JPH07160794A - 分布型乗算回路 - Google Patents
分布型乗算回路Info
- Publication number
- JPH07160794A JPH07160794A JP34181393A JP34181393A JPH07160794A JP H07160794 A JPH07160794 A JP H07160794A JP 34181393 A JP34181393 A JP 34181393A JP 34181393 A JP34181393 A JP 34181393A JP H07160794 A JPH07160794 A JP H07160794A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- circuits
- input
- terminals
- side transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域化を図った乗算回路を得ること。
【構成】 複数のギルバート型乗算回路の互いに対応
する入力端子を伝送線路（又はインダクタンス素子）を
介して相互接続して入力側伝送回路を構成し、また互い
に対応する出力端子を伝送線路（又はインダクタンス素
子）を介して相互接続して出力側伝送回路を構成する。
入力側伝送回路の一方を入力端子とするとともに他方を
終端回路に接続し、出力側伝送回路の一方を出力端子と
するとともに他方を終端回路に接続して、乗算回路を分
布増幅型に構成した。
する入力端子を伝送線路（又はインダクタンス素子）を
介して相互接続して入力側伝送回路を構成し、また互い
に対応する出力端子を伝送線路（又はインダクタンス素
子）を介して相互接続して出力側伝送回路を構成する。
入力側伝送回路の一方を入力端子とするとともに他方を
終端回路に接続し、出力側伝送回路の一方を出力端子と
するとともに他方を終端回路に接続して、乗算回路を分
布増幅型に構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広帯域に動作する乗算
回路に係り、特に定Ｋ型フィルタ回路を利用した分布型
乗算回路に関するものである。
回路に係り、特に定Ｋ型フィルタ回路を利用した分布型
乗算回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来の代表的なギルバート型の乗
算回路（B.GILBELT " A Precise Four-Quadrant Multip
lier with Subnanosecond Responce " IEEE J.OF SOLID
-STATECIRCUITS, vol.SC-3, NO.4, 1968）の構成を示し
たものである。
算回路（B.GILBELT " A Precise Four-Quadrant Multip
lier with Subnanosecond Responce " IEEE J.OF SOLID
-STATECIRCUITS, vol.SC-3, NO.4, 1968）の構成を示し
たものである。
【０００３】図７において、Ｑ１１は動作電流を決める
トランジスタ、Ｑ２１、Ｑ２２は差動接続された対のト
ランジスタ、Ｑ３１〜Ｑ３４はその負荷側に接続された
トランジスタ、Ｉ１、Ｉ２は対をなす入力端子、Ｉ３、
Ｉ４も対をなす入力端子、Ｏ１、Ｏ２は対をなす出力端
子である。
トランジスタ、Ｑ２１、Ｑ２２は差動接続された対のト
ランジスタ、Ｑ３１〜Ｑ３４はその負荷側に接続された
トランジスタ、Ｉ１、Ｉ２は対をなす入力端子、Ｉ３、
Ｉ４も対をなす入力端子、Ｏ１、Ｏ２は対をなす出力端
子である。
【０００４】この乗算回路においては、入力端子Ｉ１、
Ｉ２間の電圧振幅をＶｉ１２、入力端子Ｉ３、Ｉ４間の
電圧振幅をＶｉ３４、出力端子Ｏ１、Ｏ２間の電圧振幅
をＶｏ１２とすると、 Ｖｏ１２＝ａ・Ｖｉ１２・Ｖｉ３４ ・・（１） が成立し、２個の入力信号がアナログ的に乗算されて出
