一步提高波束合成输出的镜像抑制比。
综上所述，零中频接收阵列通道标校与合成方法原理简单，占用内存空间小，易于工程实现，其性能已通过仿真实验得到验证。因此，本发明所提方法既可以逐通道估计和补偿IQ不平衡误差，也可以对通道间幅相误差进行估计和补偿，占用内存空间小，特别适合于小规模数字阵列。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，包括对零中频接收阵列通道的数据进行标校以及对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合成；所述对零中频接收阵列通道的数据进行标校包括：
步骤1、数字阵列共有M个阵元，各阵元接收的单频标校信号，经零中频接收阵列各通道预选滤波、低噪声放大、同相与正交混频、低通滤波和A/D采集后，得到M个接收通道的基带数字复信号；
步骤2、利用M个接收通道的基带数字复信号进行各通道的IQ不平衡误差估计与补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号；
步骤3、利用IQ不平衡误差补偿后的复信号和IQ不平衡的加权系数，计算归一化通道误差补偿值。
2.根据权利要求1所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述对零中频接收阵列通道的数据进行多波束合包括：
步骤4、根据M个阵元在阵列直角坐标系中的坐标以及波束指向角，计算多波束的波束加权系数；
步骤5、若波束个数P＝1，将归一化通道误差补偿值与波束加权系数合并，并对基带数字复信号进行修正，执行波束合成，得到波束合成信号；
步骤6、若波束个数P>1，利用归一化通道误差补偿值和多波束加权系数，修正M个接收通道的基带数字复信号，同时形成P个波束，获得P个波束合成信号。
3.根据权利要求1所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤1包括：
第m个阵元接收的单频标校信号为xm(t)＝A0cos[(Ωc+Ωd)t+φ0]，其中，φ0为初始相位，Ωc为接收信号的载波模拟角频率，A0为单频信号的幅度，Ωd为单频信号的模拟角频率偏置且Ωd>0；
第m个接收通道的基带数字复信号为其中，*为复数求共轭运算，/>表示第m个接收通道获得的与IQ不平衡误差无关的基带数字复信号且 分别是由第m个射频前端的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值，Ts为A/D的采样频率，λ1,m和λ2,m分别表示第一系数和第二系数，且
其中，gm是由零中频接收机同相本振和正交本振/>之间的幅度差异带来的幅度误差，θm是由零中频接收机同相本振/>和正交本振/>之间的相位差异带来的相位误差；/>分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值，/>分别是复低通滤波器/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值；/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率Ωd处的幅度和相位值；/>分别是复低通滤波器/>相对于/>的频率响应在频率-Ωd处的幅度和相位值。
4.根据权利要求3所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤2包括：
步骤201、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤202、利用延时信号zm(n)'和共轭信号进行复乘和相参累积，得到自相关函数值/>和互补自相关函数值/>其中，L为积累长度且LTs＝δ·2πΩd，δ为正整数；
步骤203、IQ不平衡补偿的第一加权系数计算IQ不平衡补偿的第二加权系数
步骤2-4、利用第一加权系数和第二加权系数/>对IQ不平衡误差进行补偿，得到IQ不平衡误差补偿后的复信号/>
5.根据权利要求4所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤3包括：
步骤301、以第一个接收通道为参考通道，计算其他通道相对于参考通道的通道间幅相误差补偿值即/>m＝1,…,M，其中，K为通道间幅相误差补偿值估计采集的标校样本个数；
步骤302、通过公式计算通道误差补偿值；
步骤303、获取各通道误差补偿值的幅度并选取其中的最大值EAmax；
步骤304、通过公式对通道误差补偿值进行归一化，得到归一化通道误差补偿值/>
6.根据权利要求2所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤4包括：
步骤401、根据P个波束指向角计算各波束的指向角对应的方向余弦值即对于第p个波束，有/>其中，Azip为方位角，Elep为俯仰角，up为直角坐标系中入射方向与X轴夹角的方向余弦，vp为直角坐标系中入射方向与Y轴夹角的方向余弦，wp为直角坐标系中入射方向与Z轴夹角的方向余弦；
步骤402、根据P个波束的方向余弦值和阵列坐标(xm,ym,zm),m＝1,2,…,M，计算多波束的加权系数
其中，c为光速，αm为幅度加权系数。
7.根据权利要求6所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤5包括：
步骤501、将归一化通道误差补偿值与波束加权系数/>合并，得到修正波束加权系数/>即对于第m个阵元，有/>
步骤502、利用修正波束加权系数对M个接收通道的基带数字复信号进行修正，得到M个修正后的复信号/>
步骤503、将M个修正后的复信号求和，得到波束合成信号/>即
8.根据权利要求7所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤502包括：
步骤5021、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤5022、利用修正波束加权系数对基带数字复信号/>进行修正，得到修正后的复信号sm(n)'，即/>
9.根据权利要求7所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，所述步骤6包括：
步骤601、利用归一化通道误差补偿值对M个接收通道的基带数字复信号进行通道误差补偿，得到M个通道误差补偿后的复信号/>
步骤602、用每一通道的多波束加权系数，对通道误差补偿后复信号进行加权，得到多波束加权后输出信号/>即/>
步骤603、将同一波束对应的多波束加权后输出信号分别求和，得到P个波束合成信号即/>
10.根据权利要求9所述的一种零中频接收数字阵列通道的数据处理方法，其特征在于，步骤601包括：
步骤6011、基带数字复信号zm(n)分为两路，一路求共轭，得到共轭信号另一路进行整数倍延时，得到延时信号zm(n)'；
步骤6012、利用通道误差补偿值和/>对通道误差进行补偿，得到通道误差补偿后的复信号sm(n)”，即/>
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