JPH07154315A - 等化装置および送信システムにおける振幅および位相ひずみを補正するための方法 - Google Patents
等化装置および送信システムにおける振幅および位相ひずみを補正するための方法Info
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- JPH07154315A JPH07154315A JP6185366A JP18536694A JPH07154315A JP H07154315 A JPH07154315 A JP H07154315A JP 6185366 A JP6185366 A JP 6185366A JP 18536694 A JP18536694 A JP 18536694A JP H07154315 A JPH07154315 A JP H07154315A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 例えばマルチ伝播効果に起因するような位相
および振幅ひずみを受信機で補正すること。 【構成】 キャリブレーション段階に時間を経て発生す
る位相および振幅の外乱を測定し、これにより位相およ
び振幅補償率を得てこれらを記憶する。後のデータ送信
段階の間に適当な時間に受信機の信号通路内に位置して
いる補正手段に対し、上記補償率を印加する。
および振幅ひずみを受信機で補正すること。 【構成】 キャリブレーション段階に時間を経て発生す
る位相および振幅の外乱を測定し、これにより位相およ
び振幅補償率を得てこれらを記憶する。後のデータ送信
段階の間に適当な時間に受信機の信号通路内に位置して
いる補正手段に対し、上記補償率を印加する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は等化装置に関し、より詳
細にはマルチ伝播効果等により生じる位相および振幅ひ
ずみエラーを補正するための通信システムで使用するた
めの等化装置に関する。
細にはマルチ伝播効果等により生じる位相および振幅ひ
ずみエラーを補正するための通信システムで使用するた
めの等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】当分野では、無線、超音波、赤外線また
は光通信を使用した通信システムは周知である。しかし
ながら、かかるシステムにおいては、所定の状況下では
送信信号は一つのパスのみを通って伝播するわけではな
く、２本以上のパスを通って同時に伝播するという共通
した問題がある。このような現象が生じると、受信アン
テナでは個々の伝播パスの長さに応じた時間に多数の信
号が受信される。この結果受信信号の位相および振幅の
双方にひずみが生じ得る。図１にかかる状況を示す。図
１のライン（ａ）は、受信アンテナが波長λおよび座標
１１に対するゼロクロス位相がゼロ、π、２π等の送信
信号１０を検出した際の時間ｔ1における状況を示す。
この信号は、直接伝播パスを通った信号である。従って
時間ｔ2ではアンテナには、同じ信号であるが別の伝播
パスを通った信号が到着し、（ａ）における既に受信さ
れている信号と干渉する。図１のライン（ｂ）にはこの
新しく到着した信号を、信号１２として示してある。こ
れら２つの信号１０と１２を重ねる結果、点線で示した
波形１３が得られ、この波形の振幅は信号１０よりも大
きく、かつゼロクロス位相は信号１０と異なるような
（すなわちθ1、π＋θ1、２π＋θ1等）波形が示され
ている。
は光通信を使用した通信システムは周知である。しかし
ながら、かかるシステムにおいては、所定の状況下では
送信信号は一つのパスのみを通って伝播するわけではな
く、２本以上のパスを通って同時に伝播するという共通
した問題がある。このような現象が生じると、受信アン
テナでは個々の伝播パスの長さに応じた時間に多数の信
号が受信される。この結果受信信号の位相および振幅の
双方にひずみが生じ得る。図１にかかる状況を示す。図
１のライン（ａ）は、受信アンテナが波長λおよび座標
１１に対するゼロクロス位相がゼロ、π、２π等の送信
信号１０を検出した際の時間ｔ1における状況を示す。
この信号は、直接伝播パスを通った信号である。従って
時間ｔ2ではアンテナには、同じ信号であるが別の伝播
パスを通った信号が到着し、（ａ）における既に受信さ
れている信号と干渉する。図１のライン（ｂ）にはこの
新しく到着した信号を、信号１２として示してある。こ
れら２つの信号１０と１２を重ねる結果、点線で示した
波形１３が得られ、この波形の振幅は信号１０よりも大
きく、かつゼロクロス位相は信号１０と異なるような
（すなわちθ1、π＋θ1、２π＋θ1等）波形が示され
ている。
【０００３】更に別の伝播通路によりアンテナには第３
の信号１４が到着し（ライン(ｃ)）、この信号は複合信
号１３と干渉し、更に大きな振幅および信号１０に対す
る位相関係がθ2、π＋θ2、２π＋θ2等の最終複合信
号１５が発生する。
の信号１４が到着し（ライン(ｃ)）、この信号は複合信
号１３と干渉し、更に大きな振幅および信号１０に対す
る位相関係がθ2、π＋θ2、２π＋θ2等の最終複合信
号１５が発生する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従ってマルチパス伝播
の効果は、送信信号に対して受信信号の振幅および位相
特性がひずむことであることを理解できよう。説明を簡
略にするため、信号１２および１４は信号１０と同一振
幅を有するものとして示してあるが、現実にはこれら振
幅は送信時の減衰率に起因して大幅に低くなり、この結
果、複合波形１５は図１に示したひずみよりもひどい振
幅および位相ひずみを被る。
の効果は、送信信号に対して受信信号の振幅および位相
特性がひずむことであることを理解できよう。説明を簡
略にするため、信号１２および１４は信号１０と同一振
幅を有するものとして示してあるが、現実にはこれら振
幅は送信時の減衰率に起因して大幅に低くなり、この結
果、複合波形１５は図１に示したひずみよりもひどい振
幅および位相ひずみを被る。
