JPH0716149B2 - アナログ／ディジタル適応ラインエンハンサ - Google Patents
アナログ／ディジタル適応ラインエンハンサInfo
- Publication number
- JPH0716149B2 JPH0716149B2 JP63503179A JP50317988A JPH0716149B2 JP H0716149 B2 JPH0716149 B2 JP H0716149B2 JP 63503179 A JP63503179 A JP 63503179A JP 50317988 A JP50317988 A JP 50317988A JP H0716149 B2 JPH0716149 B2 JP H0716149B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- analog
- digital
- mixing
- band
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0001—Analogue adaptive filters
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 背景 ディジタルおよびアナログ適応ラインエンハンサはとも
に、狭帯域フィルタとして動作して広帯域雑音領域に存
在する狭帯域周波数成分を強める。適応ラインエンハン
サはウィーナーホップフィルタの最小２乗平均（LMS）
近似値を与えるように入力信号の歪みを自動的に調整す
るように構成される。この装置は、連続的に調整される
多くの格納された重み値を使用して時間的に相関しない
信号成分を自動的にフィルタ処理して相関安定スペクト
ルラインを通過させる。
に、狭帯域フィルタとして動作して広帯域雑音領域に存
在する狭帯域周波数成分を強める。適応ラインエンハン
サはウィーナーホップフィルタの最小２乗平均（LMS）
近似値を与えるように入力信号の歪みを自動的に調整す
るように構成される。この装置は、連続的に調整される
多くの格納された重み値を使用して時間的に相関しない
信号成分を自動的にフィルタ処理して相関安定スペクト
ルラインを通過させる。
「適応ラインエンハンサ」（“Adaptive Line Enhance
r"）と題され、1980年12月９日に発行されたマックール
（McCool）等の米国特許第4,238,746号および「適応検
出器」（“Adaptive Detector"）と題され、1981年１月
６日に発行されたマックール等の米国特許第4,243,935
号および米国ニューヨーク、CAS−28（1981）、６月N6
巻、「回路とシステムに関するIEEEトランザクション」
（IEEE Transaction on Circuits and Systems,Vol.（C
AS−28（1981）June N6,New Yord USA）におけるフェラ
ラジュニア（Ferrara,Jr）およびウィドロー（Widrow）
による「時間順次適応フィルタ」（“The Time−Sequen
ced Adaptive Filter"）と題された論文は、先行技術の
装置を示し、また適応ラインエンハンサの理論的基本の
論議を提供している。
r"）と題され、1980年12月９日に発行されたマックール
（McCool）等の米国特許第4,238,746号および「適応検
出器」（“Adaptive Detector"）と題され、1981年１月
６日に発行されたマックール等の米国特許第4,243,935
号および米国ニューヨーク、CAS−28（1981）、６月N6
巻、「回路とシステムに関するIEEEトランザクション」
（IEEE Transaction on Circuits and Systems,Vol.（C
AS−28（1981）June N6,New Yord USA）におけるフェラ
ラジュニア（Ferrara,Jr）およびウィドロー（Widrow）
による「時間順次適応フィルタ」（“The Time−Sequen
ced Adaptive Filter"）と題された論文は、先行技術の
装置を示し、また適応ラインエンハンサの理論的基本の
論議を提供している。
この発明の目的は従来のディジタル適応ラインエンハン
サを改善することであり、より特定的には、ディジタル
処理の利点を損なうことなくアナログ入力信号の周波数
帯域を容易に拡張できるアナログ／ディジタル適応ライ
ンエンハンサを提供することである。
サを改善することであり、より特定的には、ディジタル
処理の利点を損なうことなくアナログ入力信号の周波数
帯域を容易に拡張できるアナログ／ディジタル適応ライ
ンエンハンサを提供することである。
この発明の利用に適切であるディジタル適応フィルタは
1982年７月１日に出願の「MSE可変ステップ適応フィル
タ」（“MSE Variable Step Adaptive Filter"）と題さ
れたP.W.ハリス（P.W.Harris）等の名前による先願の同
時係属中の米国特許出願連続番号第394,488号にもまた
示されている。この出願の開示はここに引用によりこの
明細書の開示に援用され取込まれている。
1982年７月１日に出願の「MSE可変ステップ適応フィル
