JPH0714121B2 - 帯域阻止ろ波器 - Google Patents
帯域阻止ろ波器Info
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- JPH0714121B2 JPH0714121B2 JP17218385A JP17218385A JPH0714121B2 JP H0714121 B2 JPH0714121 B2 JP H0714121B2 JP 17218385 A JP17218385 A JP 17218385A JP 17218385 A JP17218385 A JP 17218385A JP H0714121 B2 JPH0714121 B2 JP H0714121B2
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- Japan
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- resonator
- rectangular waveguide
- coupling
- equation
- band
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、テレビジョン放送装置又は一般通信装置にお
いて不要波を除去し、又は２信号波を合成し、或は不要
波を除去すると共に２信号波を合成する場合に用いられ
る定入力インピーダンスダイプレクサ等の構成に好適な
帯域阻止ろ波器に関するものである。
いて不要波を除去し、又は２信号波を合成し、或は不要
波を除去すると共に２信号波を合成する場合に用いられ
る定入力インピーダンスダイプレクサ等の構成に好適な
帯域阻止ろ波器に関するものである。
従来の技術 例えば、カラーテレビジョン放送装置において、音声信
号搬送波fAと映像信号搬送波fVとを合成するために、従
来、第14図に示すような帯域阻止ろ波器が用いられてい
る。
号搬送波fAと映像信号搬送波fVとを合成するために、従
来、第14図に示すような帯域阻止ろ波器が用いられてい
る。
第14図において、15は矩形導波管共振器、16は容量結合
用プローブ、17はλg/4同軸共振器（λｇは管内波
長）、18は容量結合用プローブ、19は伝送線路で、この
ような構成の帯域阻止ろ波器をハイブリッド回路と組合
せて定入力インピーダンスダイプレクサを構成した場
合、負荷Ｑの高い矩形導波管共振器15によって音声信号
搬送波fAが反射され、負荷Ｑの中程度のλg/4同軸共振
器17によってカラービート2fV−fS（fSはカラー副搬送
波）が除去され、ハイブリッド回路の出力端子から音声
信号を搬送波fAと映像信号搬送波fVとが構成されて取出
される。
用プローブ、17はλg/4同軸共振器（λｇは管内波
長）、18は容量結合用プローブ、19は伝送線路で、この
ような構成の帯域阻止ろ波器をハイブリッド回路と組合
せて定入力インピーダンスダイプレクサを構成した場
合、負荷Ｑの高い矩形導波管共振器15によって音声信号
搬送波fAが反射され、負荷Ｑの中程度のλg/4同軸共振
器17によってカラービート2fV−fS（fSはカラー副搬送
波）が除去され、ハイブリッド回路の出力端子から音声
信号を搬送波fAと映像信号搬送波fVとが構成されて取出
される。
発明が解決しようとする問題点 第14図に示した従来の帯域阻止ろ波器は、各独立した矩
形導波管共振器15とλg/4同軸共振器17とを伝送線路19
を介して縦続接続する必要があるため、構造が大型とな
るばかりでなく、構成部品の数も多いため、コスト高と
なるを免れ得ない。
形導波管共振器15とλg/4同軸共振器17とを伝送線路19
を介して縦続接続する必要があるため、構造が大型とな
るばかりでなく、構成部品の数も多いため、コスト高と
なるを免れ得ない。
本発明は、このような従来の欠点を除いて、構成が簡潔
小形で、コストの低廉な帯域阻止ろ波器を実現すること
を目的とする。
小形で、コストの低廉な帯域阻止ろ波器を実現すること
を目的とする。
問題点を解決するための手段、実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す断面図（第２図のＢ
−Ｂ断面図）、第２図は、第１図のＡ−Ａ断面図、第３
図は、第２図のＣ−Ｃ断面図で、各図において、１は軸
長がほぼλg/2、幅ａ、高さｂなる直六面体より成る共
通外部導体、２は内部導体で、共通外部導体１の内部空
間において軸方向が共通外部導体１の電界（ER）方向と
直角となるように設け、一端部を短絡端に、他端部を開
放端に形成してある。尚、理想的には、共通外部導体１
における側壁の中、何れか一方の短辺を含む正方形部分
の中心に内部導体２の一端部を位置せしめることが望ま
しいが、任意個所に設けても本発明を実施することが出
来る。３は容量結合用プローブで、内部導体との間の分
布容量を介して、共通外部導体１及び内部導体２により
形成されるλg/4同軸共振器と外部回路とを結合すると
共に、共通外部導体１との間の分布容量を介して、共通
外部導体１により形成される矩形導波管共振器と外部回
路とを結合する。４は共通外部導体１に穿った孔隙の周
縁と容量結合用プローブ３との間に介在せしめた絶縁