【０００５】かかるひずみは特にデジタル変調信号を受
信する際に問題となり得る。例えばひずみが十分に広い
と、データチェーンにおける一つのシンボルに関する情
報は、チェーン内の次のシンボルまたはその後のシンボ
ルに関連する情報とも干渉し得る。
信する際に問題となり得る。例えばひずみが十分に広い
と、データチェーンにおける一つのシンボルに関する情
報は、チェーン内の次のシンボルまたはその後のシンボ
ルに関連する情報とも干渉し得る。
【０００６】よって、本発明の目的は、上記振幅および
位相ひずみ効果を補償する等化装置を提供することにあ
る。
位相ひずみ効果を補償する等化装置を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の第一の様相によ
れば、例えばマルチパス伝播効果に起因するような振幅
および位相ひずみを補正するよう受信機で使用するため
の等化装置において、入力信号が送られる入力端および
入力端における信号の振幅および位相をそれぞれ表示す
る第１および第２出力端を有し、受信機により受信され
た信号を増幅するための増幅手段と、増幅手段の第２出
力端が接続され、受信信号の位相の外乱を検出するため
の位相検出手段と、増幅手段の入力端の下流にある受信
信号の通路内に配置されており、第１および第２入力端
がそれぞれ増幅手段の第１出力端および位相検出手段の
出力端にそれぞれ接続されている、位相および振幅ひず
み効果を補正するための補正手段とを備え、前記補正手
段は増幅手段および位相検出手段によりそれぞれ検出さ
れる振幅および位相の外乱に応答して受信信号の振幅お
よび位相を調節するようになっている等化装置が提供さ
れる。
れば、例えばマルチパス伝播効果に起因するような振幅
および位相ひずみを補正するよう受信機で使用するため
の等化装置において、入力信号が送られる入力端および
入力端における信号の振幅および位相をそれぞれ表示す
る第１および第２出力端を有し、受信機により受信され
た信号を増幅するための増幅手段と、増幅手段の第２出
力端が接続され、受信信号の位相の外乱を検出するため
の位相検出手段と、増幅手段の入力端の下流にある受信
信号の通路内に配置されており、第１および第２入力端
がそれぞれ増幅手段の第１出力端および位相検出手段の
出力端にそれぞれ接続されている、位相および振幅ひず
み効果を補正するための補正手段とを備え、前記補正手
段は増幅手段および位相検出手段によりそれぞれ検出さ
れる振幅および位相の外乱に応答して受信信号の振幅お
よび位相を調節するようになっている等化装置が提供さ
れる。
【０００８】この等化装置によって得られる補償は、受
信されたデータの保全性を単に維持するだけの用途以外
の多数の用途がある。かかる用途としては、２次レーダ
ーおよび測距システムにおける精度を上げる用途があ
り、更に、レーダー信号のアクティブなジャンミングが
行われている場合の対電子対策（ＥＣＣＭ）としてのレ
ーダーシステムでも使用できる。
信されたデータの保全性を単に維持するだけの用途以外
の多数の用途がある。かかる用途としては、２次レーダ
ーおよび測距システムにおける精度を上げる用途があ
り、更に、レーダー信号のアクティブなジャンミングが
行われている場合の対電子対策（ＥＣＣＭ）としてのレ
ーダーシステムでも使用できる。
【０００９】好ましくは、検出手段は位相検出器と遅延
ラインとを備え、遅延ラインの一端は位相検出器の第１
入力端に接続されており、遅延ラインの他端は位相検出
器の第２入力端および増幅手段の第２入力端に接続され
る。かかる装置は、例えばマルチパス伝播に起因して、
現在ある信号に別の信号が重なる場合に生じるような受
信信号の位相の不連続性を、位相検出手段が検出できる
ようにするものである。
ラインとを備え、遅延ラインの一端は位相検出器の第１
入力端に接続されており、遅延ラインの他端は位相検出
器の第２入力端および増幅手段の第２入力端に接続され
る。かかる装置は、例えばマルチパス伝播に起因して、
現在ある信号に別の信号が重なる場合に生じるような受
信信号の位相の不連続性を、位相検出手段が検出できる
ようにするものである。
【００１０】位相検出器は、種々の方法、例えば直角復
調器、位相ロックループ等として構成できる。
調器、位相ロックループ等として構成できる。
【００１１】増幅手段は、逐次検出対数増幅器として構
成でき、この場合、増幅手段の第１出力端は対数増幅器
の検出された対数出力端であり、増幅手段の第２出力端
は対数増幅器の制限リニア出力端であることが好まし
い。対数増幅器の使用により、例えば従来のＡＧＣ回路
に対して行われるアタック時間の制限をすることなく信
号圧縮を行うことができる。更に逐次検出対数増幅器の
使用により、広帯域を維持しながら、広いダイナミック
レンジが得られる。
成でき、この場合、増幅手段の第１出力端は対数増幅器
の検出された対数出力端であり、増幅手段の第２出力端
は対数増幅器の制限リニア出力端であることが好まし
い。対数増幅器の使用により、例えば従来のＡＧＣ回路
に対して行われるアタック時間の制限をすることなく信
号圧縮を行うことができる。更に逐次検出対数増幅器の
使用により、広帯域を維持しながら、広いダイナミック
レンジが得られる。
【００１２】補正手段は、キャリブレーション中に受信
されるキャリブレーション信号内で発生する振幅および
位相の外乱の大きさに関連した値を記憶するための記憶
手段と、後の補償中にこれら値を検索し、これを使って
補正中に受信されるデータ信号中の振幅および位相の外
乱を補正する検索手段を備えることができる。
されるキャリブレーション信号内で発生する振幅および
位相の外乱の大きさに関連した値を記憶するための記憶
手段と、後の補償中にこれら値を検索し、これを使って
補正中に受信されるデータ信号中の振幅および位相の外
乱を補正する検索手段を備えることができる。
【００１３】補正手段は外乱の値をデジタル値に変換す
るためのアナログ−デジタル変換手段およびこのデジタ
ルの外乱の値を受け、これより記憶手段に記憶するため
の補正係数を発生する処理手段とを備えることができ