力される。ａは比例定数である。
Ｉ２間の電圧振幅をＶｉ１２、入力端子Ｉ３、Ｉ４間の
電圧振幅をＶｉ３４、出力端子Ｏ１、Ｏ２間の電圧振幅
をＶｏ１２とすると、 Ｖｏ１２＝ａ・Ｖｉ１２・Ｖｉ３４ ・・（１） が成立し、２個の入力信号がアナログ的に乗算されて出
力される。ａは比例定数である。
【０００５】このような乗算回路は、演算増幅器と組み
合せた数学的演算ブロック、変調器、周波数変換器、位
相比較器などの分野に広い応用があり、工学的に非常に
重要な回路である。
合せた数学的演算ブロック、変調器、周波数変換器、位
相比較器などの分野に広い応用があり、工学的に非常に
重要な回路である。
【０００６】乗算回路の周波数特性は、通常、入力振幅
Ｖｉ１２（若しくはＶｉ３４）と出力振幅Ｖｏ１２の比
Ｇｖ（Ｇｖ＝Ｖｏ１２／Ｖｉ１２）が低周波の値から３
ｄＢ低下した周波数点（小信号３ｄＢ帯域）で評価さ
れ、この帯域幅が広いほど乗算回路として広帯域に動作
する。
Ｖｉ１２（若しくはＶｉ３４）と出力振幅Ｖｏ１２の比
Ｇｖ（Ｇｖ＝Ｖｏ１２／Ｖｉ１２）が低周波の値から３
ｄＢ低下した周波数点（小信号３ｄＢ帯域）で評価さ
れ、この帯域幅が広いほど乗算回路として広帯域に動作
する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】通常の乗算回路では、
この帯域幅は乗算回路を構成するトランジスタの容量と
入力信号源の等価的な抵抗成分、若しくはトランジスタ
の容量と出力の負荷抵抗によるＲＣカットオフ周波数に
より、上限周波数が制限される。
この帯域幅は乗算回路を構成するトランジスタの容量と
入力信号源の等価的な抵抗成分、若しくはトランジスタ
の容量と出力の負荷抵抗によるＲＣカットオフ周波数に
より、上限周波数が制限される。
【０００８】数値例をあげると、現在得られる最も低寄
生容量のトランジスタ、例えばゲート長が０．１μｍの
ＧａＡｓのＭＥＳＦＥＴを用いた場合、このＭＥＳＦＥ
Ｔのゲート／ソース間容量が１．５ｐＦ（ゲート幅１ｍ
ｍ当たり）、乗算回路のトランジスタＱ１１のゲート幅
の構成の代表的なものとして４００μｍ、トランジスタ
Ｑ２１、Ｑ２２のゲート幅の構成の代表的なものとして
２００μｍ、トランジスタＱ３１〜Ｑ３４のゲート幅の
構成の代表的なものとして１００μｍである。トランジ
スタＱ３１〜Ｑ３４の出力容量と負荷抵抗によるカット
オフ周波数は他に比べて大きく、影響は少ないため、こ
こでは入力側のカットオフ周波数について考えることに
する。
生容量のトランジスタ、例えばゲート長が０．１μｍの
ＧａＡｓのＭＥＳＦＥＴを用いた場合、このＭＥＳＦＥ
Ｔのゲート／ソース間容量が１．５ｐＦ（ゲート幅１ｍ
ｍ当たり）、乗算回路のトランジスタＱ１１のゲート幅
の構成の代表的なものとして４００μｍ、トランジスタ
Ｑ２１、Ｑ２２のゲート幅の構成の代表的なものとして
２００μｍ、トランジスタＱ３１〜Ｑ３４のゲート幅の
構成の代表的なものとして１００μｍである。トランジ
スタＱ３１〜Ｑ３４の出力容量と負荷抵抗によるカット
オフ周波数は他に比べて大きく、影響は少ないため、こ
こでは入力側のカットオフ周波数について考えることに
する。
【０００９】Ｃ１（トランジスタＱ２１、Ｑ２２の入力
容量）＝０．３ｐＦ、Ｒ（入力信号源抵抗）＝５０Ωと
するとき、入力端子Ｉ１（又はＩ２）のカットオフ周波
数ｆｃ１は次のようになる。 ｆｃ１＝１／（２π・Ｃ１・Ｒ）＝１０ＧＨｚ ・・（２）
容量）＝０．３ｐＦ、Ｒ（入力信号源抵抗）＝５０Ωと
するとき、入力端子Ｉ１（又はＩ２）のカットオフ周波
数ｆｃ１は次のようになる。 ｆｃ１＝１／（２π・Ｃ１・Ｒ）＝１０ＧＨｚ ・・（２）
【００１０】また、Ｃ２（トランジスタＱ３１〜Ｑ３４
の入力容量）＝０．１５ｐＦ、Ｒ（入力信号源抵抗）＝
５０Ωとするとき、入力端子Ｉ３（又はＩ４）のカット
オフ周波数ｆｃ２は次のようになる。 ｆｃ２＝１／（２π・２・Ｃ２・Ｒ）＝１０ＧＨｚ ・・（３）
の入力容量）＝０．１５ｐＦ、Ｒ（入力信号源抵抗）＝