体、５は矩形導波管共振器内に励振されるTE10モード波
の共振周波数微細調整素子で、例えば、管内挿入長を変
化せしめ得る導体螺子、又は、回転軸の内端に細長い電
極板を取付け、この電極板を回転せしめ得るように形成
した素子等のような従来公知の素子の中、適宜の素子よ
り成る。６は、共通外部導体１及び内部導体２により形
成されるλg/4同軸共振器部分に励振されるTEMモード波
の共振周波数微細調整素子で、素子５と同様構成の素子
より成る。７は同軸線路で、その外部導体８に穿った孔
隙から共通容量結合用プローブ３の外端を線路内に挿入
して同軸線路７の内部導体９に接続し、この同軸線路を
介して外部回路、例えば、ハイブリッド回路又はサーキ
ュレータ等に接続する。
−Ｂ断面図）、第２図は、第１図のＡ−Ａ断面図、第３
図は、第２図のＣ−Ｃ断面図で、各図において、１は軸
長がほぼλg/2、幅ａ、高さｂなる直六面体より成る共
通外部導体、２は内部導体で、共通外部導体１の内部空
間において軸方向が共通外部導体１の電界（ER）方向と
直角となるように設け、一端部を短絡端に、他端部を開
放端に形成してある。尚、理想的には、共通外部導体１
における側壁の中、何れか一方の短辺を含む正方形部分
の中心に内部導体２の一端部を位置せしめることが望ま
しいが、任意個所に設けても本発明を実施することが出
来る。３は容量結合用プローブで、内部導体との間の分
布容量を介して、共通外部導体１及び内部導体２により
形成されるλg/4同軸共振器と外部回路とを結合すると
共に、共通外部導体１との間の分布容量を介して、共通
外部導体１により形成される矩形導波管共振器と外部回
路とを結合する。４は共通外部導体１に穿った孔隙の周
縁と容量結合用プローブ３との間に介在せしめた絶縁
体、５は矩形導波管共振器内に励振されるTE10モード波
の共振周波数微細調整素子で、例えば、管内挿入長を変
化せしめ得る導体螺子、又は、回転軸の内端に細長い電
極板を取付け、この電極板を回転せしめ得るように形成
した素子等のような従来公知の素子の中、適宜の素子よ
り成る。６は、共通外部導体１及び内部導体２により形
成されるλg/4同軸共振器部分に励振されるTEMモード波
の共振周波数微細調整素子で、素子５と同様構成の素子
より成る。７は同軸線路で、その外部導体８に穿った孔
隙から共通容量結合用プローブ３の外端を線路内に挿入
して同軸線路７の内部導体９に接続し、この同軸線路を
介して外部回路、例えば、ハイブリッド回路又はサーキ
ュレータ等に接続する。
尚、同軸線路７の代りに、例えば、同軸ケーブル又はス
トリッップライン等の高周波用伝送線を用いてもよい。
トリッップライン等の高周波用伝送線を用いてもよい。
第１図乃至第３図には、外部回路との結合素子として共
通容量結合用プローブ３を用いて矩形導波管共振器及び
λg/4同軸共振器と容量結合を行うように構成した場合
を例示したが、容量素子の代りに、第４図に要部断面図
（第１図に対応する断面図）を示すように、長さがほぼ
λg/4の磁気結合用ループ10を用い、ループ面が矩形導
波管共振器内におけるTE10モード波の磁界と直交するよ
うに設ければ、矩形導波管共振器との間は磁気結合とな
り、λg/4同軸共振器に励振されるTEMモード波の磁界成
分と交鎖することなく、λg/4同軸共振器側とは分布容
量によって結合されることになる。
通容量結合用プローブ３を用いて矩形導波管共振器及び
λg/4同軸共振器と容量結合を行うように構成した場合
を例示したが、容量素子の代りに、第４図に要部断面図
（第１図に対応する断面図）を示すように、長さがほぼ
λg/4の磁気結合用ループ10を用い、ループ面が矩形導
波管共振器内におけるTE10モード波の磁界と直交するよ
うに設ければ、矩形導波管共振器との間は磁気結合とな
り、λg/4同軸共振器に励振されるTEMモード波の磁界成
分と交鎖することなく、λg/4同軸共振器側とは分布容
量によって結合されることになる。
又、磁気結合用ループ10のループ面を、矩形導波管共振
器におけるTE10モード波の磁界方向と45゜の角度をなす
ように設ければ、矩形導波管共振器におけるTE10モード
波の磁界の中、ループ面と直交する成分と交鎖せしめる
と共に、λg/4同軸共振器におけるTEMモード波の磁界の
中、ループ面と直交する成分と交鎖せしめ得るから両共
振器と磁気結合を行わせることが出来る。
器におけるTE10モード波の磁界方向と45゜の角度をなす
ように設ければ、矩形導波管共振器におけるTE10モード
波の磁界の中、ループ面と直交する成分と交鎖せしめる
と共に、λg/4同軸共振器におけるTEMモード波の磁界の
中、ループ面と直交する成分と交鎖せしめ得るから両共
振器と磁気結合を行わせることが出来る。
磁気結合用ループ10のループ面を、矩形導波管共振器に
おけるTE10モード波の磁界と45゜以外の任意適宜の角度
を以て設けるようにすれば、その設置角度に応じて、何
れか一方の共振器との結合を密に、他方の共振器との結
合を疎となすことが出来る。
おけるTE10モード波の磁界と45゜以外の任意適宜の角度
を以て設けるようにすれば、その設置角度に応じて、何
れか一方の共振器との結合を密に、他方の共振器との結
合を疎となすことが出来る。