タ」（“MSE Variable Step Adaptive Filter"）と題さ
れたP.W.ハリス（P.W.Harris）等の名前による先願の同
時係属中の米国特許出願連続番号第394,488号にもまた
示されている。この出願の開示はここに引用によりこの
明細書の開示に援用され取込まれている。
図面の簡単な説明 この発明は、この発明の実施例に従って構成されたアナ
ログ／ディジタル適応ラインエンハンサのブロック図を
示す図１を参照することにより説明される。
ログ／ディジタル適応ラインエンハンサのブロック図を
示す図１を参照することにより説明される。
技術上の説明 第１図に示される適応ラインエンハンサ10は、ライン12
上でアナログ入力信号を受ける。このアナログ入力信号
は、「アナログチャネル」として示されるライン14を介
してアナログ加算器16の非反転入力に伝達される。ライ
ン14上のアナログ入力信号は、広帯域成分および狭帯域
成分両者を有する。広帯域チャネル出力信号は、出力ラ
イン18上にアナログ加算器16により与えられるが、この
出力動作は、アナログ加算器16の反転入力端子への狭帯
域チャネル信号の印加に従って狭帯域チャネル信号がア
ナログ加算器16によりアナログチャネル14上のアナログ
入力信号から減算された後に行なわれる。
上でアナログ入力信号を受ける。このアナログ入力信号
は、「アナログチャネル」として示されるライン14を介
してアナログ加算器16の非反転入力に伝達される。ライ
ン14上のアナログ入力信号は、広帯域成分および狭帯域
成分両者を有する。広帯域チャネル出力信号は、出力ラ
イン18上にアナログ加算器16により与えられるが、この
出力動作は、アナログ加算器16の反転入力端子への狭帯
域チャネル信号の印加に従って狭帯域チャネル信号がア
ナログ加算器16によりアナログチャネル14上のアナログ
入力信号から減算された後に行なわれる。
狭帯域チャネル信号を発生させるために、アナログ入力
信号はライン20上で帯域通過フィルタ22に結合される。
帯域通過フィルタ22の出力は、ライン24上で混合器すな
わち信号乗算器（マルチプライヤ）26に結合される。第
１の混合器26の別の入力は、ライン30上に与えられる局
部発振器28の安定した出力を受ける。第１の帯域通過フ
ィルタ22は、理想的には、局部発振器28の周波数が通過
周波数帯域の最下端部にある状態で信号の平坦帯域を通
過させるように構成される。これにより、ライン32上に
与えられる第１の混合器26の出力は、局部発振器周波数
から帯域通過フィルタ22から与えられるそのときの周波
数帯域内の高域周波数まで延びる帯域の混合信号を含
む。
信号はライン20上で帯域通過フィルタ22に結合される。
帯域通過フィルタ22の出力は、ライン24上で混合器すな
わち信号乗算器（マルチプライヤ）26に結合される。第
１の混合器26の別の入力は、ライン30上に与えられる局
部発振器28の安定した出力を受ける。第１の帯域通過フ
ィルタ22は、理想的には、局部発振器28の周波数が通過
周波数帯域の最下端部にある状態で信号の平坦帯域を通
過させるように構成される。これにより、ライン32上に
与えられる第１の混合器26の出力は、局部発振器周波数
から帯域通過フィルタ22から与えられるそのときの周波
数帯域内の高域周波数まで延びる帯域の混合信号を含
む。
ライン32上で信号を受け取る第１の低域通過フィルタ34
は、直流から局部発振器28の周波数よりも遥かに低い周
波数の信号をライン36を介して第１のアナログ−ディジ
タル変換器38に伝達する。すなわち、基準チャネル32に
おいては、入力信号からタップされた電力が帯域フィル
タ処理されてベースバンドに周波数低減変換される。次
いで第１の低域フィルタ34は、混合された基準信号の帯
域幅をディジタル適応フィルタ42のナイキスト周波数に
さらに限定するために用いられる。
は、直流から局部発振器28の周波数よりも遥かに低い周
波数の信号をライン36を介して第１のアナログ−ディジ
タル変換器38に伝達する。すなわち、基準チャネル32に
おいては、入力信号からタップされた電力が帯域フィル
タ処理されてベースバンドに周波数低減変換される。次
いで第１の低域フィルタ34は、混合された基準信号の帯
域幅をディジタル適応フィルタ42のナイキスト周波数に
さらに限定するために用いられる。
アナログ−ディジタル変換器38のディジタル出力は、ラ
イン40を介して適応フィルタ42に与えられる。適応フィ
ルタ42内には、重み値を格納する多くの重みアキュムレ
ータが存在する。アナログ−ディジタル変換器38からの
信号は非相関（decorrelation）遅延を介してタップ付
遅延ラインの多くのタップに順次与えられる。適応フィ
ルタ42からのディジタル狭帯域チャネル信号は、ライン
44を介してディジタル−アナログ変換器46へ与えられ
る。ディジタル−アナログ変換器46の出力は狭帯域信号
を導出するためにライン48上に与えられる。より多くの
タップを追加することによりかつ重み更新タップから狭
帯域出力タップをシフトすることにより遅延はクロック
サイクルの整数倍で調整することができるが、フィード