５０Ωとするとき、入力端子Ｉ３（又はＩ４）のカット
オフ周波数ｆｃ２は次のようになる。 ｆｃ２＝１／（２π・２・Ｃ２・Ｒ）＝１０ＧＨｚ ・・（３）
【００１１】全体のカットオフ周波数ｆｃは、ｆｃ１
（又はｆｃ２）の６０％となるため、ｆｃ＝６ＧＨｚと
なる。
（又はｆｃ２）の６０％となるため、ｆｃ＝６ＧＨｚと
なる。
【００１２】以上から、通常の乗算回路では、動作上限
の周波数が６ＧＨｚ以下に制限されることが分かる。ま
た、実際の製品についても、現状では５ＧＨｚ以下に制
限されている。このような従来の乗算回路の周波数特性
の限界は、特に広帯域な特性が要求されるコヒーレント
光通信システムや測定器を実現する上で大きな障害とな
っている。
の周波数が６ＧＨｚ以下に制限されることが分かる。ま
た、実際の製品についても、現状では５ＧＨｚ以下に制
限されている。このような従来の乗算回路の周波数特性
の限界は、特に広帯域な特性が要求されるコヒーレント
光通信システムや測定器を実現する上で大きな障害とな
っている。
【００１３】本発明の目的は、上記した問題点を解決
し、広帯域な乗算回路を実現することである。
し、広帯域な乗算回路を実現することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】第１の発明は、２対の入
力端子と１対の出力端子をもつギルバート型乗算回路を
複数個有する分布型乗算回路であって、各々の上記乗算
回路の互いに対応する入力端子を伝送線路又はインダク
タンス素子を介して相互に接続して２対の入力側伝送回
路を構成し、各々の上記乗算回路の互いに対応する出力
端子を伝送線路又はインダクタンス素子を介して相互に
接続して１対の出力側伝送回路を構成し、上記入力側伝
送回路および上記出力側伝送回路の一方の端子を各々別
の終端用回路に接続し、２対の上記入力側伝送回路の他
方の端子を２対の入力端子とし、１対の上記出力側伝送
回路の他方の端子を１対の出力端子とした。
力端子と１対の出力端子をもつギルバート型乗算回路を
複数個有する分布型乗算回路であって、各々の上記乗算
回路の互いに対応する入力端子を伝送線路又はインダク
タンス素子を介して相互に接続して２対の入力側伝送回
路を構成し、各々の上記乗算回路の互いに対応する出力
端子を伝送線路又はインダクタンス素子を介して相互に
接続して１対の出力側伝送回路を構成し、上記入力側伝
送回路および上記出力側伝送回路の一方の端子を各々別
の終端用回路に接続し、２対の上記入力側伝送回路の他
方の端子を２対の入力端子とし、１対の上記出力側伝送
回路の他方の端子を１対の出力端子とした。
【００１５】第２の発明は、２対の入力端子と１対の出
力端子をもつギルバート型乗算回路を複数個有する分布
型乗算回路であって、各々の上記乗算回路の互いに対を
なす入力端子の一方を高周波的に接地し、各々の上記乗
算回路の互いに対をなす出力端子の一方高周波的に接地
し、各々の上記乗算回路の互いに対応する入力端子を伝
送線路又はインダクタンス素子を介して相互に接続して
第１、第２の入力側伝送回路を構成し、各々の上記乗算
回路の互いに対応する出力端子を伝送線路又はインダク
タンス素子を介して相互に接続して出力側伝送回路を構
成し、上記第１、第２の入力側伝送回路および上記出力
側伝送回路の一方の端子を各々別の終端用回路に接続
し、上記第１、第２の入力側伝送回路の他方の端子を第
１、第２の入力端子とし、上記出力側伝送回路の他方の
端子を出力端子とした。
力端子をもつギルバート型乗算回路を複数個有する分布
型乗算回路であって、各々の上記乗算回路の互いに対を
なす入力端子の一方を高周波的に接地し、各々の上記乗
算回路の互いに対をなす出力端子の一方高周波的に接地
し、各々の上記乗算回路の互いに対応する入力端子を伝
送線路又はインダクタンス素子を介して相互に接続して
第１、第２の入力側伝送回路を構成し、各々の上記乗算
回路の互いに対応する出力端子を伝送線路又はインダク
タンス素子を介して相互に接続して出力側伝送回路を構