又、第５図に要部断面図（第３図に対応する断面図）を
示すように、矩形導波管共振器との結合を容量結合用プ
ローブ３を以て行い、λg/4同軸共振器との結合を、長
さがほぼλg/4の磁気結合用ループ11を以て行うように
構成してもよく、第６図及び第７図に要部断面図（第２
図及び第３図に対応する断面図）を示すように、矩形導
波管共振器との結合を長さがほぼλg/4の磁気結合用ル
ープ12を以て行い、λg/4同軸共振器との各結合を長さ
がほぼλg/4の磁気結合用ループ13を以て行うように構
成してもよい。
示すように、矩形導波管共振器との結合を容量結合用プ
ローブ３を以て行い、λg/4同軸共振器との結合を、長
さがほぼλg/4の磁気結合用ループ11を以て行うように
構成してもよく、第６図及び第７図に要部断面図（第２
図及び第３図に対応する断面図）を示すように、矩形導
波管共振器との結合を長さがほぼλg/4の磁気結合用ル
ープ12を以て行い、λg/4同軸共振器との各結合を長さ
がほぼλg/4の磁気結合用ループ13を以て行うように構
成してもよい。
第５図に示した実施例においては、同軸線路７及び14の
間を、可撓性を有する同軸線路又は所要角度に彎曲せし
めた同軸線路を以て直列に接続することにより、複合形
の帯域阻止ろ波器（等価的には、第14図に示した従来の
帯域阻止ろ波器と同じ）を実現することができ、第11図
について後述するように、直列接続された同軸線路７及
び14の両端をハイブリッド回路HYB1及びHYB2の結合端子
T1及びＴ′０に接続すると共に、上記と同様構成の本発
明帯域阻止ろ波器をハイブリッド回路HYB1及びHYB2の結
合端子T2及びＴ′３間に挿入接続することによってダイ
プレクサを構成することができ、このダイプレクサを構
成するハイブリッド回路HYB1の入力端子T0に例えばカラ
ーテレビジョン放送における映像信号搬送波fVを加え、
ハイブリッド回路HYB2の入力端子Ｔ′１に音声信号搬送
波fAを加えると、本発明帯域阻止ろ波器を形成する矩形
導波管共振器部分によって音声信号搬送波fAが反射さ
れ、λg/4同軸共振器部分によってカラービート2fV−fS
（fSはカラー副搬送波）が除去され、ハイブリッド回路
HYB2の出力端子Ｔ′２から音声信号搬送波fAと映像信号
搬送波fVとが合成されて出力される。
間を、可撓性を有する同軸線路又は所要角度に彎曲せし
めた同軸線路を以て直列に接続することにより、複合形
の帯域阻止ろ波器（等価的には、第14図に示した従来の
帯域阻止ろ波器と同じ）を実現することができ、第11図
について後述するように、直列接続された同軸線路７及
び14の両端をハイブリッド回路HYB1及びHYB2の結合端子
T1及びＴ′０に接続すると共に、上記と同様構成の本発
明帯域阻止ろ波器をハイブリッド回路HYB1及びHYB2の結
合端子T2及びＴ′３間に挿入接続することによってダイ
プレクサを構成することができ、このダイプレクサを構
成するハイブリッド回路HYB1の入力端子T0に例えばカラ
ーテレビジョン放送における映像信号搬送波fVを加え、
ハイブリッド回路HYB2の入力端子Ｔ′１に音声信号搬送
波fAを加えると、本発明帯域阻止ろ波器を形成する矩形
導波管共振器部分によって音声信号搬送波fAが反射さ
れ、λg/4同軸共振器部分によってカラービート2fV−fS
（fSはカラー副搬送波）が除去され、ハイブリッド回路
HYB2の出力端子Ｔ′２から音声信号搬送波fAと映像信号
搬送波fVとが合成されて出力される。
尚、第４図乃至第７図の説明において言及することのな
かった符号及び構成は、第１図乃至第３図と同様であ
る。
かった符号及び構成は、第１図乃至第３図と同様であ
る。
以上何れの実施例においても、容量結合素子と共通の外
部導体又は内部導体間の分布容量及び磁気結合用ループ
の磁界との交鎖面積を各変化せしめることによって各結
合度を変化せしめ得る。
部導体又は内部導体間の分布容量及び磁気結合用ループ
の磁界との交鎖面積を各変化せしめることによって各結
合度を変化せしめ得る。
本発明帯域阻止ろ波器を構成する矩形導波管共振器側の
無負荷Ｑ（QUR）は、共振器を銅を以て形成した場合、
次式で求めることが出来る。
無負荷Ｑ（QUR）は、共振器を銅を以て形成した場合、
次式で求めることが出来る。
又、λg/4同軸共振器側の無負荷Ｑ（QUC）は、共振器を
銅を以て形成した場合、次式で求められる。
銅を以て形成した場合、次式で求められる。
（１）式及び（２）式において、共通外部導体１の幅ａ
及び高さｂの各単位はcm、伝送周波数ｆの単位は（１）
式の場合GHz、（２）式の場合MHzで、ηは効率である。
及び高さｂの各単位はcm、伝送周波数ｆの単位は（１）
式の場合GHz、（２）式の場合MHzで、ηは効率である。
具体的数値例を示すと、例えば、伝送周波数ｆが600MH
z、共通外部導体１の幅ａが35cm、高さｂが10cm、遮断
周波数ｆとfCとの比f/fCが1.4の場合、 となる。
z、共通外部導体１の幅ａが35cm、高さｂが10cm、遮断
周波数ｆとfCとの比f/fCが1.4の場合、 となる。
又、極超短波帯のテレビジョン放送装置におけるダイプ
レクサに導入される映像信号搬送波fVが、例えば、597.