バックループ（後に説明する）を介する時間遅延は、完
全にクロックサイクルの整数倍であるのではないことが
わかるであろう。１クロックサイクル期間よりも小さい
時間の変化に対する調整は、ディジタル−アナログ変換
器46に対するクロックφ２とアナログ−ディジタル変換
器38に対するクロックφ１との間の相対的タイミングの
差によって行なうことができる。例えばクロックφ１の
立上がり時にアナログ−ディジタル変換器38をクロック
φ１およびφ２の立上がりエッジからずれてトリガし、
またクロックφ２の次のエッジからずれてディジタル−
アナログ変換器46をトリガすることにより行なわれる。
ただしクロックφ２は適切なタイミング調節を与えるよ
うに十分遅延されている。たとえば、フィードバックル
ープを介する実際的な遅延が2.7クロックサイクルであ
りかつディジタル−アナログ変換器46をトリガする際に
３つの付加的なクロック遅延サイクルを与えるように３
つの付加的なタップが付加されたと仮定した場合、アナ
ログ−ディジタル変換器38のトリガタイミングは0.3ク
ロックサイクルだけ早くなるであろう。この0.3クロッ
クサイクルの差は、ディジタル−アナログ変換器46なら
びにアナログ−ディジタル変換器38および50のタイミン
グを制御することによって調節することができる。
イン40を介して適応フィルタ42に与えられる。適応フィ
ルタ42内には、重み値を格納する多くの重みアキュムレ
ータが存在する。アナログ−ディジタル変換器38からの
信号は非相関（decorrelation）遅延を介してタップ付
遅延ラインの多くのタップに順次与えられる。適応フィ
ルタ42からのディジタル狭帯域チャネル信号は、ライン
44を介してディジタル−アナログ変換器46へ与えられ
る。ディジタル−アナログ変換器46の出力は狭帯域信号
を導出するためにライン48上に与えられる。より多くの
タップを追加することによりかつ重み更新タップから狭
帯域出力タップをシフトすることにより遅延はクロック
サイクルの整数倍で調整することができるが、フィード
バックループ（後に説明する）を介する時間遅延は、完
全にクロックサイクルの整数倍であるのではないことが
わかるであろう。１クロックサイクル期間よりも小さい
時間の変化に対する調整は、ディジタル−アナログ変換
器46に対するクロックφ２とアナログ−ディジタル変換
器38に対するクロックφ１との間の相対的タイミングの
差によって行なうことができる。例えばクロックφ１の
立上がり時にアナログ−ディジタル変換器38をクロック
φ１およびφ２の立上がりエッジからずれてトリガし、
またクロックφ２の次のエッジからずれてディジタル−
アナログ変換器46をトリガすることにより行なわれる。
ただしクロックφ２は適切なタイミング調節を与えるよ
うに十分遅延されている。たとえば、フィードバックル
ープを介する実際的な遅延が2.7クロックサイクルであ
りかつディジタル−アナログ変換器46をトリガする際に
３つの付加的なクロック遅延サイクルを与えるように３
つの付加的なタップが付加されたと仮定した場合、アナ
ログ−ディジタル変換器38のトリガタイミングは0.3ク
ロックサイクルだけ早くなるであろう。この0.3クロッ
クサイクルの差は、ディジタル−アナログ変換器46なら
びにアナログ−ディジタル変換器38および50のタイミン
グを制御することによって調節することができる。
ライン48上のアナログ狭帯域チャネル信号は、ディジタ
ル−アナログ変換器46の出力から高周波遷移成分をなく
すために用いられる低域通過フィルタ51へ与えられる。
低域通過フィルタ51の出力は第２の混合器54へライン52
を介して与えられる。第２の混合器54は、ライン56を介
して局部発振器28からの局部発振器信号を受けてライン
52から与えられたアナログ狭帯域チャネル信号と混合し
て狭帯域チャネル混合出力信号を生成してライン58を介
して第２の帯域通過フィルタへ与える。帯域通過フィル
タ60の出力はライン62を介してアナログ加算器16の反転
入力端子へ与えられる。帯域通過フィルタ60は、第２の
混合器54において生じた周波数増加変換により発生した
下側側波帯をなくすために用いられる。第２の帯域通過
フィルタ60からの狭帯域チャネル出力はライン64上に与
えられる。
ル−アナログ変換器46の出力から高周波遷移成分をなく
すために用いられる低域通過フィルタ51へ与えられる。
低域通過フィルタ51の出力は第２の混合器54へライン52
を介して与えられる。第２の混合器54は、ライン56を介
して局部発振器28からの局部発振器信号を受けてライン
52から与えられたアナログ狭帯域チャネル信号と混合し
て狭帯域チャネル混合出力信号を生成してライン58を介
して第２の帯域通過フィルタへ与える。帯域通過フィル
タ60の出力はライン62を介してアナログ加算器16の反転
入力端子へ与えられる。帯域通過フィルタ60は、第２の
混合器54において生じた周波数増加変換により発生した
下側側波帯をなくすために用いられる。第２の帯域通過
フィルタ60からの狭帯域チャネル出力はライン64上に与
えられる。
アキュムレータの重みを更新するための誤差信号はアナ
ログ加算器16から出力される狭帯域チャネル信号からラ