成し、上記第１、第２の入力側伝送回路および上記出力
側伝送回路の一方の端子を各々別の終端用回路に接続
し、上記第１、第２の入力側伝送回路の他方の端子を第
１、第２の入力端子とし、上記出力側伝送回路の他方の
端子を出力端子とした。
【００１６】
【作用】本発明では、入力側伝送回路および出力側伝送
回路が定Ｋ型フィルタ回路を多段接続した伝送回路とな
るので、分布増幅器型の乗算回路の構成となり、周波数
特性がＲＣカットオフ周波数に依存せず、極めて広帯域
な周波数特性が得られるようになる。
回路が定Ｋ型フィルタ回路を多段接続した伝送回路とな
るので、分布増幅器型の乗算回路の構成となり、周波数
特性がＲＣカットオフ周波数に依存せず、極めて広帯域
な周波数特性が得られるようになる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の第１の実施例の分布型乗算回路の回路図で
ある。Ａは図７で説明した乗算回路、Ｂは終端回路であ
る。ＩＮ１、ＩＮ２は当該分布型乗算回路の１対の入力
端子、ＩＮ３、ＩＮ４は別の１対の入力端子、ＯＵＴ
１、ＯＵＴ２は１対の出力端子、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ
３、Ｔｉ４は入力側伝送回路を構成する伝送線路（又は
インダクタンス素子）、Ｔｏ１、Ｔｏ２は出力側伝送回
路を構成する伝送線路（又はインダクタンス素子）であ
る。
１は本発明の第１の実施例の分布型乗算回路の回路図で
ある。Ａは図７で説明した乗算回路、Ｂは終端回路であ
る。ＩＮ１、ＩＮ２は当該分布型乗算回路の１対の入力
端子、ＩＮ３、ＩＮ４は別の１対の入力端子、ＯＵＴ
１、ＯＵＴ２は１対の出力端子、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ
３、Ｔｉ４は入力側伝送回路を構成する伝送線路（又は
インダクタンス素子）、Ｔｏ１、Ｔｏ２は出力側伝送回
路を構成する伝送線路（又はインダクタンス素子）であ
る。
【００１８】図２の（ａ）〜（ｅ）は上記した終端回路
Ｂとして使用される回路の具体例を示す図であり、抵抗
のみで、又は抵抗とコンデンサとの組合せで構成され
る。Ｒ１〜Ｒ９は抵抗、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、Ｖｘ
ｘは電源端子である。
Ｂとして使用される回路の具体例を示す図であり、抵抗
のみで、又は抵抗とコンデンサとの組合せで構成され
る。Ｒ１〜Ｒ９は抵抗、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、Ｖｘ
ｘは電源端子である。
【００１９】さて、図１に示した分布型乗算回路におい
て、伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ１、Ｔｉ
２、Ｔｉ３、Ｔｉ４、Ｔｏ１、Ｔｏ２は、各々の乗算回
路Ａの端子Ｉ１〜Ｉ４、Ｏ１、Ｏ２に付随する容量とと
もに、インダクタンス成分を直列素子、容量成分を並列
素子とした定Ｋ型フィルタ回路（直列インピーダンスと
並列インピーダンスの積が周波数に依存しない定数であ
るフィルタ回路）を多段接続した伝送回路を構成する。
つまり、ここでは乗算回路が分布増幅器型の構成とな
る。
て、伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ１、Ｔｉ
２、Ｔｉ３、Ｔｉ４、Ｔｏ１、Ｔｏ２は、各々の乗算回
路Ａの端子Ｉ１〜Ｉ４、Ｏ１、Ｏ２に付随する容量とと
もに、インダクタンス成分を直列素子、容量成分を並列
素子とした定Ｋ型フィルタ回路（直列インピーダンスと
並列インピーダンスの積が周波数に依存しない定数であ
るフィルタ回路）を多段接続した伝送回路を構成する。
つまり、ここでは乗算回路が分布増幅器型の構成とな
る。
【００２０】このため、各乗算回路Ａの各端子の容量成
分は伝送回路の特性に吸収され、容量成分と信号源抵抗
若しくは負荷抵抗によるＲＣカットオフ周波数の影響に
