JPH07161458A - 誘導加熱装置用並列型インバータ - Google Patents
誘導加熱装置用並列型インバータInfo
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- JPH07161458A JPH07161458A JP5340169A JP34016993A JPH07161458A JP H07161458 A JPH07161458 A JP H07161458A JP 5340169 A JP5340169 A JP 5340169A JP 34016993 A JP34016993 A JP 34016993A JP H07161458 A JPH07161458 A JP H07161458A
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- tank
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P10/00—Technologies related to metal processing
- Y02P10/25—Process efficiency
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- General Induction Heating (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 転流失敗を招くことなく、複数の並列接続さ
れたタンク回路に対して安定した状態で運転できる並列
型インバータを提供すること。 【構成】 インバータ本体１０からタンク回路２１にイ
ンダクタンス素子Ｌs1を介して、またトランスＴ1及び
インダクタンス素子Ｌs2を介してタンク回路２２に出力
電圧ｖo、出力電流ｉoの交流電力が供給される。ここで
インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2の定数は、各タンク回路
２１、２２の分路によって構成される直列共振回路のイ
ンピーダンスがインバータの出力電流ｉoの高調波成分
に対して誘導性となるように設定する。
れたタンク回路に対して安定した状態で運転できる並列
型インバータを提供すること。 【構成】 インバータ本体１０からタンク回路２１にイ
ンダクタンス素子Ｌs1を介して、またトランスＴ1及び
インダクタンス素子Ｌs2を介してタンク回路２２に出力
電圧ｖo、出力電流ｉoの交流電力が供給される。ここで
インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2の定数は、各タンク回路
２１、２２の分路によって構成される直列共振回路のイ
ンピーダンスがインバータの出力電流ｉoの高調波成分
に対して誘導性となるように設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、並列型インバータに係
り、特に誘導加熱装置に使用するに好適な並列型インバ
ータ装置に関する。
り、特に誘導加熱装置に使用するに好適な並列型インバ
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導加熱装置の電源装置の一方式として
並列型インバータが使用される。この誘導加熱装置に使
用される並列型インバータでは被加熱物を加熱するため
の誘導子（加熱コイル）を負荷とし、この誘導子と力率
補償用コンデンサ（転流コンデンサを兼ねる）とからな
るタンク回路にタンク回路に同調した周波数で交流入電
力を供給するように構成されている。
並列型インバータが使用される。この誘導加熱装置に使
用される並列型インバータでは被加熱物を加熱するため
の誘導子（加熱コイル）を負荷とし、この誘導子と力率
補償用コンデンサ（転流コンデンサを兼ねる）とからな
るタンク回路にタンク回路に同調した周波数で交流入電
力を供給するように構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで上述した誘導
加熱装置に使用される並列型インバータでは１台の並列
型インバータで複数の誘導子、すなわち複数のタンク回
路に対して同時に交流電力を供給することが生産効率
上、望ましい場合がある。
加熱装置に使用される並列型インバータでは１台の並列
型インバータで複数の誘導子、すなわち複数のタンク回
路に対して同時に交流電力を供給することが生産効率
上、望ましい場合がある。
【０００４】しかしながら、並列型インバータで複数の
タンク回路を並行運転すると、並列型インバータの出力