25MHz、カラー副搬送波fSが600.83MHz、音声信号搬送波
fAが601.75MHz、カラービート、2fV−fSが593.67MHzの
場合、音声信号搬送波fAにおける矩形導波管共振器側の
負荷Ｑを1000に形成すると、矩形導波管共振器側におけ
る抵抗分rAは、 となる。
レクサに導入される映像信号搬送波fVが、例えば、597.
25MHz、カラー副搬送波fSが600.83MHz、音声信号搬送波
fAが601.75MHz、カラービート、2fV−fSが593.67MHzの
場合、音声信号搬送波fAにおける矩形導波管共振器側の
負荷Ｑを1000に形成すると、矩形導波管共振器側におけ
る抵抗分rAは、 となる。
又、カラービート2fV−fSにおけるλg/4同軸共振器側の
負荷Ｑを600に形成すると、λg/4同軸共振器側における
抵抗分rSは、 となる。
負荷Ｑを600に形成すると、λg/4同軸共振器側における
抵抗分rSは、 となる。
第８図は、本発明帯域阻止ろ波器を示すブロック図で、
NF1は周波数f1に減衰極を有する第１の帯域阻止ろ波器
部分で、第１図乃至第３図における共通外部導体１によ
り形成される矩形導波管共振器に対応する部分、NF2は
周波数f2に減衰極を有する第２の帯域阻止ろ波器部分
で、第１図乃至第３図における共通外部導体１及び内部
導体２により形成されるλg/4同軸共振器に対応する部
分、Ｔは外部回路との結合端子である。
NF1は周波数f1に減衰極を有する第１の帯域阻止ろ波器
部分で、第１図乃至第３図における共通外部導体１によ
り形成される矩形導波管共振器に対応する部分、NF2は
周波数f2に減衰極を有する第２の帯域阻止ろ波器部分
で、第１図乃至第３図における共通外部導体１及び内部
導体２により形成されるλg/4同軸共振器に対応する部
分、Ｔは外部回路との結合端子である。
第９図は、本発明帯域阻止ろ波器の等価回路図で、R
1は、第１図乃至第３図における共通外部導体１により
形成される矩形導波管共振器により形成される共振回
路、C1はその容量分、L1はインダクタンス分、r1は抵抗
分、R2は、共通外部導体１及び内部導体２により形成さ
れる共振回路、C2はその容量分、L2はインダクタンス
分、r2は抵抗分である。
1は、第１図乃至第３図における共通外部導体１により
形成される矩形導波管共振器により形成される共振回
路、C1はその容量分、L1はインダクタンス分、r1は抵抗
分、R2は、共通外部導体１及び内部導体２により形成さ
れる共振回路、C2はその容量分、L2はインダクタンス
分、r2は抵抗分である。
共振回路R1のアドミタンス１、共振回路R2のアドミタ
ンス２及びアドミタンス１、２の合成アドミタン
スを理論計算により求めると、次式のとおりである。１ ＝1/｛r1＋ｊ（ωL1−ωC1）｝ ＝1/（r1＋jx1） ……（３）２ ＝1/｛r2＋ｊ（ωL2−ωC2）｝ ＝1/（r2＋jx2） ……（４） ＝１＋２ ……（５） 但し、 ω：角周波数 QL1:共振回路R1の負荷Ｑ QL2:共振回路R2の負荷Ｑ QU1:共振回路R1の無負荷Ｑ QU2:共振回路R2の無負荷Ｑ f:任意の伝送周波数 BW31:共振回路R1の3dB減衰周波数帯域幅 BW32:共振回路R2の3dB減衰周波数帯域幅 第９図に示した等価回路図は、（５）式から第10図のブ
ロック図を以って示すことが出来、その基本マトリクス
は（10）式で表わされる。
ンス２及びアドミタンス１、２の合成アドミタン
スを理論計算により求めると、次式のとおりである。１ ＝1/｛r1＋ｊ（ωL1−ωC1）｝ ＝1/（r1＋jx1） ……（３）２ ＝1/｛r2＋ｊ（ωL2−ωC2）｝ ＝1/（r2＋jx2） ……（４） ＝１＋２ ……（５） 但し、 ω：角周波数 QL1:共振回路R1の負荷Ｑ QL2:共振回路R2の負荷Ｑ QU1:共振回路R1の無負荷Ｑ QU2:共振回路R2の無負荷Ｑ f:任意の伝送周波数 BW31:共振回路R1の3dB減衰周波数帯域幅 BW32:共振回路R2の3dB減衰周波数帯域幅 第９図に示した等価回路図は、（５）式から第10図のブ
ロック図を以って示すことが出来、その基本マトリクス
は（10）式で表わされる。
（10）式から第10図における２端子対間の伝送特性は、
（11）式で求められ、デシベル表示の場合は（12）式で
求められる。
（11）式で求められ、デシベル表示の場合は（12）式で
求められる。
第10図における任意の１端子対を負荷インピーダンス
Ｌで終端した場合、他の端子対側から見た入力インピー
ダンスINは次式で求められる。
Ｌで終端した場合、他の端子対側から見た入力インピー
ダンスINは次式で求められる。
負荷インピーダンスＬを１とすると、 したがって、入力アドミタンスINは、IN ＝１＋ ……（15） となる。
第10図に示した回路の特性アドミタンスを０とする
と、この回路における入力端子の電圧反射係数INは
（16）式で求められ、特性アドミタンス０を１とした