よる周波数特性の劣化が生じないので、広帯域な周波数
特性が得られる。
分は伝送回路の特性に吸収され、容量成分と信号源抵抗
若しくは負荷抵抗によるＲＣカットオフ周波数の影響に
よる周波数特性の劣化が生じないので、広帯域な周波数
特性が得られる。
【００２１】この回路の帯域特性は、定Ｋ型フィルタ回
路を多段接続した伝送回路の周波数特性により決まる。
伝送回路のカットオフ周波数ｆｃと特性インピーダンス
Ｚは次の式で示される。 ｆｃ＝１／（π・Ｌ・Ｃ）1/2 ・・（４） Ｚ ＝（Ｌ／Ｃ）1/2 ・・（５） Ｌは定Ｋ型フィルタ回路のインダクタンス成分、Ｃは容
量成分である。なお、この式（５）で、Ｚは通常回路の
入出力の整合性を良好なものとするために５０Ωに設定
される。
路を多段接続した伝送回路の周波数特性により決まる。
伝送回路のカットオフ周波数ｆｃと特性インピーダンス
Ｚは次の式で示される。 ｆｃ＝１／（π・Ｌ・Ｃ）1/2 ・・（４） Ｚ ＝（Ｌ／Ｃ）1/2 ・・（５） Ｌは定Ｋ型フィルタ回路のインダクタンス成分、Ｃは容
量成分である。なお、この式（５）で、Ｚは通常回路の
入出力の整合性を良好なものとするために５０Ωに設定
される。
【００２２】ここで、数値例をあげて従来の乗算回路の
特性と比較してみる。例えば、トランジスタとして式
（２）、（３）を計算したときと同じゲート長（０．１
μｍ）のＧａＡｓのＭＥＳＦＥＴを用いた場合、そのＭ
ＥＳＦＥＴのゲート／ソース間の容量は１．５ｐＦ（ゲ
ート幅１ｍｍ当たり）である。
特性と比較してみる。例えば、トランジスタとして式
（２）、（３）を計算したときと同じゲート長（０．１
μｍ）のＧａＡｓのＭＥＳＦＥＴを用いた場合、そのＭ
ＥＳＦＥＴのゲート／ソース間の容量は１．５ｐＦ（ゲ
ート幅１ｍｍ当たり）である。
【００２３】図１において乗算回路Ａを２個だけ用いた
場合を想定すると、従来の乗算回路と同じ利得Ｇｖを得
るには、トランジスタＱ１１、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１
〜Ｑ３４のゲート幅は従来の半分となるため、Ｑ１１は
２００μｍ、Ｑ２１、Ｑ２２は１００μｍ、Ｑ３１〜Ｑ
３４は５０μｍとなる。
場合を想定すると、従来の乗算回路と同じ利得Ｇｖを得
るには、トランジスタＱ１１、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ３１
〜Ｑ３４のゲート幅は従来の半分となるため、Ｑ１１は
２００μｍ、Ｑ２１、Ｑ２２は１００μｍ、Ｑ３１〜Ｑ
３４は５０μｍとなる。
【００２４】トランジスタＱ２１、Ｑ２２の入力容量と
伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ１（又はＴｉ
２）により形成される入力側伝送回路のカットオフ周波
数は、Ｃ１（トランジスタＱ２１、Ｑ２２の入力容量）
＝０．１５ｐＦとして次のようになる。
伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ１（又はＴｉ
２）により形成される入力側伝送回路のカットオフ周波
数は、Ｃ１（トランジスタＱ２１、Ｑ２２の入力容量）
＝０．１５ｐＦとして次のようになる。
【００２５】まず、式（５）から、Ｌ＝０．４ｎＨとな
り、これから式（４）を用いてカットオフ周波数ｆｃ１
は次のようになる。 ｆｃ１＝７０ＧＨｚ ・・（６）
り、これから式（４）を用いてカットオフ周波数ｆｃ１
は次のようになる。 ｆｃ１＝７０ＧＨｚ ・・（６）
【００２６】同じように、トランジスタＱ３１〜Ｑ３４
の入力容量と伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ
３（又はＴｉ４）により形成される入力側伝送回路のカ
ットオフ周波数ｆｃ２は次のようになる。 ｆｃ２＝７０ＧＨｚ ・・（７） そして、全体のカットオフ周波数ｆｃは上記のｆｃ１
（又はｆｃ２）の６０％となるため、ｆｃ＝４０ＧＨｚ
となる。