イン66において分割されて、第３の帯域通過フィルタ68
へ与えられる。ライン66上の信号は、帯域通過フィルタ
68を介してライン70上に伝達される。帯域通過フィルタ
68は、帯域通過フィルタ22の周波数帯域と同一の通過周
波数帯域を有し、したがってこの出力信号帯域は、局部
発振器28の周波数からある高い周波数までの低域領域
（広帯域チャネル信号帯域における）となる。
ログ加算器16から出力される狭帯域チャネル信号からラ
イン66において分割されて、第３の帯域通過フィルタ68
へ与えられる。ライン66上の信号は、帯域通過フィルタ
68を介してライン70上に伝達される。帯域通過フィルタ
68は、帯域通過フィルタ22の周波数帯域と同一の通過周
波数帯域を有し、したがってこの出力信号帯域は、局部
発振器28の周波数からある高い周波数までの低域領域
（広帯域チャネル信号帯域における）となる。
帯域通過フィルタ68の出力はライン74を介して局部発振
器信号を受ける第３の混合器72へライン70を介して与え
られる。基準チャネル（ライン32）と同様に、周波数低
域変換が再び同様に行なわれ、その結果得られた信号が
フィードバックチャネルのライン76上に与えられる。
器信号を受ける第３の混合器72へライン70を介して与え
られる。基準チャネル（ライン32）と同様に、周波数低
域変換が再び同様に行なわれ、その結果得られた信号が
フィードバックチャネルのライン76上に与えられる。
次いでライン76上の信号は、低域通過フィルタ78を介し
て伝搬しかつライン80を介して第２のアナログ−ディジ
タル変換器50に与えられる。低域通過フィルタ34と同様
に、低域通過フィルタ78は、直流から局部発振器28の発
振周波数よりも遥かに低い周波数の平坦信号帯域を通過
させるように構成される。基準チャネルおよびエラーフ
ィードバックチャネルの両者にそれぞれ存在する低域通
過フィルタ34および78は、基準信号およびエラーフィー
ドバック信号をディジタル適応プロセッサ（フィルタ）
のナイキスト速度に帯域制限するために使用される。第
２のアナログ−ディジタル変換器50からのディジタル出
力は適応フィルタ42の重みの更新を制御する誤差信号と
して適応フィルタ42に与えられる。
て伝搬しかつライン80を介して第２のアナログ−ディジ
タル変換器50に与えられる。低域通過フィルタ34と同様
に、低域通過フィルタ78は、直流から局部発振器28の発
振周波数よりも遥かに低い周波数の平坦信号帯域を通過
させるように構成される。基準チャネルおよびエラーフ
ィードバックチャネルの両者にそれぞれ存在する低域通
過フィルタ34および78は、基準信号およびエラーフィー
ドバック信号をディジタル適応プロセッサ（フィルタ）
のナイキスト速度に帯域制限するために使用される。第
２のアナログ−ディジタル変換器50からのディジタル出
力は適応フィルタ42の重みの更新を制御する誤差信号と
して適応フィルタ42に与えられる。
アナログ成分が利用されるこの発明の適応ラインエンハ
ンサの構成は、狭帯域干渉がさらに別の歪みを導入する
ことなくアナログ入力信号から直接に減算されることを
可能にしており、これによりアナログ入力信号の周波数
帯域の拡張を容易にする。本発明の適応ラインエンハン
サは通信の用途に重要であるアナログ入力信号に対する
一定の群遅延を表現する。
ンサの構成は、狭帯域干渉がさらに別の歪みを導入する
ことなくアナログ入力信号から直接に減算されることを
可能にしており、これによりアナログ入力信号の周波数
帯域の拡張を容易にする。本発明の適応ラインエンハン
サは通信の用途に重要であるアナログ入力信号に対する
一定の群遅延を表現する。
発明の効果 本発明の目的を十全に達成する本発明に従う適応ライン
エンハンサの周波数帯域に対する有用性は、従来のディ
ジタル適応ラインエンハンサ（ALE）設計の範囲を遥か
に越えている。この装置は、アナログ入力信号を直接ア
ナログ狭帯域チャネル信号との減算を行なっており、こ
れによりアナログ入力信号をディジタル化することなく
適応ラインエンハンサの周波数帯域を容易に広げ、また
適応フィルタはディジタル的に動作しているため、ディ
ジタル適応フィルタ処理の利点をそのまま保持してい
る。
エンハンサの周波数帯域に対する有用性は、従来のディ
ジタル適応ラインエンハンサ（ALE）設計の範囲を遥か
に越えている。この装置は、アナログ入力信号を直接ア
ナログ狭帯域チャネル信号との減算を行なっており、こ
れによりアナログ入力信号をディジタル化することなく
適応ラインエンハンサの周波数帯域を容易に広げ、また
適応フィルタはディジタル的に動作しているため、ディ
ジタル適応フィルタ処理の利点をそのまま保持してい
る。
Claims (4)
- 【請求項１】アナログ入力信号を伝達するためのアナロ
グチャネルと、 局部発振器信号を出力するための局部発振手段と、 前記アナログ入力信号に対応するアナログ信号と前記局
部発振手段からの局部発振器信号とを混合してアナログ
基準チャネル信号を生成するための第１の混合手段を含
む基準チャネルと、 前記アナログ基準チャネル信号をディジタル化された基
準信号に変換するための第１のアナログ−ディジタル変
換手段と、 前記ディジタル化された基準信号をその入力信号として