る。
るためのアナログ−デジタル変換手段およびこのデジタ
ルの外乱の値を受け、これより記憶手段に記憶するため
の補正係数を発生する処理手段とを備えることができ
る。
【００１４】本発明の第２の様相によれば、キャリブレ
ーション段階と補償段階とを備え、例えばマルチパス伝
播に起因する送信システムにおける振幅および位相ひず
み効果を補正するための方法であり、キャリブレーショ
ン段階はキャリブレーション信号を送信し、このキャリ
ブレーション信号を受信し、この信号を増幅手段へ送
り、増幅手段は受信したキャリブレーション信号の振幅
およびひずみを示す信号を別個の出力端に発生し、増幅
手段の位相出力端において、信号の位相の外乱を位相検
出手段内で検出し、補償段階中に使用するための振幅お
よび位相補償信号（これら補償信号は時間を経て発生す
る振幅および位相の外乱に関連しており）をそれぞれ増
幅手段の振幅出力端および位相検出手段の出力端から発
生する工程を備え、補償段階は前記位相および振幅ひず
み効果を補償するように、受信信号の通路内に位置する
補正手段に前記補正信号を時間を経て印加することを含
む、通信システムにおける振幅および位相ひずみ効果を
補正するための方法が提供される。
ーション段階と補償段階とを備え、例えばマルチパス伝
播に起因する送信システムにおける振幅および位相ひず
み効果を補正するための方法であり、キャリブレーショ
ン段階はキャリブレーション信号を送信し、このキャリ
ブレーション信号を受信し、この信号を増幅手段へ送
り、増幅手段は受信したキャリブレーション信号の振幅
およびひずみを示す信号を別個の出力端に発生し、増幅
手段の位相出力端において、信号の位相の外乱を位相検
出手段内で検出し、補償段階中に使用するための振幅お
よび位相補償信号（これら補償信号は時間を経て発生す
る振幅および位相の外乱に関連しており）をそれぞれ増
幅手段の振幅出力端および位相検出手段の出力端から発
生する工程を備え、補償段階は前記位相および振幅ひず
み効果を補償するように、受信信号の通路内に位置する
補正手段に前記補正信号を時間を経て印加することを含
む、通信システムにおける振幅および位相ひずみ効果を
補正するための方法が提供される。
【００１５】補償信号は補正手段における補正素子の振
幅および位相特性を調節するのに使用できる。
幅および位相特性を調節するのに使用できる。
【００１６】キャリブレーション信号は、データから別
々に送信されたチャンネルサウンディングパルスまたは
データ列のヘッド部で送信される、既知の位相および振
幅特性を有するプレアンブルのいずれかでよい。
々に送信されたチャンネルサウンディングパルスまたは
データ列のヘッド部で送信される、既知の位相および振
幅特性を有するプレアンブルのいずれかでよい。
【００１７】
【作用及び実施例】以下、添付図面を参照して例のみに
より本発明について説明する。
より本発明について説明する。
【００１８】図２には、本発明の等化装置を使用した無
線受信機が示されている。図２では、混合器２２はアン
テナ２１により検出された送信ＲＦ信号を一方の入力端
で受信し、かつ局部発振器２４により供給された局部発
振信号を他方の入力端で受信する。中間周波数となって
いる混合器２２の出力信号は、一方で本発明に係わる等
化装置４２、ライン２３を通って送られ、他方でライン
２５を通って補正手段５０へ送られる。この補正手段５
０は、ＩＦ信号の通路の途中に設けられており、別の処
理、例えば増幅、復調等を行うようになっている。
線受信機が示されている。図２では、混合器２２はアン
テナ２１により検出された送信ＲＦ信号を一方の入力端
で受信し、かつ局部発振器２４により供給された局部発
振信号を他方の入力端で受信する。中間周波数となって
いる混合器２２の出力信号は、一方で本発明に係わる等
化装置４２、ライン２３を通って送られ、他方でライン
２５を通って補正手段５０へ送られる。この補正手段５
０は、ＩＦ信号の通路の途中に設けられており、別の処
理、例えば増幅、復調等を行うようになっている。
【００１９】等化装置４０は、後に詳細に説明する対数
増幅器（対数増幅器）２６から成り、この対数増幅器は
混合器からのＩＦ信号を受け、２つの出力端に補正手段
５０への制御信号３７を発生する。この制御信号の一方
はライン２７を介して直接補正手段５０へ送られ、他方
はライン３５を通り、位相検出手段３２を介して間接的
に送られる。位相検出手段３２は、２つの入力端３１お
よび３３を有する位相検出器３０を含む。入力端のうち
の第１入力端３１は、対数増幅器２６のリニア出力端２
９に直接接続されており、出力端のうちの第２出力端３
３は、遅延ライン２８を介して同じリニア出力端２９に
接続されている。対数増幅器２６の他方の出力端３９は
対数増幅器２６の入力端３４における入力信号の対数に
比例した信号を発生する。
増幅器（対数増幅器）２６から成り、この対数増幅器は
混合器からのＩＦ信号を受け、２つの出力端に補正手段
５０への制御信号３７を発生する。この制御信号の一方
はライン２７を介して直接補正手段５０へ送られ、他方
はライン３５を通り、位相検出手段３２を介して間接的
に送られる。位相検出手段３２は、２つの入力端３１お
よび３３を有する位相検出器３０を含む。入力端のうち
の第１入力端３１は、対数増幅器２６のリニア出力端２
９に直接接続されており、出力端のうちの第２出力端３
３は、遅延ライン２８を介して同じリニア出力端２９に
接続されている。対数増幅器２６の他方の出力端３９は
対数増幅器２６の入力端３４における入力信号の対数に
比例した信号を発生する。
【００２０】次に図４および５を用いて対数増幅器２６
について説明する。対数増幅器２６は、当業者により逐
次検出対数増幅器として知られている増幅器から構成さ
れており、このデバイスの構造は図４に示されている。
この逐次検出対数増幅器２６は、カスケード状に接続さ
れたｎ個の多数の同じリニア制限増幅ステージＡ1〜Ａn
から成る。各ステージの出力信号は検出器Ｄ1〜Ｄnによ
り検出され、このデバイス全体への入力信号６２も検出