場合における電圧反射係数INは（17）式で求められ
る。
と、この回路における入力端子の電圧反射係数INは
（16）式で求められ、特性アドミタンス０を１とした
場合における電圧反射係数INは（17）式で求められ
る。
第11図は、本発明帯域阻止ろ波器２個をハイブリッド回
路２個と組合わせて構成したダイプレクサのブロック図
で、NF121及びNF122は第１図乃至第10図について説明し
た本発明帯域阻止ろ波器、HYB1及びHYB2はハイブリッド
回路、T0及びＴ′１は入力端子、Ｔ′２は出力端子、T3
はアイソレーション端子、T1、T2、Ｔ′０及びＴ′３は
結合端子、RTは無反射終端器である。
路２個と組合わせて構成したダイプレクサのブロック図
で、NF121及びNF122は第１図乃至第10図について説明し
た本発明帯域阻止ろ波器、HYB1及びHYB2はハイブリッド
回路、T0及びＴ′１は入力端子、Ｔ′２は出力端子、T3
はアイソレーション端子、T1、T2、Ｔ′０及びＴ′３は
結合端子、RTは無反射終端器である。
第12図は、第11図におけるハイブリッド回路HYB1の部分
を示すブロック図で、符号は第11図と同様である。
を示すブロック図で、符号は第11図と同様である。
第12図における入力端子T0の入力電圧をIN、結合端子
T1及びT2の各電圧を１及び２、アイソレーション端
子T3の電圧を３（＝０）とし、ハイブリッド回路HYB1
の結合係数をＣ、電気角をθとすると、各端子の電圧間
には次式で各示される関係がある。
T1及びT2の各電圧を１及び２、アイソレーション端
子T3の電圧を３（＝０）とし、ハイブリッド回路HYB1
の結合係数をＣ、電気角をθとすると、各端子の電圧間
には次式で各示される関係がある。
この電圧関係から、第12図におけるスキャタリングマト
リクスは次式で与えられる。
リクスは次式で与えられる。
但し、（18）式は、第12図における４端子の中、測定端
子以外の端子を無反射終端した場合、各端子における入
力反射係数が零であると仮定した場合である。
子以外の端子を無反射終端した場合、各端子における入
力反射係数が零であると仮定した場合である。
以上の関係は、第11図におけるハイブリッド回路HYB2に
ついても全く同様に成立する。
ついても全く同様に成立する。
上記の関係から第11図におけるハイブリッド回路HYB1の
端子T0に電圧VINを印加した場合、各端子T0乃至T3に
出力する電圧を、それぞれ00、01、02及び03と
すると、これらの電圧は（19）式で求めることが出来
る。
端子T0に電圧VINを印加した場合、各端子T0乃至T3に
出力する電圧を、それぞれ00、01、02及び03と
すると、これらの電圧は（19）式で求めることが出来
る。
即ち、端子T1及びT2の電圧01及び02は、次式で求め
られることとなる。
られることとなる。
上式における端子T1及びT2の電圧01及び02と、（1
7）式の電圧反射係数INから端子T1及びT2における反
射電圧VINΓ１及びVINΓ２はそれぞれ（22）式及び
（23）で求められる。
7）式の電圧反射係数INから端子T1及びT2における反
射電圧VINΓ１及びVINΓ２はそれぞれ（22）式及び
（23）で求められる。
（18）式、（22）式及び（23）式より第11図における回
路HYB1の端子T0乃至T3の反射波による出力電圧′00乃
至′03は、次式で求められる。
路HYB1の端子T0乃至T3の反射波による出力電圧′00乃
至′03は、次式で求められる。
したがって、端子T0及びT3の反射波出力電圧00Γ及び
03Γは（25）式及び（26）式で求められる。
03Γは（25）式及び（26）式で求められる。
（25）式及び（26）式において、 θ≒π/2なる場合には、一般的に反射波出力電圧は−
VIN｛但し、＝／（２＋）｝となる。
VIN｛但し、＝／（２＋）｝となる。
及びθ≒≒π/2なるときはC2≒0.5及びsin2θ＝１であ
るから、（25）式は、00Γ ≒０ ……（25′） となり、（26）式は、 となる。
るから、（25）式は、00Γ ≒０ ……（25′） となり、（26）式は、 となる。
第11図における本発明帯域阻止ろ波器NF121及びNF122の
電圧伝送関数Ｖは、（11）式より（27）式として求め
られる。尚、デシベル値で求める場合は（12）式を用い
る。
電圧伝送関数Ｖは、（11）式より（27）式として求め
られる。尚、デシベル値で求める場合は（12）式を用い
る。
したがって、第11図における端子T1及びT2に現われた電
圧01及び02が、本発明帯域阻止ろ波器NF121及びNF
122を介してハイブリッド回路HYB2の端子Ｔ′０及び
Ｔ′３に達すると端子Ｔ′０及びＴ′３の入力電圧′
０及び′３は、（20）式、（21）式及び（27）式から
（28）式及び（29）式で求められる。
圧01及び02が、本発明帯域阻止ろ波器NF121及びNF
122を介してハイブリッド回路HYB2の端子Ｔ′０及び