電流に含まれる高調波成分について並列接続された複数
のタンク回路間で直列共振が起き、この高調波電流によ
る高次電圧歪が並列型インバータの出力電圧に重畳す
る。この結果、並列型インバータを構成するサイリスタ
の転流余裕時間が短くなり、この転流余裕時間がサイリ
スタのターンオフ時間より短くなることによりサイリス
タの転流失敗を招く場合があり、並列型インバータでは
その回路構成上、サイリスタの転流失敗は電源短絡とな
るので重大な事故に至るおそれがあるという問題があっ
た。
タンク回路を並行運転すると、並列型インバータの出力
電流に含まれる高調波成分について並列接続された複数
のタンク回路間で直列共振が起き、この高調波電流によ
る高次電圧歪が並列型インバータの出力電圧に重畳す
る。この結果、並列型インバータを構成するサイリスタ
の転流余裕時間が短くなり、この転流余裕時間がサイリ
スタのターンオフ時間より短くなることによりサイリス
タの転流失敗を招く場合があり、並列型インバータでは
その回路構成上、サイリスタの転流失敗は電源短絡とな
るので重大な事故に至るおそれがあるという問題があっ
た。
【０００５】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、並列接続された複数のタンク回路に対して
並行運転を行っても転流失敗を招くことなく安定した状
態で運転することができる並列型インバータを提供する
ことを目的とする。
ものであり、並列接続された複数のタンク回路に対して
並行運転を行っても転流失敗を招くことなく安定した状
態で運転することができる並列型インバータを提供する
ことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の並列型インバー
タは、負荷としての誘導子と力率補償用コンデンサとか
らなタンク回路を複数、並列接続し、該並列接続された
複数のタンク回路に交流電力を供給する並列型インバー
タであって、該並列型インバータの一方の出力端と前記
複数の各タンク回路の入力端との間に直列にインダクタ
ンスを接続し、このインダクタンスは対応する各タンク
回路の分路により形成される直列共振回路の直列インピ
ーダンスが前記並列型インバータの出力電流の高調波成
分に対して誘導性となる定数に設定したことを特徴とす
る。
タは、負荷としての誘導子と力率補償用コンデンサとか
らなタンク回路を複数、並列接続し、該並列接続された
複数のタンク回路に交流電力を供給する並列型インバー
タであって、該並列型インバータの一方の出力端と前記
複数の各タンク回路の入力端との間に直列にインダクタ
ンスを接続し、このインダクタンスは対応する各タンク
回路の分路により形成される直列共振回路の直列インピ
ーダンスが前記並列型インバータの出力電流の高調波成
分に対して誘導性となる定数に設定したことを特徴とす
る。
【０００７】
【作用】上記構成の並列型インバータにおいては、並列
接続された複数のタンク回路に対して各タンク回路の並
列共振周波数に等しいインバータ周波数で並列型インバ
ータより交流電力が供給される。並列型インバータの出
力電流は台形波（対称波）であるために奇数次の高調波
成分が含まれる。そして、複数のタンク回路が並列接続
されることにより、各タンク回路の分路による並列共振
回路が同時に構成され、これが高調波成分に対して並列
共振を発生してしまう。
接続された複数のタンク回路に対して各タンク回路の並
列共振周波数に等しいインバータ周波数で並列型インバ
ータより交流電力が供給される。並列型インバータの出
力電流は台形波（対称波）であるために奇数次の高調波
成分が含まれる。そして、複数のタンク回路が並列接続
されることにより、各タンク回路の分路による並列共振
回路が同時に構成され、これが高調波成分に対して並列
共振を発生してしまう。
【０００８】しかしこれらの高調波（例えば第３次以上
の高調波）に対して各タンク回路と、各タンク回路とイ
ンバータの一方の出力端との間にそれぞれインダクタン
スを接続することにより、各インダクタンスおよび対応
タンク回路の分路による直列共振回路を構成し、高調波
に対する直列インピーダンスが誘導性となるように設定
しているため、複数のタンク回路の分路によって構成さ
れている並列共振回路では高調波に共振しることがなく
なる。すなわち、インバータの出力電流の高調波成分に
対して複数のタンク回路間で並列共振は生じない。
の高調波）に対して各タンク回路と、各タンク回路とイ
ンバータの一方の出力端との間にそれぞれインダクタン
スを接続することにより、各インダクタンスおよび対応
タンク回路の分路による直列共振回路を構成し、高調波
に対する直列インピーダンスが誘導性となるように設定