器Ｄ０で検出される。検出器Ｄ0〜Ｄnの出力信号は遅延
ライン６４で加算される。遅延ラインは増幅器／検出器
の列を通る伝播遅れを補償するよう働き、この遅延ライ
ン６４の出力信号はビデオ増幅器７０へ取り込まれ、ビ
デオ増幅器７０は出力端に入力電圧の対数に比例した信
号を発生する。最後に、別の出力信号６６が最終増幅ス
テージＡnの出力端から取り出される。この出力信号は
入力電圧がＡnの利得倍された大きさとなっているが、
すべての利得ステージの共通出力制限電圧に制限されて
いる。
について説明する。対数増幅器２６は、当業者により逐
次検出対数増幅器として知られている増幅器から構成さ
れており、このデバイスの構造は図４に示されている。
この逐次検出対数増幅器２６は、カスケード状に接続さ
れたｎ個の多数の同じリニア制限増幅ステージＡ1〜Ａn
から成る。各ステージの出力信号は検出器Ｄ1〜Ｄnによ
り検出され、このデバイス全体への入力信号６２も検出
器Ｄ０で検出される。検出器Ｄ0〜Ｄnの出力信号は遅延
ライン６４で加算される。遅延ラインは増幅器／検出器
の列を通る伝播遅れを補償するよう働き、この遅延ライ
ン６４の出力信号はビデオ増幅器７０へ取り込まれ、ビ
デオ増幅器７０は出力端に入力電圧の対数に比例した信
号を発生する。最後に、別の出力信号６６が最終増幅ス
テージＡnの出力端から取り出される。この出力信号は
入力電圧がＡnの利得倍された大きさとなっているが、
すべての利得ステージの共通出力制限電圧に制限されて
いる。
【００２１】図４および５を参照して、次に、この対数
増幅器の作動について説明する。各ステージＡ1、Ａ2等
は、図５に番号８２で示すような利得特性を有するリニ
ア増幅ステージである。第１ステージＡ1の特性は８２
−１として示され、第２ステージＡ2の特性は８２−２
として示され、最後にｎ番目のステージの特性は８２−
ｎと示される。個々の増幅器自体はリニアであるので、
出力電圧と入力電力との関係としての利得特性（ｄＢ）
をプロットすると、リニアな利得曲線でなくて、図５に
示すような非対数利得曲線が得られる。更に各増幅器
は、レベル８３に制限するようになっているので、信号
が対数増幅器２６の入力端６２に加えられると、出力端
６６における信号が入力信号６２に対してＡn倍増幅さ
れているので、検出器Ｄnはアクティブとなる最初の検
出器となっている。従って、ビデオ増幅器７０により増
幅される検出器Ｄnの出力信号は、図５における曲線８
２−ｎに従うことになる。
増幅器の作動について説明する。各ステージＡ1、Ａ2等
は、図５に番号８２で示すような利得特性を有するリニ
ア増幅ステージである。第１ステージＡ1の特性は８２
−１として示され、第２ステージＡ2の特性は８２−２
として示され、最後にｎ番目のステージの特性は８２−
ｎと示される。個々の増幅器自体はリニアであるので、
出力電圧と入力電力との関係としての利得特性（ｄＢ）
をプロットすると、リニアな利得曲線でなくて、図５に
示すような非対数利得曲線が得られる。更に各増幅器
は、レベル８３に制限するようになっているので、信号
が対数増幅器２６の入力端６２に加えられると、出力端
６６における信号が入力信号６２に対してＡn倍増幅さ
れているので、検出器Ｄnはアクティブとなる最初の検
出器となっている。従って、ビデオ増幅器７０により増
幅される検出器Ｄnの出力信号は、図５における曲線８
２−ｎに従うことになる。
【００２２】入力端６２における信号は、更に増加する
につれて、増幅器Ａnはそのリニア動作の限界に達し、
飽和状態となる。これは図５におけるライン８３によっ
て示される。このような飽和が生じると、増幅器Ａn-1
が検出器Ｄn-1をドライブし始めて、作動状態にし、こ
の増幅器は検出器Ｄn-1の出力端に曲線８２−n-1に従う
ような出力信号を発生する。しかしながらこの出力信号
は、制限レベル８３となっている検出器Ａnの出力信号
と加算されるので、ビデオ増幅器７０からの加算出力信
号は図５に８４で示されるような信号となる。入力信号
が上昇するにつれて、このプロセスはＡnからＡ1のすべ
てのステージに対して続くので、対数増幅器全体の総特
性は図５に示すような波形の曲線８５となる。この曲線
はほぼ直線であるので、対数増幅器の対数利得特性は一
つの単位と予想できる。使用するステージの数は、対数
増幅器に必要なダイナミックレンジによって決定され
る。
につれて、増幅器Ａnはそのリニア動作の限界に達し、
飽和状態となる。これは図５におけるライン８３によっ
て示される。このような飽和が生じると、増幅器Ａn-1
が検出器Ｄn-1をドライブし始めて、作動状態にし、こ
の増幅器は検出器Ｄn-1の出力端に曲線８２−n-1に従う
ような出力信号を発生する。しかしながらこの出力信号
は、制限レベル８３となっている検出器Ａnの出力信号
と加算されるので、ビデオ増幅器７０からの加算出力信
号は図５に８４で示されるような信号となる。入力信号
が上昇するにつれて、このプロセスはＡnからＡ1のすべ
てのステージに対して続くので、対数増幅器全体の総特
性は図５に示すような波形の曲線８５となる。この曲線
はほぼ直線であるので、対数増幅器の対数利得特性は一
つの単位と予想できる。使用するステージの数は、対数
増幅器に必要なダイナミックレンジによって決定され
る。
【００２３】対数増幅器の出力端６６の信号（図４参
照）は、出力端７２における対数処理された検出信号の
ような複合信号ではないが、振幅が制限された信号とな
っており、その主な用途は検出／対数処理プロセスで失
われた位相情報を保存することである。従って、ライン
６６および７２上の２つの出力信号は対数増幅器の入力
端における信号に関する位相および振幅情報をそれぞれ
含んでいる。
照）は、出力端７２における対数処理された検出信号の
ような複合信号ではないが、振幅が制限された信号とな
っており、その主な用途は検出／対数処理プロセスで失
われた位相情報を保存することである。従って、ライン
６６および７２上の２つの出力信号は対数増幅器の入力
端における信号に関する位相および振幅情報をそれぞれ
含んでいる。