の入力容量と伝送線路（又はインダクタンス素子）Ｔｉ
３（又はＴｉ４）により形成される入力側伝送回路のカ
ットオフ周波数ｆｃ２は次のようになる。 ｆｃ２＝７０ＧＨｚ ・・（７） そして、全体のカットオフ周波数ｆｃは上記のｆｃ１
（又はｆｃ２）の６０％となるため、ｆｃ＝４０ＧＨｚ
となる。
【００２７】以上の結果から、上記図１に示した分布型
乗算回路は、従来の乗算回路に比べて大幅に帯域が拡大
されて広帯域化が実現されていることが分かる。
乗算回路は、従来の乗算回路に比べて大幅に帯域が拡大
されて広帯域化が実現されていることが分かる。
【００２８】図３は分布型乗算回路の第２の実施例を示
す回路図である。図１で説明した第１の実施例のものに
比べて、ここでは、乗算回路Ａの端子Ｉ２、Ｉ４、Ｏ２
の各々を高周波的に接地している。他は、図１のものと
同じである。
す回路図である。図１で説明した第１の実施例のものに
比べて、ここでは、乗算回路Ａの端子Ｉ２、Ｉ４、Ｏ２
の各々を高周波的に接地している。他は、図１のものと
同じである。
【００２９】このように構成しても、入力端子ＩＮ１と
接地との間に入力する電圧と、入力端子ＩＮ３と接地と
の間に入力する電圧との乗算結果を、出力端子ＯＵＴ１
と接地との間に取り出すことができる。他の広帯域化等
については図１において説明した内容と同じである。
接地との間に入力する電圧と、入力端子ＩＮ３と接地と
の間に入力する電圧との乗算結果を、出力端子ＯＵＴ１
と接地との間に取り出すことができる。他の広帯域化等
については図１において説明した内容と同じである。
【００３０】図４は図１に示した回路の具体例を示す図
である。ただし、図１では乗算回路Ａを３個使用したの
に対して、ここでは２個使用している点が異なってい
る。よって、伝送線路の構成もそれに対応した構成とな
っている。なお、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３１、Ｒｇ
３２、Ｒｇ４１、Ｒｇ４２、Ｒｄ１１、Ｒｄ１２、Ｒｄ
２１、Ｒｄ２２は終端回路を構成する抵抗、Ｃｄ１、Ｃ
ｄ２は終端回路を構成する容量である。
である。ただし、図１では乗算回路Ａを３個使用したの
に対して、ここでは２個使用している点が異なってい
る。よって、伝送線路の構成もそれに対応した構成とな
っている。なお、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３１、Ｒｇ
３２、Ｒｇ４１、Ｒｇ４２、Ｒｄ１１、Ｒｄ１２、Ｒｄ
２１、Ｒｄ２２は終端回路を構成する抵抗、Ｃｄ１、Ｃ
ｄ２は終端回路を構成する容量である。
【００３１】図５は図３に示した回路の具体例を示す図
である。ここでも、２個の乗算回路を使用している。Ｃ
ｄ２、Ｃｇ４は高周波的に接地するための容量である。
図６はこの図５に示した分布型乗算回路の構成につい
て、利得Ｇｖの周波数特性を調べた結果である。３ｄＢ
帯域として３０ＧＨｚ以上の特性が得られており、本構
成が極めて有効であることが確認できた。
である。ここでも、２個の乗算回路を使用している。Ｃ
ｄ２、Ｃｇ４は高周波的に接地するための容量である。
図６はこの図５に示した分布型乗算回路の構成につい
て、利得Ｇｖの周波数特性を調べた結果である。３ｄＢ
帯域として３０ＧＨｚ以上の特性が得られており、本構
成が極めて有効であることが確認できた。
【００３２】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、広帯域
の乗算回路を実現することができるので、通信用伝送装
置や電気的測定装置の動作を高速化させることができる
という利点がある。
の乗算回路を実現することができるので、通信用伝送装
置や電気的測定装置の動作を高速化させることができる
という利点がある。
【図１】 本発明の第１の実施例の分布型乗算回路の回
路図である。
路図である。
【図２】 終端回路の具体的回路例を示す図である。
【図３】 本発明の第２の実施例の分布型乗算回路の回
路図である。