Ｔ′３に達すると端子Ｔ′０及びＴ′３の入力電圧′
０及び′３は、（20）式、（21）式及び（27）式から
（28）式及び（29）式で求められる。
よって、第11図におけるハイブリッド回路HYB2の端子
Ｔ′１及びＴ′２の出力電圧は、（18）式、（28）式及
び（29）式より（30）式で求められる。
Ｔ′１及びＴ′２の出力電圧は、（18）式、（28）式及
び（29）式より（30）式で求められる。
即ち、端子Ｔ′１及びＴ′２の出力電圧″01及び″
02は、（31）式及び（32）式に示すとおりになる。
02は、（31）式及び（32）式に示すとおりになる。
ハイブリッド回路における一般的な条件、即ち、 θ≒π/2を（31）式に代入すると、 ″01≒０ となり、このことは、端子T0と端子Ｔ′１間の減衰量が
原理的に無限大であることを示している。
原理的に無限大であることを示している。
然しながらハイブリッド回路HYB1及びHYB2の各回路構成
が厳密には非対称であり、帯域阻止ろ波器NF121及びNF
122を完全に同一ならしめ得ない等の理由から実際には
ほぼ40dB程度の減衰量となる。
が厳密には非対称であり、帯域阻止ろ波器NF121及びNF
122を完全に同一ならしめ得ない等の理由から実際には
ほぼ40dB程度の減衰量となる。
又、（32）式にハイブリッド回路における一般的な条
件、 θ≒π/2を代入すると、（32）式は、 となり、一般的な帯域阻止ろ波器の電圧伝送特性と一致
する。
件、 θ≒π/2を代入すると、（32）式は、 となり、一般的な帯域阻止ろ波器の電圧伝送特性と一致
する。
次に、端子T0−Ｔ′２間の電力減衰特性は（33）式で求
めることが出来、デシベル値で表示する場合は（12）式
を利用して求める。
めることが出来、デシベル値で表示する場合は（12）式
を利用して求める。
θ≒π/2なる条件を代入すると、（33）式は（34）式と
なる。
なる。
第11図の回路は対称回路であるから伝送特性も対称で、
端子Ｔ′１に入力電圧AINを加えた場合には、（26）
式におけるVINをAINで置換えることにより（35）式
から端子Ｔ′２の反射波出力電圧′02Γを求めること
が出来る。
端子Ｔ′１に入力電圧AINを加えた場合には、（26）
式におけるVINをAINで置換えることにより（35）式
から端子Ｔ′２の反射波出力電圧′02Γを求めること
が出来る。
（35）式から端子Ｔ′１−Ｔ′２間の電力伝送特性は
（36）式で求めることが出来、デシベル値で伝送特性Ｌ
１′−２′を表示する場合は（37）式で求めることが出
来る。
（36）式で求めることが出来、デシベル値で伝送特性Ｌ
１′−２′を表示する場合は（37）式で求めることが出
来る。
上記説明から明らかなように、端子T0及びＴ′１に加え
た所要電圧は端子Ｔ′２に合成されて出力し、不要波は
端子T3に接続された無反射終端器RTに吸収されて端子T0
に反射波が現れることなく、第11図に示したダイプレク
サの入力インピーダンスは常に一定に保たれることとな
る。
た所要電圧は端子Ｔ′２に合成されて出力し、不要波は
端子T3に接続された無反射終端器RTに吸収されて端子T0
に反射波が現れることなく、第11図に示したダイプレク
サの入力インピーダンスは常に一定に保たれることとな
る。
次に、第11図に示したダイプレクサを超短波帯のカラー
テレビジョン放送装置における映像信号搬送波fVと音声
信号搬送波fAの合成に用いた場合の伝送特性を具体数値
により説明する。
テレビジョン放送装置における映像信号搬送波fVと音声
信号搬送波fAの合成に用いた場合の伝送特性を具体数値
により説明する。
本発明帯域阻止ろ波器を構成する共振器の大きさ、即
ち、共通外部導体１の高さｂ（cm）及び共振周波数ｆ
（MHz）から共振器の無負荷Ｑ（QU）は（38）式で求め
られる。
ち、共通外部導体１の高さｂ（cm）及び共振周波数ｆ
（MHz）から共振器の無負荷Ｑ（QU）は（38）式で求め
られる。
上式において、例えば、ｆ＝600MHz、ｂ＝10cmとすれ
ば、QU≒10200となる。
ば、QU≒10200となる。
映像信号搬送波fVを597.25MHz、カラー副搬送波fS600.8
3MHz、音声信号搬送波fAを601.75MHzとすると、カラー
ビート2fV−fSは593.67MHzとなるから、音声信号搬送波
fAにおける共振器の負荷Ｑ（QLA）を1000、カラービー
トにおける共振器の負荷Ｑ（QLS）を600とした場合、音
声信号搬送波fAにおける共振器の等価抵抗rAは、 カラー副搬送波fSにおける共振器の等価抵抗rSは、 音声信号搬送波fAにおける共振器の容量リアクタンスxA
は、 カラー副搬送波fSにおける共振器の容量リアクタンスxS
は、 （36）式における周波数ｆを、例えば592.60MHzに選ぶ
と、 共振器のアドミタンスは、 第11図における端子T0−Ｔ′２間の伝送特性Ｌ０−２′
は、 端子T0−Ｔ′２間の伝送特性Ｌ１′−２′は、 となる。