【００２４】対数増幅器内でリニア増幅ステージを用い
ることにより、真の対数特性（直線）から不可避的な偏
差が生じることは明らかである。しかしながら、線形性
からの偏差が所定限度を越えない利得曲線の一部だけ
に、各増幅ステージの動作を限定することにより、許容
可能な近似直線８５を得ることができる。
ることにより、真の対数特性（直線）から不可避的な偏
差が生じることは明らかである。しかしながら、線形性
からの偏差が所定限度を越えない利得曲線の一部だけ
に、各増幅ステージの動作を限定することにより、許容
可能な近似直線８５を得ることができる。
【００２５】更に、増幅器および検出ステージに対し広
帯域の差動増幅器を用いると、加算プロセスにおいて遅
延ライン６４を用いなくてもよくなる。
帯域の差動増幅器を用いると、加算プロセスにおいて遅
延ライン６４を用いなくてもよくなる。
【００２６】次に図１および２を再度参照すると、等化
プロセスの動作は次のようになる。等化装置はまず、受
信機２０に送信すべきいわゆるチャンネルサウンディン
グパルスを配列することによりキャリブレートされる。
この送信は、受信機内で位相および振幅の補正を行える
ように、用いるべき送信チャンネルの特性の確認が可能
となる。チャンネルサウンディングパルスは図１の信号
１０のようなサイン波形のパルスとなっており、このチ
ャンネルサウンディングパルスは受信機２０により受信
され、混合器２２内でＩＦに変換され、ライン２３を通
って等化装置４０へ送られ、この等化装置において、一
方で出力端３９上の対数増幅信号に変換され、他方で対
数増幅器２６の出力端２９上の制限された線形増幅され
た信号に変換される。
プロセスの動作は次のようになる。等化装置はまず、受
信機２０に送信すべきいわゆるチャンネルサウンディン
グパルスを配列することによりキャリブレートされる。
この送信は、受信機内で位相および振幅の補正を行える
ように、用いるべき送信チャンネルの特性の確認が可能
となる。チャンネルサウンディングパルスは図１の信号
１０のようなサイン波形のパルスとなっており、このチ
ャンネルサウンディングパルスは受信機２０により受信
され、混合器２２内でＩＦに変換され、ライン２３を通
って等化装置４０へ送られ、この等化装置において、一
方で出力端３９上の対数増幅信号に変換され、他方で対
数増幅器２６の出力端２９上の制限された線形増幅され
た信号に変換される。
【００２７】出力端２９における、リニア増幅された制
限信号は、位相検出手段３２へ入力され、ここで信号自
体の遅延信号と比較される。このような遅延は、遅延ラ
イン２８により行われ、位相検出器３０は遅延ラインの
入力端に発生する信号と出力端に発生する信号を比較す
る。位相検出器３０は受信信号が公称搬送波周波数であ
る時、位相検出器３０がそのレンジの中間になるよう
に、遅延ライン２８固有の遅延に関連して設計されてい
る。位相検出器３０の出力と対数増幅器２６の対数出力
信号３９の双方は、補正手段５０へ送られる。この補正
手段５０は、次のデータ送信位相段階中に使用するため
これら出力信号内に含まれる情報を処理する。
限信号は、位相検出手段３２へ入力され、ここで信号自
体の遅延信号と比較される。このような遅延は、遅延ラ
イン２８により行われ、位相検出器３０は遅延ラインの
入力端に発生する信号と出力端に発生する信号を比較す
る。位相検出器３０は受信信号が公称搬送波周波数であ
る時、位相検出器３０がそのレンジの中間になるよう
に、遅延ライン２８固有の遅延に関連して設計されてい
る。位相検出器３０の出力と対数増幅器２６の対数出力
信号３９の双方は、補正手段５０へ送られる。この補正
手段５０は、次のデータ送信位相段階中に使用するため
これら出力信号内に含まれる情報を処理する。
【００２８】次に、第２の伝播路を通った送信チャンネ
ルサウンディングパルスがアンテナ２１に第２の時刻
に、すなわち時間ｔ2（図１参照）に到着すると仮定す
る。この第２入力信号の受信時に混合器２２の出力端に
おけるＩＦ信号は、図１の波形１３に示されるような、
振幅差および位相差を示す。振幅差は対数増幅器２６に
おいて対数増幅された後に補正手段５０へ直接送られる
が、位相変化（θ1）は次に説明するように、まず位相
検出手段３２によって検出される。
ルサウンディングパルスがアンテナ２１に第２の時刻
に、すなわち時間ｔ2（図１参照）に到着すると仮定す
る。この第２入力信号の受信時に混合器２２の出力端に
おけるＩＦ信号は、図１の波形１３に示されるような、
振幅差および位相差を示す。振幅差は対数増幅器２６に
おいて対数増幅された後に補正手段５０へ直接送られる
が、位相変化（θ1）は次に説明するように、まず位相
検出手段３２によって検出される。
【００２９】位相検出手段３２の入力端に、リニア増幅
された制限ＩＦ信号１３が到着すると、この新しい信号
１３は位相検出器３０の入力端３１に直接送られる。し
かしながら位相検出器３０の入力信号３３は、過去の直
接伝播した信号１０の遅延信号となっている。この結
果、位相検出器３０における初期の位相差は、角度θ１
だけ変化する。この変化すなわち対数増幅器２６の出力
端３９から得られる振幅差との不連続は、第１信号１０
（直接受信されたチャンネルサウンディングパルス）の
初期の受信時に対して、これら変化が生じた時間の記録
と共に、補正手段５０に記録される。
された制限ＩＦ信号１３が到着すると、この新しい信号
１３は位相検出器３０の入力端３１に直接送られる。し
かしながら位相検出器３０の入力信号３３は、過去の直
接伝播した信号１０の遅延信号となっている。この結
果、位相検出器３０における初期の位相差は、角度θ１
だけ変化する。この変化すなわち対数増幅器２６の出力
端３９から得られる振幅差との不連続は、第１信号１０
（直接受信されたチャンネルサウンディングパルス）の
初期の受信時に対して、これら変化が生じた時間の記録
と共に、補正手段５０に記録される。
【００３０】所定の後の時間ｔ３において、チャンネル
サウンディングパルスは第３伝播路を通ってアンテナ２
１に到着し、混合器２２の出力端にＩＦ信号の振幅およ