受けかつディジタルフィルタ信号を出力するディジタル
適応フィルタ手段とを備え、前記ディジタル適応フィル
タ手段は各々が調整可能な重み値を保持する複数の重み
アキュムレート手段を有し、さらに 前記重みアキュムレート手段の重み値を調整するための
アナログフィードバックチャネル信号を前記適応フィル
タ手段に与えるための第２のアナログ−ディジタル変換
手段と、 前記ディジタル適応フィルタ手段から出力されるディジ
タルフィルタ信号を受けるように結合され、前記ディジ
タルフィルタ信号からアナログ狭帯域チャネル信号を生
成するためのディジタル−アナログ変換手段と、 前記アナログ狭帯域チャネル信号と前記局部発振器信号
とを混合して狭帯域アナログ出力信号を発生するための
第２の混合手段と、 出力端子を有し、前記狭帯域アナログ出力信号と前記ア
ナログ入力信号との減算を行なってアナログ広帯域チャ
ネル信号を前記出力端子に与える減算手段と、 前記アナログ広帯域チャネル信号に対応するアナログ信
号と前記局部発振器信号とを混合して前記アナログフィ
ードバックチャネル信号を生成して前記第２のアナログ
−ディジタル変換手段へ与えるための第３の混合手段と
を備える、アナログ／ディジタル適応ラインエンハン
サ。 - 【請求項２】前記入力チャネルと前記第１の混合手段と
の間に結合され、予め定められた周波数帯域の信号を通
過させる第１の帯域通過フィルタ手段と、 前記第２の混合手段と前記減算手段との間に結合され、
予め定められた周波数帯域の信号を通過させる第２の帯
域通過フィルタ手段と、 前記減算手段の前記出力端子と前記第３の混合手段との
間に結合されて予め定められた周波数帯域の信号を通過
させる第３の帯域通過フィルタ手段とをさらに備え、前
記第１ないし第３の帯域通過フィルタ手段のすべては前
記局部発振器信号に実質的に等しい低周波数成分から予
め定められた高周波数成分の信号を通過させる、請求項
１記載のアナログ／ディジタル適応ラインエンハンサ。 - 【請求項３】前記第１の混合手段と前記第１のアナログ
−ディジタル変換手段との間に結合されて予め定められ
た低域成分を通過させる第１の低域通過フィルタ手段
と、 前記第２のディジタル−アナログ変換手段と前記第２の
混合手段との間に結合され、予め定められた低周波数成
分を通過させる第２の低域通過フィルタ手段と、 前記第３の混合手段と前記第２のアナログ−ディジタル
変換手段との間に結合される第３の低域通過フィルタ手
段とを備え、前記第１ないし第３の低域通過フィルタ手
段のすべては直流から前記局部発振器信号よりも低い予
め定められた周波数の領域の信号を通過させる、請求項
１記載のアナログ／ディジタル適応ラインエンハンサ。 - 【請求項４】前記入力チャネルと前記第１の混合手段と
の間に結合され、予め定められた周波数帯域の信号を通
過させる第１の帯域通過フィルタ手段と、 前記第２の混合手段と前記減算手段との間に結合されて
予め定められた周波数帯域の信号を通過させる第２の帯
域通過手段と、 前記減算手段の前記出力端子と前記第３の混合手段との
間に結合されて予め定められた周波数帯域の信号を通過
させる第３の帯域通過フィルタ手段とを備え、前記第１
ないし第３の帯域通過フィルタ手段のすべては前記局部
発振器信号の周波数にほぼ等しい周波数成分から予め定
められた高周波数成分の領域の信号を通過させる、請求
項３記載のアナログ／ディジタル適応ラインエンハン
サ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/030,301 US4726035A (en) | 1987-03-26 | 1987-03-26 | Analog/digital adaptive line enhancer |
| US30,301 | 1987-03-26 | ||
| PCT/US1988/000784 WO1988007789A1 (en) | 1987-03-26 | 1988-03-14 | Analog/digital adaptive line enhancer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02501789A JPH02501789A (ja) | 1990-06-14 |
| JPH0716149B2 true JPH0716149B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=21853554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63503179A Expired - Lifetime JPH0716149B2 (ja) | 1987-03-26 | 1988-03-14 | アナログ／ディジタル適応ラインエンハンサ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4726035A (ja) |
| EP (1) | EP0307455B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0716149B2 (ja) |