路図である。
【図４】 図１に示した回路の具体的な回路図である。
【図５】 図３に示した回路の具体的な回路図である。
【図６】 図５の回路の周波数特性図である。
【図７】 従来のギルバート型の乗算回路の回路図であ
る。
る。
Ａ：乗算回路、Ｂ：終端回路、ＩＮ１〜ＩＮ４：入力端
子、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２：出力端子、Ｉ１〜Ｉ４：入力
端子、Ｏ１、Ｏ２：出力端子、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ
３、Ｔｉ４：入力側伝送回路を構成する伝送線路（又は
イダクタンス素子）、Ｔｏ１、Ｔｏ２：出力側伝送回路
を構成する伝送線路（又はインダクタンス素子）。
子、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２：出力端子、Ｉ１〜Ｉ４：入力
端子、Ｏ１、Ｏ２：出力端子、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ
３、Ｔｉ４：入力側伝送回路を構成する伝送線路（又は
イダクタンス素子）、Ｔｏ１、Ｔｏ２：出力側伝送回路
を構成する伝送線路（又はインダクタンス素子）。
Claims (2)
- 【請求項１】２対の入力端子と１対の出力端子をもつギ
ルバート型乗算回路を複数個有する分布型乗算回路であ
って、 各々の上記乗算回路の互いに対応する入力端子を伝送線
路又はインダクタンス素子を介して相互に接続して２対
の入力側伝送回路を構成し、各々の上記乗算回路の互い
に対応する出力端子を伝送線路又はインダクタンス素子
を介して相互に接続して１対の出力側伝送回路を構成
し、上記入力側伝送回路および上記出力側伝送回路の一
方の端子を各々別の終端用回路に接続し、２対の上記入
力側伝送回路の他方の端子を２対の入力端子とし、１対
の上記出力側伝送回路の他方の端子を１対の出力端子と
したことを特徴とする分布型乗算回路。 - 【請求項２】２対の入力端子と１対の出力端子をもつギ
ルバート型乗算回路を複数個有する分布型乗算回路であ
って、 各々の上記乗算回路の互いに対をなす入力端子の一方を
高周波的に接地し、各々の上記乗算回路の互いに対をな
す出力端子の一方高周波的に接地し、各々の上記乗算回
路の互いに対応する入力端子を伝送線路又はインダクタ
ンス素子を介して相互に接続して第１、第２の入力側伝
送回路を構成し、各々の上記乗算回路の互いに対応する
出力端子を伝送線路又はインダクタンス素子を介して相
互に接続して出力側伝送回路を構成し、上記第１、第２
の入力側伝送回路および上記出力側伝送回路の一方の端
子を各々別の終端用回路に接続し、上記第１、第２の入
力側伝送回路の他方の端子を第１、第２の入力端子と
し、上記出力側伝送回路の他方の端子を出力端子とした
ことを特徴とする分布型乗算回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34181393A JPH07160794A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 分布型乗算回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34181393A JPH07160794A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 分布型乗算回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07160794A true JPH07160794A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=18348962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34181393A Withdrawn JPH07160794A (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 分布型乗算回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07160794A (ja) |