び位相（図１の波形１５）の第２の不連続を生じさせ
る。先のケースと同じように、新しい信号１５が位相検
出手段３２に到着すると、位相検出器３０の入力端３３
は、図１の信号１３に対応する先の（第２の伝播路を通
った）信号を受けるが、位相検出器３０の入力端３１は
信号１３に対応する新しい（第３の伝播路を通った）信
号を受ける。これにより信号１０に対する第２の差θ２
が生じ、この差は位相検出器３０に記録される。このよ
うな位相差は、関連する振幅差と共に補正手段５０にお
いて、依然と同じようにこれらの差が生じる時間に関連
づけられる。
サウンディングパルスは第３伝播路を通ってアンテナ２
１に到着し、混合器２２の出力端にＩＦ信号の振幅およ
び位相（図１の波形１５）の第２の不連続を生じさせ
る。先のケースと同じように、新しい信号１５が位相検
出手段３２に到着すると、位相検出器３０の入力端３３
は、図１の信号１３に対応する先の（第２の伝播路を通
った）信号を受けるが、位相検出器３０の入力端３１は
信号１３に対応する新しい（第３の伝播路を通った）信
号を受ける。これにより信号１０に対する第２の差θ２
が生じ、この差は位相検出器３０に記録される。このよ
うな位相差は、関連する振幅差と共に補正手段５０にお
いて、依然と同じようにこれらの差が生じる時間に関連
づけられる。
【００３１】次に図３を参照すると、補正手段５０に入
力される制御信号３７は、Ａ／Ｄコンバータ５２、５３
によりデジタル状に変換され、次にプロセッサ５４で処
理される。ここでは、位相および振幅ひずみ効果を補正
するための位相および振幅の必要な係数が計算され、信
号路における一つ以上の乗算器および増幅器５５、５６
の利得および位相係数を調節するのに使用される。この
プロセッサは対数増幅器２６の出力端３９および位相検
出手段３２から見た振幅差および位相差の経過時間をト
ラッキングする。
力される制御信号３７は、Ａ／Ｄコンバータ５２、５３
によりデジタル状に変換され、次にプロセッサ５４で処
理される。ここでは、位相および振幅ひずみ効果を補正
するための位相および振幅の必要な係数が計算され、信
号路における一つ以上の乗算器および増幅器５５、５６
の利得および位相係数を調節するのに使用される。この
プロセッサは対数増幅器２６の出力端３９および位相検
出手段３２から見た振幅差および位相差の経過時間をト
ラッキングする。
【００３２】キャリブレーションが完了すれば、次にデ
ータ送信を行うことができる。データ受信中、補正手段
５０における増幅器５５および乗算器５６の位相および
振幅特性はプロセッサ５４により先に記録されていた時
刻に対数増幅器出力端および位相検出手段３２からの情
報に基づき、プロセッサ５４により先に計算されていた
量だけ調節される。このようにマルチパスひずみ効果は
受信機２０内で補償される。
ータ送信を行うことができる。データ受信中、補正手段
５０における増幅器５５および乗算器５６の位相および
振幅特性はプロセッサ５４により先に記録されていた時
刻に対数増幅器出力端および位相検出手段３２からの情
報に基づき、プロセッサ５４により先に計算されていた
量だけ調節される。このようにマルチパスひずみ効果は
受信機２０内で補償される。
【００３３】
【発明の効果】キャリブレートを行うのに、チャンネル
サウンディングパルスを用いる代わりに本発明の第２実
施例（図示せず）では、既知の位相および振幅特性を有
するデータ送信プレアンブルを送信のごく初期に用い
る。従ってデータの各送信前にキャリブレートが行わ
れ、このキャリブレーションを用いることにより、送信
されるデータ列のうちのデータ部分のその後の送信中に
ひずみ除去を行う。
サウンディングパルスを用いる代わりに本発明の第２実
施例（図示せず）では、既知の位相および振幅特性を有
するデータ送信プレアンブルを送信のごく初期に用い
る。従ってデータの各送信前にキャリブレートが行わ
れ、このキャリブレーションを用いることにより、送信
されるデータ列のうちのデータ部分のその後の送信中に
ひずみ除去を行う。
【図１】信号が多数の伝播路を通って受信される際の、
受信信号における振幅差および位相差を示す。
受信信号における振幅差および位相差を示す。
【図２】本発明に係わる等化装置を内蔵する受信機の略
図である。
図である。
【図３】図２に示した補正ブロックの略図である。
【図４】本発明に係わる等化装置内で用いるような、逐
次検出対数増幅器の略図である。
次検出対数増幅器の略図である。
【図５】図４に示される対数増幅器の入力パワーと出力
電圧との関係を示すグラフである。
電圧との関係を示すグラフである。
２１ アンテナ ２２ 混合器 ２４ 局部発振器 ２３、２５ ライン ２６ 対数増幅器 ３０ 位相検出器 ５０ 補正手段
Claims (12)
- 【請求項１】例えばマルチパス伝播効果に起因するよう
な振幅および位相ひずみを補正するよう受信機で使用す
るための等化装置において、 入力信号が送られる入力端（３４）および入力端におけ
る信号の振幅および位相をそれぞれ表示する第１および
第２出力端（３９、２９）を有し、受信機により受信さ
れた信号を増幅するための増幅手段（２６）と、 増幅手段の第２出力端（２９）が接続され、受信信号の
位相の外乱を検出するための位相検出手段（３２）と、 増幅手段（２６）の入力端の下流にある受信信号の通路
内に配置されており、第１および第２入力端がそれぞれ
増幅手段（２６）の第１出力端（３９）および位相検出
手段の出力端（３５）にそれぞれ接続されている、位相
および振幅ひずみ効果を補正するための補正手段（５
０）とを備え、 前記補正手段（５０）は増幅手段（２６）および位相検
出手段（３２）によりそれぞれ検出される振幅および位
相の外乱に応答して受信信号の振幅および位相を調節す
るようになっている等化装置。 - 【請求項２】検出手段（３２）は位相検出器（３０）と
遅延ライン（２８）とを備え、遅延ライン（２８）の一
端は位相検出器の第１入力端（３３）に接続されてお
り、遅延ライン（２８）の他端は位相検出器（３０）の
第２入力端（３１）および増幅手段（２６）の第２入力