| CA (1) | CA1285999C (ja) |
| DE (1) | DE3867005D1 (ja) |
| WO (1) | WO1988007789A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4788652A (en) * | 1987-03-26 | 1988-11-29 | Unisys Corporation | I-Q channel adaptive line enhancer |
| US5126681A (en) * | 1989-10-16 | 1992-06-30 | Noise Cancellation Technologies, Inc. | In-wire selective active cancellation system |
| US5210712A (en) * | 1990-09-29 | 1993-05-11 | Anritsu Corporation | Waveform shaping circuit and digital signal analyzing apparatus using the same |
| US5263191A (en) * | 1991-12-11 | 1993-11-16 | Westinghouse Electric Corp. | Method and circuit for processing and filtering signals |
| US5428834A (en) * | 1991-12-11 | 1995-06-27 | Xetron Corporation | Method and circuit for processing and filtering signals |
| US5272663A (en) * | 1992-05-05 | 1993-12-21 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Apparatus and method for wide bandwidth adaptive filtering |
| US8223827B2 (en) * | 2004-05-05 | 2012-07-17 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for generating filter tap weights and biases for signal dependent branch metric computation |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4238746A (en) * | 1978-03-20 | 1980-12-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Adaptive line enhancer |
| US4236224A (en) * | 1978-12-26 | 1980-11-25 | Rockwell International Corporation | Low roundoff noise digital filter |
| US4266204A (en) * | 1979-09-04 | 1981-05-05 | Sperry Rand Corporation | Delay line signal equalizer for magnetic recording signal detection circuits |
| US4351060A (en) * | 1980-10-23 | 1982-09-21 | International Telephone And Telegraph Corporation | Automatic, digitally synthesized matching line terminating impedance |
| US4791390A (en) * | 1982-07-01 | 1988-12-13 | Sperry Corporation | MSE variable step adaptive filter |
| DE3417776A1 (de) * | 1983-06-01 | 1985-11-21 | Manfred Dipl.-Ing. 7000 Stuttgart Horn | Verfahren und schaltungsanordnungen zur kompensation von nichtlinearen amplituden- und/oder phasenverzerrungen |
| GB2187064B (en) * | 1986-02-21 | 1990-01-31 | Stc Plc | Adaptive filter |
-
1987
- 1987-03-26 US US07/030,301 patent/US4726035A/en not_active Expired - Lifetime
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