-
1993
- 1993-12-13 JP JP34181393A patent/JPH07160794A/ja not_active Withdrawn
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10277189B2 (en) | Transmission line reflectionless filters | |
| US5060298A (en) | Monolithic double balanced mixer with high third order intercept point employing an active distributed balun | |
| US4751744A (en) | Monolithic distributed mixer | |
| US3810035A (en) | Controlled resistance devices and attenuators | |
| US5168242A (en) | Active-type broadband power divider | |
| US5023576A (en) | Broadband 180 degree hybrid | |
| US3605032A (en) | Active rc networks | |
| US6124742A (en) | Wide bandwidth frequency multiplier | |
| US20110057723A1 (en) | Active polyphase filter producing two difference outputs having phase difference of pi/2 radians | |
| JPH07160794A (ja) | 分布型乗算回路 | |
| JP3056933B2 (ja) | 分布型バラン | |
| JPH0237723B2 (ja) | ||
| US3223941A (en) | Adjustable frequency bridge circuit | |
| US5585769A (en) | Passive temperature variable phase-shifter | |
| JPH06188611A (ja) | マイクロ波信号分配回路 | |
| JP4179091B2 (ja) | 電力分配回路及び周波数逓倍器 | |
| JPH04306906A (ja) | バランス型マイクロ波帯増幅器 | |
| JPH06232607A (ja) | 減衰器 | |
| US3737784A (en) | Circuits with broad band flat frequency responses using directional filters | |
| RU2113051C1 (ru) | Активный rc-фильтр | |
| JPH05315845A (ja) | 周波数変換回路 | |
| SU799107A1 (ru) | Активный -фильтр | |
| Gurgel et al. | Theorical Analysis of All-Pass Filter Based Negative Group Delay Circuit | |
| GB2177863A (en) | Impedance preserving amplifier | |
| WO2019082253A1 (ja) | ポリフェーズフィルタ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010306 |