端（２９）に接続されている請求項１記載の等化装置。 - 【請求項３】増幅手段（２６）は、逐次検出対数増幅器
であり、この増幅手段（２６）の第１出力端（３９）は
対数増幅器の検出された対数出力により構成され、増幅
手段（２６）の第２出力端は対数増幅器のリニア制限出
力端により構成されている請求項１または２記載の等化
装置。 - 【請求項４】補正手段（５０）はキャリブレーション段
階中に受信されるキャリブレーション信号内で発生する
振幅および位相の外乱の大きさに関連した値を記憶する
ための記憶手段と、後の補償段階中にこれら値を検索
し、これを使って補償段階中に受信されるデータ信号中
の振幅および位相の外乱を補正する検索手段を備える、
請求項１〜３のいずれかに記載の等化装置。 - 【請求項５】補正手段（５０）は外乱の値をデジタル値
に変換するためのアナログ−デジタル変換手段（５２、
５３）およびこのデジタルの外乱の値を受け、これより
記憶手段に記憶するための補正係数を発生する処理手段
（５４）とを備える、請求項４記載の等化装置。 - 【請求項６】キャリブレーション段階と補償段階とを備
え、例えばマルチパス伝播に起因する送信システムにお
ける振幅および位相ひずみ効果を補正するための方法で
あり、キャリブレーション段階はキャリブレーション信
号を送信し、このキャリブレーション信号を受信し、こ
の信号を増幅手段（２６）へ送り、増幅手段（２６）は
受信したキャリブレーション信号の振幅およびひずみを
示す信号を別個の出力端（３９、２９）に発生し、増幅
手段（２６）の位相出力端（２９）において、信号の位
相の外乱を位相検出手段（３２）内で検出し、補償段階
中に使用するための振幅および位相補償信号（これら補
償信号は時間を経て発生する振幅および位相の外乱に関
連しており）をそれぞれ増幅手段（２６）の振幅出力端
（３９）および位相検出手段（３２）の出力端（３５）
から発生する工程を備え、 補償段階は前記位相および振幅ひずみ効果を補償するよ
うに、受信信号の通路内に位置する補正手段（５０）に
前記補正信号を時間を経て印加することを含む、通信シ
ステムにおける振幅および位相ひずみ効果を補正するた
めの方法。 - 【請求項７】補償信号は補正手段における補正素子の振
幅および位相特性を調節するのに使用される請求項６記
載の方法。 - 【請求項８】キャリブレーション段階の間に、補償信号
の大きさに対応する値を記憶し、補償段階においてその
記憶した値を検索する工程を含む、請求項７記載の方
法。 - 【請求項９】補償信号の振幅の値をデジタル値に変換
（５２、５３）し、これらデジタル値から補償係数を引
出し、補償段階において検索するためのこれら係数を記
憶する工程を含む請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】位相検出手段（３２）は、位相検出器
（３０）において、増幅手段（２６）の位相出力（２
９）と、それ自体の遅延した信号とを比較することによ
り、受信信号の位相の外乱を検出する、請求項６〜９の
いずれかに記載の方法。 - 【請求項１１】キャリブレーション信号は、データから
別々に送信されるチャンネルサウンディングパルスであ
る、請求項６〜１０のいずれかに記載の方法。 - 【請求項１２】キャリブレーション信号は、データ列の
ヘッド部で送信される、既知の位相および振幅特性を有
するプレアンブルである、請求項６〜１０のいずれかに
記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9314851A GB2280800B (en) | 1993-07-16 | 1993-07-16 | Equalisation arrangement |
| GB9314851.8 | 1993-07-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154315A true JPH07154315A (ja) | 1995-06-16 |
Family
ID=10739005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6185366A Pending JPH07154315A (ja) | 1993-07-16 | 1994-07-14 | 等化装置および送信システムにおける振幅および位相ひずみを補正するための方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5557640A (ja) |
| EP (1) | EP0634843B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07154315A (ja) |
| DE (1) | DE69433557T2 (ja) |
| GB (1) | GB2280800B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6151373A (en) * | 1997-04-03 | 2000-11-21 | At&T Corp. | Weak signal resolver |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2846959B2 (ja) * | 1993-12-15 | 1999-01-13 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 適応等化器 |
| US5828954A (en) * | 1996-04-04 | 1998-10-27 | Lucent Technologies Inc. | Transmission system for digital audio broadcasting |
| FR2755565B1 (fr) * | 1996-11-07 | 1999-01-08 | France Telecom | Procede d'emission par une station de base equipee d'une antenne a plusieurs capteurs vers un mobile |