しているため、複数のタンク回路の分路によって構成さ
れている並列共振回路では高調波に共振しることがなく
なる。すなわち、インバータの出力電流の高調波成分に
対して複数のタンク回路間で並列共振は生じない。
【０００９】したがって並列型インバータの出力電圧に
出力電流の高調波成分が重畳することがないのでサイリ
スタの転流失敗を招くことなく、並列型インバータを複
数の並列接続されたタンク回路に対して安定に運転する
ことができる。
出力電流の高調波成分が重畳することがないのでサイリ
スタの転流失敗を招くことなく、並列型インバータを複
数の並列接続されたタンク回路に対して安定に運転する
ことができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。本発明の実施例の説明に先立ち、従来の並列型イ
ンバータで並列接続された複数のタンク回路を並行運転
した場合において生じる問題について具体的に説明す
る。
する。本発明の実施例の説明に先立ち、従来の並列型イ
ンバータで並列接続された複数のタンク回路を並行運転
した場合において生じる問題について具体的に説明す
る。
【００１１】図２（１）には誘導加熱装置に使用される
並列型インバータの構成が示されている。同図におい
て、３相交流電源から供給された交流電力はコンバータ
１により直流電力に変換され、直流リアクトルＬoを介
してサイリスタＴＨ1〜ＴＨ4により構成されるインバー
タ部に供給される。
並列型インバータの構成が示されている。同図におい
て、３相交流電源から供給された交流電力はコンバータ
１により直流電力に変換され、直流リアクトルＬoを介
してサイリスタＴＨ1〜ＴＨ4により構成されるインバー
タ部に供給される。
【００１２】インバータ部では各サイリスタＴＨ1〜Ｔ
Ｈ4が、図示してない制御回路より与えられるゲートパ
ルスより点弧角が制御され、出力電圧ｖo、出力電流ｉo
なる交流電力が被加熱物を加熱する加熱コイルとしての
誘導子Ｌ1と力率補償用コンデンサＣ1とからなるタンク
回路に供給される。なお、力率補償用コンデンサＣ1は
転流コンデンサとしても作用する。
Ｈ4が、図示してない制御回路より与えられるゲートパ
ルスより点弧角が制御され、出力電圧ｖo、出力電流ｉo
なる交流電力が被加熱物を加熱する加熱コイルとしての
誘導子Ｌ1と力率補償用コンデンサＣ1とからなるタンク
回路に供給される。なお、力率補償用コンデンサＣ1は
転流コンデンサとしても作用する。
【００１３】図２（１）に示した並列型インバータの出
力電圧ｖo、出力電流ｉoの波形は、図２（２）に示すよ
うになる。すなわち、出力電圧（負荷電圧）ｖoは、力
率補償用コンデンサＣ1、誘導子Ｌ1で決まる並列共振周
波ｆoで振動し、通常Ｑが大きくなるようにＣ1、Ｌ1の
定数が選択されるために、波形はほぼ正弦波となる。
力電圧ｖo、出力電流ｉoの波形は、図２（２）に示すよ
うになる。すなわち、出力電圧（負荷電圧）ｖoは、力
率補償用コンデンサＣ1、誘導子Ｌ1で決まる並列共振周
波ｆoで振動し、通常Ｑが大きくなるようにＣ1、Ｌ1の
定数が選択されるために、波形はほぼ正弦波となる。
【００１４】これに対して出力電流ｉoは、対称波で且
つ横軸との交点に対して正負両波が対称な台形波であ
る。したがって出力電流ｉoは直流分を含まない奇数調
波のみからなる。
つ横軸との交点に対して正負両波が対称な台形波であ
る。したがって出力電流ｉoは直流分を含まない奇数調
波のみからなる。
【００１５】一方、図２（１）に示した並列型インバー
タの各サイリスタＴＨ1〜ＴＨ4のアノード電圧Ｖthの波
形は図２（３）に示すようになり、その転流余裕時間Ｔ
cはサイリスタを流れる順電流が零になった時点ｔ1から
そのサイリスタに印加されている逆バイアス電圧が零に
なる時点ｔ2により定まる。周知のごとく、インバータ
回路が転流失敗を起こさないで安定に動作するために
は、サイリスタのターンオフ時間をＴoff とすると、Ｔ
c＞Ｔoff である必要がある。
タの各サイリスタＴＨ1〜ＴＨ4のアノード電圧Ｖthの波
形は図２（３）に示すようになり、その転流余裕時間Ｔ
cはサイリスタを流れる順電流が零になった時点ｔ1から
そのサイリスタに印加されている逆バイアス電圧が零に
なる時点ｔ2により定まる。周知のごとく、インバータ
回路が転流失敗を起こさないで安定に動作するために
は、サイリスタのターンオフ時間をＴoff とすると、Ｔ
c＞Ｔoff である必要がある。
【００１６】ところで図３（１）に示すように、従来の
並列型インバータ１０で並列接続された複数の（本実施
例では二つ）のタンク回路１１、１２を並行運転する場
合について考える。ここでタンク回路１１は誘導子Ｌ1