3MHz、音声信号搬送波fAを601.75MHzとすると、カラー
ビート2fV−fSは593.67MHzとなるから、音声信号搬送波
fAにおける共振器の負荷Ｑ（QLA）を1000、カラービー
トにおける共振器の負荷Ｑ（QLS）を600とした場合、音
声信号搬送波fAにおける共振器の等価抵抗rAは、 カラー副搬送波fSにおける共振器の等価抵抗rSは、 音声信号搬送波fAにおける共振器の容量リアクタンスxA
は、 カラー副搬送波fSにおける共振器の容量リアクタンスxS
は、 （36）式における周波数ｆを、例えば592.60MHzに選ぶ
と、 共振器のアドミタンスは、 第11図における端子T0−Ｔ′２間の伝送特性Ｌ０−２′
は、 端子T0−Ｔ′２間の伝送特性Ｌ１′−２′は、 となる。
以上、手計算によって伝送特性を求めた結果の一部を示
したが、本発明帯域阻止ろ波器における各部品の寸法及
び伝送周波数等を適宜選択し、計算機によって求めた理
論計算値と、試作機による実測値とは極めて良く一致し
ている。
したが、本発明帯域阻止ろ波器における各部品の寸法及
び伝送周波数等を適宜選択し、計算機によって求めた理
論計算値と、試作機による実測値とは極めて良く一致し
ている。
以上は、互いにモードの異なる２波によって矩形導波管
共振器とλg/4同軸共振器とを励振する場合について説
明したが、単一波によって何れか一方の共振器のみを励
振せしめてもよく、この場合にも第１図乃至第７図に示
したように、伝送線路７及び14の中間部に結合素子を介
して接続することにより励振可能であるが、伝送線路７
及び14の端部に結合素子を接続してもよいこと勿論であ
る。
共振器とλg/4同軸共振器とを励振する場合について説
明したが、単一波によって何れか一方の共振器のみを励
振せしめてもよく、この場合にも第１図乃至第７図に示
したように、伝送線路７及び14の中間部に結合素子を介
して接続することにより励振可能であるが、伝送線路７
及び14の端部に結合素子を接続してもよいこと勿論であ
る。
発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明帯域阻止ろ波器
は、矩形導波管共振器を形成する外部導体の内部に矩形
導波管共振器とλg/4同軸共振器とを共存せしめること
によりλg/4同軸共振器のための外部導体を全く必要と
せず、又、従来のように、矩形導波管共振器とλg/4同
軸共振器とを継続接続するための伝送線を必要としない
から、全体として構成部品の数が少なく、コストを低廉
ならしめ得ると共に、構成を簡潔小形ならしめることが
可能であり、更に、第13図のＡ曲線を以て試作機におけ
る特性の一例を示すように、伝送特性も良好で、本発明
帯域阻止ろ波器を用いて定入力インピーダンスダイプレ
クサを構成した場合には、ダイプレクサ全体を簡潔小形
ならしめることが出来、第11図における端子T0−Ｔ′２
間の伝送特性は、第13図のＡ曲線と全く同一であり、第
11図における端子Ｔ′１−Ｔ′２間の伝送特性は、第13
図のＢ曲線を以て示すように極めて良好である。
は、矩形導波管共振器を形成する外部導体の内部に矩形
導波管共振器とλg/4同軸共振器とを共存せしめること
によりλg/4同軸共振器のための外部導体を全く必要と
せず、又、従来のように、矩形導波管共振器とλg/4同
軸共振器とを継続接続するための伝送線を必要としない
から、全体として構成部品の数が少なく、コストを低廉
ならしめ得ると共に、構成を簡潔小形ならしめることが
可能であり、更に、第13図のＡ曲線を以て試作機におけ
る特性の一例を示すように、伝送特性も良好で、本発明
帯域阻止ろ波器を用いて定入力インピーダンスダイプレ
クサを構成した場合には、ダイプレクサ全体を簡潔小形
ならしめることが出来、第11図における端子T0−Ｔ′２
間の伝送特性は、第13図のＡ曲線と全く同一であり、第
11図における端子Ｔ′１−Ｔ′２間の伝送特性は、第13
図のＢ曲線を以て示すように極めて良好である。
尚、第13図において、横軸は伝送周波数ｆ（MHz）、縦
軸は伝送損失Ｌ（dB）である。
軸は伝送損失Ｌ（dB）である。
第１図乃至第３図は、本発明の一実施例を示す図、第４
図乃至第７図は、本発明の他の実施例の要部を示す図、
第８図及び第10図は、その作動説明のための図、第９図
は、その等価回路図、第11図は、本発明帯域阻止ろ波器
を用いて構成した定入力インピーダンスダイプレクサを
示す図、第12図は、その作動説明のための図、第13図
は、本発明帯域阻止ろ波器の伝送特性の一例を示す図、
第14図は、従来の帯域阻止ろ波器を示す図で、1:共通外
部導体、2:内部導体、３、16及び18:容量結合用プロー
ブ、4:絶縁体、５及び6:共振周波数微細調整素子、７、
14及び19:伝送線路、8:線路の外部導体、9:線路の内部
導体、10乃至13:磁気結合用ループ、15:矩形導波管共振
器、17:同軸共振器、NF1、NF2、NF121及びNF122:帯域阻