| US5999258A (en) * | 1997-06-26 | 1999-12-07 | Nortel Networks Corporation | Optical interference measurement method and system |
| JPH11312988A (ja) * | 1998-04-30 | 1999-11-09 | Nec Corp | マイクロ波・ミリ波送信方法と送信装置 |
| US6983127B1 (en) * | 2001-07-31 | 2006-01-03 | Arraycomm, Inc. | Statistical calibration of wireless base stations |
| US7340265B2 (en) | 2002-02-28 | 2008-03-04 | Atheros Communications, Inc. | Method and apparatus for transient frequency distortion compensation |
| FI20020937A0 (fi) * | 2002-05-17 | 2002-05-17 | Nokia Corp | Virheenkorjaus radiojärjestelmän vastaanottimessa |
| CN100480906C (zh) * | 2004-09-24 | 2009-04-22 | 3M创新有限公司 | 闭环控制系统中的频率控制 |
| US8059705B2 (en) * | 2007-02-16 | 2011-11-15 | Applied Micro Circuits Corporation | Channel equalization using frequency and phase compensation |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1246209A (en) * | 1969-05-21 | 1971-09-15 | Marconi Co Ltd | Improvements in or relating to high frequency power amplifying arrangements |
| SE8306109L (sv) * | 1983-11-07 | 1985-05-08 | Ericsson Telefon Ab L M | Diversitetskombinator |
| US4673979A (en) * | 1984-06-15 | 1987-06-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital data reproducing system |
| EP0176029A1 (de) * | 1984-09-19 | 1986-04-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Digitales Übertragungssystem mit adaptiver Funkfeldentzerrung |
| US5170489A (en) * | 1988-11-30 | 1992-12-08 | Ellis Glazebrook | Noise blanker with continuous wave interference compensation |
| US5265125A (en) * | 1990-11-16 | 1993-11-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal detection apparatus for detecting digital information from PCM signal |
-
1993
- 1993-07-16 GB GB9314851A patent/GB2280800B/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-06-24 EP EP94304623A patent/EP0634843B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-24 DE DE69433557T patent/DE69433557T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-06-30 US US08/269,074 patent/US5557640A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-14 JP JP6185366A patent/JPH07154315A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9314851D0 (en) | 1993-09-01 |
| US5557640A (en) | 1996-09-17 |
| GB2280800A (en) | 1995-02-08 |
| EP0634843A3 (en) | 1997-07-30 |
| EP0634843B1 (en) | 2004-02-18 |
| EP0634843A2 (en) | 1995-01-18 |
| GB2280800B (en) | 1997-11-12 |
| DE69433557D1 (de) | 2004-03-25 |
| DE69433557T2 (de) | 2005-02-03 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041102 |
|
| A02 | Decision of refusal |
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