と力率補償用コンデンサＣ1とからなり、タンク回路１
２は誘導子Ｌ2と力率補償用コンデンサＣ2とからなる。
Ｔはトランスである。
並列型インバータ１０で並列接続された複数の（本実施
例では二つ）のタンク回路１１、１２を並行運転する場
合について考える。ここでタンク回路１１は誘導子Ｌ1
と力率補償用コンデンサＣ1とからなり、タンク回路１
２は誘導子Ｌ2と力率補償用コンデンサＣ2とからなる。
Ｔはトランスである。
【００１７】図３（２）は同図（１）に示した回路をト
ランスＴの漏洩インダクタンスを考慮して示した回路図
である。同図において並列型インバータ１０で並列接続
されたタンク回路１１、１２を並行運転すると、コンデ
ンサＣ1、漏洩インダクタンスＬr、コンデンサＣ2の間
で並列型インバータ１０の出力電流の高調波成分につい
て並列共振が起こり、その共振電流ｉnが図示した点線
で示すループで流れる。その結果、並列型インバータ１
０の出力電圧ｖoに対し、高調波共振電流ｉnに伴う高次
歪電圧ｖinが重畳し（図４（１））、サイリスタのアノ
ード電圧Ｖthにも高調波共振電流ｉnによる高次歪電圧
ｖinが重畳するために（図４（２））、高次共振電流に
よる高次歪電圧ｖinが重畳しない場合の転流余裕時間Ｔ
cに比して転流余裕時間がＴc′と短かくなる。
ランスＴの漏洩インダクタンスを考慮して示した回路図
である。同図において並列型インバータ１０で並列接続
されたタンク回路１１、１２を並行運転すると、コンデ
ンサＣ1、漏洩インダクタンスＬr、コンデンサＣ2の間
で並列型インバータ１０の出力電流の高調波成分につい
て並列共振が起こり、その共振電流ｉnが図示した点線
で示すループで流れる。その結果、並列型インバータ１
０の出力電圧ｖoに対し、高調波共振電流ｉnに伴う高次
歪電圧ｖinが重畳し（図４（１））、サイリスタのアノ
ード電圧Ｖthにも高調波共振電流ｉnによる高次歪電圧
ｖinが重畳するために（図４（２））、高次共振電流に
よる高次歪電圧ｖinが重畳しない場合の転流余裕時間Ｔ
cに比して転流余裕時間がＴc′と短かくなる。
【００１８】この場合に既述したようにサイリスタのタ
ーンオフ時間Ｔoffとの関係でＴc′＜Ｔoffなると転流
失敗を招くこととなる。
ーンオフ時間Ｔoffとの関係でＴc′＜Ｔoffなると転流
失敗を招くこととなる。
【００１９】次に本発明に係る並列型インバータの一実
施例の構成を図１に示す。同図において本発明による並
列型インバータは、インバータの主回路を含むインバー
タ本体１０と、転流コンデンサＣ1、Ｃ2および高調波電
流抑制用インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2とを有してい
る。インバータ本体１０から誘導子Ｌ1と力率補償用コ
ンデンサＣ1とからなるタンク回路２１にインダクタン
ス素子Ｌs1を介して、またトランスＴ1及びインダクタ
ンス素子Ｌs2を介して誘導子Ｌ2と力率補償用コンデン
サＣ2とからなるタンク回路２２に出力電圧ｖo、出力電
流ｉoの交流電力が供給される。
施例の構成を図１に示す。同図において本発明による並
列型インバータは、インバータの主回路を含むインバー
タ本体１０と、転流コンデンサＣ1、Ｃ2および高調波電
流抑制用インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2とを有してい
る。インバータ本体１０から誘導子Ｌ1と力率補償用コ
ンデンサＣ1とからなるタンク回路２１にインダクタン
ス素子Ｌs1を介して、またトランスＴ1及びインダクタ
ンス素子Ｌs2を介して誘導子Ｌ2と力率補償用コンデン
サＣ2とからなるタンク回路２２に出力電圧ｖo、出力電
流ｉoの交流電力が供給される。
【００２０】ここでインダクタンス素子のＬs1、Ｌs2の
定数は、それぞれ対応する各タンク回路２１、２２の分
路により形成される直列共振回路の直列インピーダンス
が前記並列型インバータの出力電流の高調波成分に対し
て誘導性となる定数に設定したものである。
定数は、それぞれ対応する各タンク回路２１、２２の分
路により形成される直列共振回路の直列インピーダンス
が前記並列型インバータの出力電流の高調波成分に対し
て誘導性となる定数に設定したものである。
【００２１】次に図１の回路構成におけるインダクタン
ス素子Ｌs1、Ｌs2の定数の決定方法について具体例を上
げて説明する。説明の便宣上、トランスＴ1の漏洩イン
ダクタンスを無視するものとする。
ス素子Ｌs1、Ｌs2の定数の決定方法について具体例を上
げて説明する。説明の便宣上、トランスＴ1の漏洩イン
ダクタンスを無視するものとする。
【００２２】（１）力率補償用コンデンサＣ1、Ｃ2の定
数の決定 加熱コイルのインダクタンスＬ1、Ｌ2は加熱条件から決
定され、したがって、コンデンサＣ1、Ｃ2の定数はそれ
ぞれ、誘導子（加熱コイル）Ｌ1、Ｌ2との並列共振周波
数により決定される。例えば、加熱コイルに印加するイ
ンバータに出力電圧の周波数、換言すればタンク回路２
１、２２の共振周波数ｆ0をｆ0＝1000（Hz）とすれば、
共振周波数ｆ0はｆ0＝１／２π√（ＬＣ）（但し、Ｌ、
Ｃはタンク回路を構成するインダクタンス、コンデンサ
の定数である。）であるから、
数の決定 加熱コイルのインダクタンスＬ1、Ｌ2は加熱条件から決
定され、したがって、コンデンサＣ1、Ｃ2の定数はそれ
ぞれ、誘導子（加熱コイル）Ｌ1、Ｌ2との並列共振周波
数により決定される。例えば、加熱コイルに印加するイ
ンバータに出力電圧の周波数、換言すればタンク回路２
１、２２の共振周波数ｆ0をｆ0＝1000（Hz）とすれば、
共振周波数ｆ0はｆ0＝１／２π√（ＬＣ）（但し、Ｌ、
Ｃはタンク回路を構成するインダクタンス、コンデンサ
の定数である。）であるから、
【００２３】
【数１】Ｃ1（またはＣ2）＝｛１／（２π×1000）2×
Ｌ1（またはＬ2）｝（Ｆ） となる。尚、上記周波数ｆ0は誘導加熱装置の処理量及
び被加熱物（棒材）の直径により最適値が決定される。
またインダクタンス素子の直流抵抗分は無視している。
Ｌ1（またはＬ2）｝（Ｆ） となる。尚、上記周波数ｆ0は誘導加熱装置の処理量及
び被加熱物（棒材）の直径により最適値が決定される。
またインダクタンス素子の直流抵抗分は無視している。
【００２４】（２）インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2の定
数の決定 並列インバータから出力される高調波周波数は３ｆ0以
上であるから、この３ｆ0以上の周波数で並列共振が生
じないようにする必要がある。また、高調波周波数に対
しては誘導リアクタンスは容量リアクタンスより大きい
ため、各タンク回路のインダクタンス分路は無視するこ
とができる。そこで、付加するインダクタンス素子Ｌs1
と対応するタンク回路２１のコンデンサ分路Ｃ1との直
列共振次数が３ｆ0以下になるように設定し、同様にイ
ンダクタンス素子Ｌs2と対応するタンク回路２２のコン
デンサ分路Ｃ2との直列共振次数が３ｆ0以下になるよう
に設定するのである。
数の決定 並列インバータから出力される高調波周波数は３ｆ0以
上であるから、この３ｆ0以上の周波数で並列共振が生
じないようにする必要がある。また、高調波周波数に対
しては誘導リアクタンスは容量リアクタンスより大きい
ため、各タンク回路のインダクタンス分路は無視するこ
とができる。そこで、付加するインダクタンス素子Ｌs1
と対応するタンク回路２１のコンデンサ分路Ｃ1との直
列共振次数が３ｆ0以下になるように設定し、同様にイ
ンダクタンス素子Ｌs2と対応するタンク回路２２のコン
デンサ分路Ｃ2との直列共振次数が３ｆ0以下になるよう
に設定するのである。
【００２５】具体的に上記インダクタンス素子Ｌs1、Ｌ
s2を入れた場合の分路インピーダンスＺ1、Ｚ2は、
s2を入れた場合の分路インピーダンスＺ1、Ｚ2は、
【数２】Ｚ1＝ｊ（ｎω0Ｌs1−１／（ｎω0Ｃ1））
【数３】Ｚ2＝ｊ（ｎω0Ｌs2−１／（ｎω0Ｃ2）） となり、この直列インピーダンスがｎが３次以下で括弧
内が正となるＬs1、Ｌs2を選択することにより、３次以
上の高調波に対しては括弧内が正となり、誘導性とな
る。それ故、各タンク回路２１、２２に直列接続された
インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2によって構成されるいず
れの直列共振回路も高調波に対して誘導性となり、複数
のタンク回路２１、２２の分路による並列共振を防止で
きる。
内が正となるＬs1、Ｌs2を選択することにより、３次以
上の高調波に対しては括弧内が正となり、誘導性とな
る。それ故、各タンク回路２１、２２に直列接続された
インダクタンス素子Ｌs1、Ｌs2によって構成されるいず
れの直列共振回路も高調波に対して誘導性となり、複数
のタンク回路２１、２２の分路による並列共振を防止で
きる。
【００２６】既述したように並列型インバータの出力電
流ｉoは台形波であり、奇数調波（基本波、第３次、第
５次、第７次、・・・・）よりなるから最も低い高調波
成分は第３次である。したがって、この第３次以上の高
調波成分に対して抑制能力を有するようにインダクタン
ス素子Ｌs1、Ｌs2の定数を決定すれば良い。このために
実際にはインダクタンス素子Ｌs1とコンデンサＣ1、ま
たはインダクタンス素子Ｌs2とコンデンサＣ2の各直列
回路による直列共振周波数ｆoを、上記第３次高調波よ
り低い第２次高調波の周波数、例えばｆo＝２ｆに選択
することができる。
流ｉoは台形波であり、奇数調波（基本波、第３次、第
５次、第７次、・・・・）よりなるから最も低い高調波
成分は第３次である。したがって、この第３次以上の高
調波成分に対して抑制能力を有するようにインダクタン
ス素子Ｌs1、Ｌs2の定数を決定すれば良い。このために
実際にはインダクタンス素子Ｌs1とコンデンサＣ1、ま
たはインダクタンス素子Ｌs2とコンデンサＣ2の各直列
回路による直列共振周波数ｆoを、上記第３次高調波よ
り低い第２次高調波の周波数、例えばｆo＝２ｆに選択
することができる。
【００２７】インダクタンス素子Ｌs、タンク回路を構
成する力率補償用コンデンサＣ、誘導子Ｌ、及びその内
部抵抗をＲとしたときのインダクタンス素子（Ｌs1また
はＬ s2）とタンク回路２１（または２２）との直列回路
の等価回路に具体的数値を入れて求めた実施例の周波数
とインピーダンスの特性図を図４に、インダクタンス素
子（Ｌs1またはＬs2）を入れない従来回路の特性図を図
５に示す。図４に示す実施例では第１タンク回路と第２
タンク回路の各分路による高次並列共振を回避されてい
るのに対し、従来回路を示す図５の場合には高次並列共
振を起こしていることが理解できる。
成する力率補償用コンデンサＣ、誘導子Ｌ、及びその内
部抵抗をＲとしたときのインダクタンス素子（Ｌs1また
はＬ s2）とタンク回路２１（または２２）との直列回路
の等価回路に具体的数値を入れて求めた実施例の周波数
とインピーダンスの特性図を図４に、インダクタンス素
子（Ｌs1またはＬs2）を入れない従来回路の特性図を図
５に示す。図４に示す実施例では第１タンク回路と第２
タンク回路の各分路による高次並列共振を回避されてい
るのに対し、従来回路を示す図５の場合には高次並列共
振を起こしていることが理解できる。
【００２８】このように本実施例ではインダクタンス素
子Ｌs1、Ｌs2を付加することによりインバータの出力電
流ｉoの高調波成分がインバータの出力電圧ｖoに重畳さ
れないので、出力電流ｉoの高調波成分に起因する転流
失敗がなくなり、並列型インバータを安定した状態で運
転することができる。
子Ｌs1、Ｌs2を付加することによりインバータの出力電
流ｉoの高調波成分がインバータの出力電圧ｖoに重畳さ
れないので、出力電流ｉoの高調波成分に起因する転流
失敗がなくなり、並列型インバータを安定した状態で運
転することができる。
【００２９】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、並列接続された複数のタンク回路を並行運転する並
列型インバータにおいて、インバータの一方の出力端と
前記複数の各タンク回路との入力端子との間に直列にイ
ンダクタンスを接続し、このインダクタンスは対応する
各タンク回路の分路により形成される直列共振回路の直
列インピーダンスが前記並列型インバータの出力電流の
高調波成分に対して誘導性となる定数に設定したので、
サイリスタの転流失敗を招くことなく、並列型インバー
タを複数の並列接続されたタンク回路に対して安定した
状態で運転することができる。
ば、並列接続された複数のタンク回路を並行運転する並
列型インバータにおいて、インバータの一方の出力端と
前記複数の各タンク回路との入力端子との間に直列にイ
ンダクタンスを接続し、このインダクタンスは対応する
各タンク回路の分路により形成される直列共振回路の直
列インピーダンスが前記並列型インバータの出力電流の
高調波成分に対して誘導性となる定数に設定したので、
サイリスタの転流失敗を招くことなく、並列型インバー
タを複数の並列接続されたタンク回路に対して安定した
状態で運転することができる。
【図１】本発明に係る並列型インバータの一実施例の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】並列型インバータの基本回路の構成を示す回路
図と、出力電圧及び出力電流を示す波形図、および並列
型インバータのサイリスタのアノード電圧を示す波形図
である。
図と、出力電圧及び出力電流を示す波形図、および並列
型インバータのサイリスタのアノード電圧を示す波形図
である。
【図３】複数のタンク回路を負荷として並行運転する場
合の並列型インバータの接続関係を示す回路図、および
そのトランスの漏洩インダクタンスを考慮して示した回
路図である。
合の並列型インバータの接続関係を示す回路図、および
そのトランスの漏洩インダクタンスを考慮して示した回
路図である。
【図４】図５に示した従来の並列型インバータの出力電
圧に出力電流の高調波成分が重畳した状態を示す波形
図、および同インバータのサイリスタのアノード電圧に
インバータの出力電流の高調波成分が重畳した状態を示
す波形図である。
圧に出力電流の高調波成分が重畳した状態を示す波形
図、および同インバータのサイリスタのアノード電圧に
インバータの出力電流の高調波成分が重畳した状態を示
す波形図である。
【図５】本発明の実施例に係る並列型インバータの周波
数−インピーダンス特性図である。
数−インピーダンス特性図である。
【図６】従来の並列型インバータより複数のタンク回路
を並列運転した場合のインバータの周波数−インピーダ
ンス特性図である。
を並列運転した場合のインバータの周波数−インピーダ
ンス特性図である。
１ コンバータ １０ 並列型インバータ １１ タンク回路 １２ タンク回路 ２０ インバータ本体 ２１ タンク回路 ２２ タンク回路 Ｌs1 インダクタンス素子 Ｌs2 インダクタンス素子
Claims (1)
- 【請求項１】 負荷としての誘導子と力率補償用コンデ
ンサとからなタンク回路を複数、並列接続し、該並列接
続された複数のタンク回路に交流電力を供給する並列型
インバータであって、該並列型インバータの一方の出力
端と前記複数の各タンク回路の入力端との間に直列にイ
ンダクタンスを接続し、このインダクタンスは対応する
各タンク回路の分路により形成される直列共振回路の直
列インピーダンスが前記並列型インバータの出力電流の
高調波成分に対して誘導性となる定数に設定したことを
特徴とする誘導加熱装置用並列型インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5340169A JP2955735B2 (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 誘導加熱装置用並列型インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5340169A JP2955735B2 (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 誘導加熱装置用並列型インバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07161458A true JPH07161458A (ja) | 1995-06-23 |
| JP2955735B2 JP2955735B2 (ja) | 1999-10-04 |
Family
ID=18334397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5340169A Expired - Fee Related JP2955735B2 (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 誘導加熱装置用並列型インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2955735B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007097303A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| KR20190094521A (ko) * | 2018-02-05 | 2019-08-14 | 오경호 | 자려 발진 방식의 유도 가열 장치 |
-
1993
- 1993-12-07 JP JP5340169A patent/JP2955735B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007097303A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4672504B2 (ja) * | 2005-09-29 | 2011-04-20 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| KR20190094521A (ko) * | 2018-02-05 | 2019-08-14 | 오경호 | 자려 발진 방식의 유도 가열 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2955735B2 (ja) | 1999-10-04 |
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