止ろ波器、Ｔ、T0乃至T3及びＴ′０乃至Ｔ′3:端子、HY
B1及びHYB2:ハイブリッド回路である。
図乃至第７図は、本発明の他の実施例の要部を示す図、
第８図及び第10図は、その作動説明のための図、第９図
は、その等価回路図、第11図は、本発明帯域阻止ろ波器
を用いて構成した定入力インピーダンスダイプレクサを
示す図、第12図は、その作動説明のための図、第13図
は、本発明帯域阻止ろ波器の伝送特性の一例を示す図、
第14図は、従来の帯域阻止ろ波器を示す図で、1:共通外
部導体、2:内部導体、３、16及び18:容量結合用プロー
ブ、4:絶縁体、５及び6:共振周波数微細調整素子、７、
14及び19:伝送線路、8:線路の外部導体、9:線路の内部
導体、10乃至13:磁気結合用ループ、15:矩形導波管共振
器、17:同軸共振器、NF1、NF2、NF121及びNF122:帯域阻
止ろ波器、Ｔ、T0乃至T3及びＴ′０乃至Ｔ′3:端子、HY
B1及びHYB2:ハイブリッド回路である。
Claims (5)
- 【請求項１】矩形導波管共振器を形成する共通外部導体
内に、ほぼλg/4（λｇ）は管内波長）の軸長を有する
内部導体を、その軸方向が前記矩形導波管共振器に励振
されるTE10モード波の電界方向と直角をなすように設け
て前記共通外部導体と共にλg/4同軸共振器を形成せし
め、更に、前記各共振器を外部回路と結合せしめる結合
素子を設けて成ることを特徴とする帯域阻止ろ波器。 - 【請求項２】結合素子が、矩形導波管共振器とλg/4同
軸共振器に共通の容量結合用プローブより成る特許請求
の範囲第１項記載の帯域阻止ろ波器。 - 【請求項３】結合素子が、矩形導波管共振器とλg/4同
軸共振器に共通の磁気結合用ループより成る特許請求の
範囲第１項記載の帯域阻止ろ波器。 - 【請求項４】結合素子が、矩形導波管共振器と結合する
容量結合用プローブ及びλg/4同軸共振器と結合する磁
気結合用ループより成る特許請求の範囲第１項記載の帯
域阻止ろ波器。 - 【請求項５】結合素子が、矩形導波管共振器と結合する
第１の磁気結合用ループ及びλg/4同軸共振器と結合す
る第２の磁気結合用ループより成る特許請求の範囲第１
項記載の帯域阻止ろ波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218385A JPH0714121B2 (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17218385A JPH0714121B2 (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6232702A JPS6232702A (ja) | 1987-02-12 |
| JPH0714121B2 true JPH0714121B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=15937114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17218385A Expired - Fee Related JPH0714121B2 (ja) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | 帯域阻止ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0714121B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07105643B2 (ja) * | 1992-06-24 | 1995-11-13 | 日本電業工作株式会社 | ノッチフィルタ |
| JPH07118601B2 (ja) * | 1992-12-19 | 1995-12-18 | 日本電業工作株式会社 | ノッチフィルタ及びこのノッチフィルタを用いて成るノッチダイプレクサ |
| JP5100578B2 (ja) * | 2008-09-03 | 2012-12-19 | 三菱電機株式会社 | 高周波共振器及び高周波フィルタ |
| JP6324233B2 (ja) | 2014-06-25 | 2018-05-16 | Ｂｉｇ Ｄａｉｓｈｏｗａ株式会社 | 回転体の防振構造 |
-
1985
- 1985-08-05 JP JP17218385A patent/JPH0714121B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 黒田、円谷、「新形阻止３波器」、昭和３９年電気四学会連合大会講演論文集、１１４３ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6232702A (ja) | 1987-02-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |