JPH0712240B2 - 音響再生装置 - Google Patents

音響再生装置

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JPH0712240B2
JPH0712240B2 JP56500548A JP50054881A JPH0712240B2 JP H0712240 B2 JPH0712240 B2 JP H0712240B2 JP 56500548 A JP56500548 A JP 56500548A JP 50054881 A JP50054881 A JP 50054881A JP H0712240 B2 JPH0712240 B2 JP H0712240B2
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signal
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ジヤ−ゾン・マイケル・アンソニ−
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ブリテイツシユ・テクノロジー・グループ・リミテッド
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S3/00—Systems employing more than two channels, e.g. quadraphonic
    • H04S3/02—Systems employing more than two channels, e.g. quadraphonic of the matrix type, i.e. in which input signals are combined algebraically, e.g. after having been phase shifted with respect to each other
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S2420/00—Techniques used stereophonic systems covered by H04S but not provided for in its groups
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  • Obtaining Desirable Characteristics In Audible-Bandwidth Transducers (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音響再生装置に関し、特に音源からの音を方位
角360゜の拡がりで聴取者が識別することを可能にする
装置に関する。以下このような装置をこの明細書ではサ
ラウンド（全周）再生装置と呼ぶことにする。本発明は
聴取者が異なる高さの音源からの音をも識別することを
可能にするサラウンド再生装置にも適用できる。
現在周知のサラウンド再生装置は、スピーカを正多角形
の頂点上に配置するか、または高さの異なる音源を有す
るサラウンド再生装置では正多面体の頂点上に配置する
ものがある。スピーカを長方形あるいは直方体の頂点上
に配置するサラウンド再生装置もまた周知である。本発
明はスピーカを上記とは異なる位置に配置するサラウン
ド再生装置に使用するデコーダに関する。このスピーカ
配列を以後不規則スピーカ配列と呼び、この不規則スピ
ーカ配列には、厳密に数学的に云えば規則的とは言えな
い長方形配列や直方体配列は含まれないものとする。
特公昭58−2519号および58−2520号公報において、スピ
ーカの方向に指向するコード化された音に関して、方向
を拾い上げる効果的な特性を有する信号を、不規則に配
置された各スピーカに供給することを提案している。し
かしながら、不規則なスピーカ配置で得られたこの結果
は音響心理学的観点から見て正しいものではない。
音の定位（局部化）（Sound Iocalisation）に関する重
要な理論として“マキタ”の理論と“エネルギベクト
ル”の理論がある。“マキタ”の理論は700ヘルツより
も低い周波数に対して適用され約1500ヘルツまでは若干
の適応性を有する。この理論によると中心基準的から同
一の距離にある直交座標（xi,yi,zi）（ここでｉは＝1,
2…,n）で表された位置に置かれたｎ個のスピーカから
なるスピーカ配列に対し、これらのスピーカに入力され
る音の定位は次の式で与えられる。式中のgiはｉ番目の
スピーカから発生する音の複素ゲイン（複素利得）であ
る。
ここで“Re"は実数部を表わし、（x0,y0,z0）はデカル
ト座標の原点に関して音の定位を示すベクトルである。
およそ700ヘルツからの5kヘルツの周波数範囲に対して
は、定位の“エネルギベクトル”理論が適当であり、見
かけ上の音の方向はスピーカの音のエネルギゲインに相
当する長さで各スピーカの方向に向かうベクトル集合の
合成ベクトルの方向である。上述のスピーカの配置で
は、エネルギベクトルの定位は次の関係式で示されるベ
クトル（xE,yE,zE）の方向である。
本発明は“マキタ”の理論と“エネルギベクトル”理論
の双方を満足する不規則スピーカ配列のデコーダを提供
することに関する。
本発明によれば直径方向に相対するｍ（３以上）対のス
ピーカの前述の不規則なスピーカ配列へ信号を供給する
デコーダを備えている。各スピーカの共通の基準点から
実質的に等距離ｒの位置に配置される。デコーダは動作
時各対のスピーカに供給される信号Si+とSi-の和がスピ
ーカの全部の対に関して等しくなるように、またスピー
カのｉ番目の対は、基準点でデカルト座標X,Y,Zに関し
て、座標（xi,yi,zi）および（−xi,−yi,−zi）を有す
る場合、次式が成立するように構成される振幅マトリッ
クス回路を有する。
Si+＝Ｗ′＋αiX′＋βiY′＋γiZ′−δijWi″ …
（Ａ） Si-＝Ｗ′−αiX′−βiY′−γiZ′＋δijWi″ …
（Ｂ） 式中、Ｗ′はｉと独立した値で、基準点での音圧を表わ
し、Ｘ′,Y′,Z′はｉとは独立した値でx,y,z軸の所望
の音響速度の成分を表わす。jw′ｉは全てのコード化さ
れた音の方向に向かうＷ′に対して90゜の位相関係を有
する信号であり、αi,βi,γi,δｉは実質的に次式を満
足する実数の利得係数である。
式中Ｋはｍ×３行列すなわち、 Ｍは係数の３×ｍ行列すなわち Ｉは恒等行列である。すなわち 三次元のスピーカ配置には、 二次元の水平なスピーカ配置には ｋは正の実定数で、その値は周波数に依存する。前述の
（Ａ）＋（Ｂ）から、全てのｉに対して、Si+＋Si-＝2
W′の条件が成立するとき、“マキタ”の定位理論およ
び“エネルギベクトル”の定位が常に一致することが確
認できた。
jWi″は正反対方向に相対する全てのスピーカに対して
同じであってもよいが、全てのコード化された音の方向
に対して各信号がＷ′と90゜の位相関係を持つ場合は各
スピーカ対ごとに異なってもよい。
さらに述べれば、jWi″は音の定位を変えずにフェイジ
ネス（Phasines）、すなわち音像内に現われる定位を妨
げる不自然さを与える不快な性質、を減少させるための
ものであるので（特公昭61−31680号公報参照）、ここ
でスピーカ対に対する各信号がＷ′と90゜の位相関係を
持つ場合、すなわち、例えばスピーカが正方形配列をと
る場合には、jWi″の方向が他のスピーカ対の方向と一
致するので、jWi″を各スピーカ対ごとに異なる値に設
定してもよいのである。
特公昭61−31680号公報に記載されるように、本発明を
スピーカが長方形配列をとり、音の定位を意図した方向
がＸ軸に対し反時計まわりに式（８）を満足する方位角
φであるような出力W,X,Yを有するWXY回路を備えるデコ
ーダに適用すると、 cosφ:sinφ＝Re（X/W）:Re（Y/W） …（８） ｍ（３以上）個の正反対方向に相対するスピーカ対から
なる水平面上の不規則配列のスピーカ群に信号を供給す
る本発明によるデコーダは、スピーカに供給する信号Si
+およびSi-（ｉ＝1,2,…,m）を発生する。ここでSi+お
よびSi-は、 Si+＝Ｗ′＋αiX′＋βiY′−δijWi″ …（９） Si-＝Ｗ′−αiX′＋βiY′−δijWi″ …（10） 式中αi,βi,δｉは実数ゲインであり、“マキタ”の理
論による見かけ上の音の定位が方位角φと実質的に等し
くなるように設定される。式（８）において、信号を表
わす記号W,X,Yはまた慣例によりある与えられた１個の
コード化された音の方向に対してこれらの信号の複素ゲ
インを表示するためにも使用される。
ＸとＹのチャンネルにおける利得が等しくまた、３つの
チャンネル全てにおける位相のレスポンスも等しい場合
は、必要に応じ信号W,X,Yの利得を変化させることが出
来る。与えられる利得は周波数によって変わる。特公昭
61−31680号公報に記載されるように方向バイアスをか
けるために使用される−jWi″に比例する信号を搬送す
るための第４の信号通路が備えられ、各対のスピーカに
与えられるバイアス信号は極性が逆で、その値は等し
い。
以下、本発明の実施例を次の添付図面に従って詳細に詳
述する。
第１図は本発明による水平サラウンド（全周）音用デコ
ーダの概略ブロック図、第２図は第１図に示すデコーダ
の振幅マトリックス部分の概略ブロック図、第３図は第
１図に示すデコーダと共に使用するのに適した不規則６
角形のスピーカ配列を示す図、第４図は不規則８角形の
スピーカ配列を示す図、第５図は第４図に示すスピーカ
配列に使用する本発明によるデコーダの概略ブロック
図、第６図は８台のスピーカの不規則３次元配列を示す
図、第７図は第４図または第６図に示すスピーカ配列に
使用する本発明によるデコーダの概略ブロック図であ
る。
第１図において、水平面スピーカ配置のサラウンド再生
装置用デコーダは、コード化された入力信号を受け取
り、出力信号W,X,Yを発生するWXY回路10を有する。ここ
で、コード化された入力信号とは、例えば特公昭59−43
880号公報第４ページ第７欄第42行、第43行に示された
圧力信号W1および速度信号P1をいう。圧力信号W1は対象
とする音響空間を流体場として考えた場合の聴取位置に
おける音圧に対応するもので、例えば全ての水平方向か
らの音を等しい利得で含む信号であり、速度信号は同様
に聴取位置における流体の速度すなわち粒子速度に対応
するもので、利得１で全ての水平方向からの音を含む
が、対応する圧力信号の成分に関して所定の基準方向か
ら測定した方位角に等しい位相を含む信号である。な
お、音響空間を流体場としてとらえ、流体力学の基本的
表現を用いて音場を解析する手法は音響工学において周
知のものであり（例えば1878年にマクミランアンドカン
パニー社から刊行された「音響理論」）、かかる手法に
おいて、「圧力」および「速度」という用語は音場を表
現する上で通常に用いられている。このコード化された
入力信号は上述した信号に限らず、例えば、上述した圧
力信号と速度信号との線形結合からなる信号でもよい。
また、WXY回路は圧力信号W1に対応する信号Ｗ、速度信
号P1の前後方向成分に対応する信号Ｘ、左右方向成分に
対応するＹを発生するものである。このWXY回路の詳細
は入力信号の形式によって異なるが、例えば上述した信
号W1とP1を入力するとその出力Ｗ、Ｘ、Ｙは次式のよう
になる。
Ｗ＝W1 さらに、WXY回路10は信号−jWを与えるために90゜位相
をずらした第２の出力Ｗを発生する。信号ＷはＩ型シェ
ルフフィルタ12に入力され信号Ｗ′を発生する。信号Ｘ
とＹはII型シェルフフィルタ14と16にそれぞれ入力さ
れ、高域フィルタ18と20を通り信号Ｘ′とＹ′を発生す
る。信号−jWはIII型シェルフフィルタ22および高域フ
ィルタ24を通って信号−jW″を発生する。Ｉ型シェルフ
フィルタ12とII型シェルフフィルタ14,16は位相応答特
性が同一で、遷移周波数により高い周波数においては利
得が同一であり、低い周波数においては利得が異なる。
具体的には、例えば遷移周波数より高い周波数において
は双方とも利得が１で、低い周波数においてはＩ型シェ
ルフフィルタに対するII型シェルフフィルタの利得の比
が2/sin2θとなるように設定される。また、III型シェ
ルフフィルタ22はＩ型、II型と位相応答特性が同一であ
るが、周波数特性が異なる。なお、このIII型はＩ型と
同一のものを用いることもできる。これらのシェルフフ
ィルタ12,14,16は低周波数たとえば400ヘルツ以下の周
波数で、また高周波数たとえば700ヘルツ以上の周波数
で基準聴取位置での音圧情報に対する速度情報の比を異
ならせるために使用される。すなわち、上述したように
Ｉ型シェルフフィルタ12とII型シェルフフィルタ14,16
は高い周波数においては利得が同一であるが、低い周波
数においてはII型シェルフフィルタの方がＩ型シェルフ
フィルタよりも利得が高くなるように設定されているの
で、低い周波数においては速度情報が強調されることに
なる。高域フィルタ18,20,24は、スピーカ距離が有限で
あることに起因する低周波数歪み（音の場の曲り）を補
償するために使用され、理想的には周波数（53/r）ヘル
ツで−3dBのカットオフ点を有する。ここでｒはメート
ルを単位とした基準点からのスピーカの距離である。信
号−jW″は方向バイアスをかけるため、すなわち音の定
位を変えることなくフェイジネスを変えるために用いら
れる。各フィルタ12〜24の特性および機能に関しては特
公昭61−31680号公報、特公平１−37080号公報、特公昭
61−31680号公報に詳述されている。
信号Ｗ′,X′,Y′，−jW″は振幅マトリックス26に入力
される。第２図において、マトリックス26は３×ｍの振
幅マトリックス28からなり、マトリックス28にＸ′,
Y′，−jW″が入力され、スピーカの各対に供給されるV
1−δ1jw″からVm−δmjW″のｍ個の出力を発生する。
マトリックス28は２×ｍの振幅マトリックス30と、１×
ｍの振幅マトリックス30とｍ個の加算回路34を有する。
２×ｍの振幅マトリックス30には、信号Ｘ′とＹ′が入
力され、V1からVmのｍ個の信号を発生し、１×ｍの振幅
マトリックス32には信号−jW″が入力され、−δ1jW″
から−δmjW″のｍ個の方向バイアス信号を発生し、ｍ
個の加算回路34で−δijW″からViを加算し、スピーカ
の各対に供給する信号Vi−δijW″を発生する。スピー
カの各対で所定の値の方向のバイアスが得られるように
実数係数δ１が選択される。さらに、マトリックス26は
各一対のスピーカに対して加算回路36と減算回路38を有
する。第２図ではｉ番目のスピーカ対に関する回路のみ
を示してある。信号Ｗ′と出力Vi−δijW″は加算回路3
6に入力され、その出力は次の信号となってマトリック
ス26から出力される。
Si+＝Ｗ′＋Vi−δijW″ …（11） この信号はｉ番目の対の一方のスピーカへ供給される。
信号Ｗ′は減算回路38の正の入力端子にも入力され、振
幅マトリックス34から出力された信号Vi−δijW″が負
の入力端子に入力され、その出力は次の信号となってマ
トリックス26から出力される。
Si-＝Ｗ′−Vi＋δijW″ …（12） この信号はｉ番目の対のもう一方のスピーカへ供給され
る。
方向バイアスの必要がない場合、全てのｉに対しδｉ＝
０となり、第１図と第２図の回路で信号−jWの操作に関
する部分は省くことが出来る。また、回路26の出力Si+,
Si-と等しい出力を形成する振幅マトリックスは本発明
特許請求の範囲に属し、振幅マトリックス28でViを得、
その後にδijW″の演算をしても良いが、バイアス信号
−jW″を振幅マトリックス28に加えるほうが回路が簡単
で済み、容易である。
次のマトリックス係数を有する振幅マトリックス28は、 Vi＝αiX′＋βiY′ …（13） すなわち、 式（８）の“マキタ”の定位基準を満足しなければなら
ないから、マトリックス係数αｉおよびβｉは次式を満
足しなければならない。
このような振幅マトリックスに対し、Si+＋Si-＝2W′が
成り立つから、前述したように“エネルギベクトル”の
定位はこの振幅マトリックスに関して、“マキタ”の定
位と一致する。
マトリックス28の係数２×ｍ行列 をＭとし、ｍ×２行列 をＫとすると、式（15）と（16）は次のようにマトリッ
クスの式で表わされる。
ここでＩは２×２の恒等行列であり、ｒは前述したよう
にスピーカと基準聴取点との距離である。
実際は式（17）を満足する行列Ｍの任意の正の実数倍数
をｋを使用することが出来る。すなわち全ての利得αi,
βｉにある一定の正の利得ｋをかけることが出来る。し
かしながら、倍数ｋは次の条件を満足することが好まし
い。
K2｛Re（Ｘ′/W′））２＋（Re（Ｙ′/W′））２｝＝２
…（18） この条件が満足されれば、“マキタ”の理論ばかりでな
く、他の低周波定位理論をも満足することが知られてい
る。例えばＷ′が全ての音に関して単一の利得をもち、
前方に向かい反時計回りに方位各θの方向から発する音
に対してＸ′の利得が またｋが１のときこの条件は満足される。
定数ｋは最終出力マトリックス回路に入る前の信号
Ｘ′,Y′,W′に影響する利得フィルタ回路又はシェルフ
フィルタ回路により与えられ、また利得，位相レスポン
スおよび周波数レスポンスが変化することにより信号
Ｘ′,Y′,W′が均等に影響を受ける場合は、これらの変
化を信号Ｘ′,Y′,W′に与えることが出来る。
条件 を満足する行列Ｍの作成は、（したがって正確な定位を
与えるには、）次のようにする。
スピーカの各対に関して とする。ここで、−１乗は逆行列を表わす。
次に第３図に示す不規則６角形のスピーカ配列に式（2
0）を適用することに関し説明する。このスピーカ配列
は、真左のスピーカＬ、真右のスピーカＲおよび正面か
ら反時計回りに夫々180゜−φ，φ，−φ,180゜＋φの
位置に配置される４個のスピーカLB,LF,RF,RBから構成
される。正面方向をｘ方向、真左の方向をｙ方向とし、
かつ信号S1 +,S2 +,S3 +,S1 -,S2 -,S3 -を夫々スピーカLB,L,
LF,RF,R,RBに加える信号とすると、次の各式が成立す
る。
（x1,y1）＝（−rcosφ,rsinφ） …（21） （x2,y2）＝（0,r） …（22） （x3,y3）＝（rcosφ,rsinφ） …（23） したがって 式（24）より、 また、第１図および第２図の振幅行列28は第３図のスピ
ーカに対して、次の信号を与える。
所望の方向バイアスを与えるために、振幅マトリックス
30の行列係数として選択された所定の実数がある場合は
その値を選んでも良く、また前述した特公昭61−31680
号公報で述べたように、方向バイアスを達成するために
信号Ｘ′およびＹ′を変更してもよい。
振幅マトリックス26がＸとＹに関する２個の独立の一次
結合から、必要とする信号Si+とSi-を作り出すことが出
来る場合はこれら全てのデコーダにおいてWXY回路10か
ら出る信号ＸとＹは、これらの２個の独立な実数の一次
結合に置き換えられる。さらに、行列は回路のどこでも
設計上あるいは構造上、都合の良いように組み合わせや
配列を変更でき、例えば、振幅マトリックス関数の一部
をWXY回路の関数と組み合わせることが出来る。
６角形のスピーカ配列に対する上記デコーダの利得α1,
α2,α3,β1,β2,β３は角φに依存することがわかり、
デコーダ回路内にφの値に対して連続的に調整できる手
段を設置することが多くの場合望ましい。この目的のた
めに、利得α１を−α３に等しくすること（この結果信
号成分α1X′＝−α3X′が成立する。）はＸ′信号通路
内に設置された第１の可変利得回路により達成され、利
得β２（結果的には信号成分β2Y′）はＹ′信号通路内
に設置された第２の可変利得回路により与えられ、利得
β１＝β３（結果的には信号成分β1Y′＝β3Y′）は
Ｙ′信号通路内に設置された第３の可変利得回路により
達成される。これら３個の可変利得回路で同時に調整を
行うことにより、本デコーダは様々に異なるφの値を有
するスピーカ配置に対して適応できる。
本発明は、基準聴取点から距離ｒでｍ対の対称をなす位
置にスピーカを設置した不規則な３次元のスピーカ列に
も使用できる。これ以後の説明では、ｍ対のスピーカの
ｉ番目の対はデカルト座標（xi,yi,zi）と（−xi,−yi,
−zi）で示される位置にあり、対応する信号Si+とSi-を
それぞれ与えられるものとする。W,X,Y,Zはそれぞれ基
準聴取点での所望の音圧および音の速度のｘ軸,y軸,z軸
の成分を表わす。信号W,X,Y,Zは同一の位相レスポンス
を有するシェルフフィルタおよび信号X,YおよびＺのみ
をフィルタリングする第１図に示したフィルタと類似
の、スピーカの距離を補償するRC高域フィルタを通過
し、修正信号Ｗ′、Ｘ′、Ｙ′、Ｚ′を発生する。
したがって、本発明によれば次式が成り立つとき“マキ
タ”および“エネルギベクトル”による定位理論により
同一方向の音が与えられる。
Si+＋Si-＝2W′（ｉ＝1,2,…,m） …（32） さらに、この定位は点（Re（X/W）,Re（Y/W）,Re（Z/
W）の方向となる。この場合信号Si+とSi-は次の式で与
えられる。
Si+＝Ｗ′＋αiX′＋βiY′＋γiZ′−δijwi″ …（3
3） Si-＝Ｗ′−αiX′−βiY′−γiZ′＋δijwi″ …（3
4） αi,βi,γi,δｉは実数の係数であり、jWi″は全ての
音の方向に対し、Ｗ′と90゜の位相関係を有する任意の
信号であり、次の３×ｍ行列、 は次の式を満足する。
式中ｋは正の定数であり、またＫは次の行列である。
またＩは３×３恒等行列であり、δｉは方向バイアス信
号の任意の実係数である。
式（36）は次のように書き換えられる。
特に、行列Ｍは次の式により与えられる。
式（36）を満足する行列Ｍは定数ｋをコード化された音
に対し次の式を満足するように選べばあらゆる主要な低
周波定位理論により正しい定位が可能である。
K2｛Re（Ｘ′/W′））２＋（Re（Ｙ′/W′））２＋（Re
（Ｚ′/W′））２｝＝２ …（39） 定数ｋは最終の出力マトリックス回路に入力する前の信
号Ｘ′,Y′,Z′,W′に影響を与える利得フィルタすなわ
ちシェルフフィルタ回路によって与えられ、利得位相レ
スポンスおよび周波数レスポンスが更に変化することに
より全ての信号が均等に影響を受ける場合は、これらの
追加の変化をこれらの信号に与えることができる。
水平面上にコード化された音、すなわちＺ＝０の場合、
Ｚ信号通路は省略することが出来、本装置はα1,βｉの
値が式（36）に従って若干変更される点を除いては、第
１図および第２図を参照して前述されたような装置にな
る。
第４図は基準点からｒの距離のそれぞれ正面、後部、真
左上方に角φ、真左下方に角φ、真右上方に角φ、真右
下方に角φの点に置かれた６台のスピーカF,B,LU,LD,R
U,RDの不規則正８面体の配置を示す。これら対応するス
ピーカへの供給信号S1 +,S1 -,S2 +,S3 -,S3 +,S2 -は±（xi,
yi,zi）に位置するスピーカに与えられる。
ここで、 （x1,y1,Z1）＝（r,0,0） （x2,y2,Z2）＝（0,rcosφ,rsinφ） （x3,y3,Z3）＝（0,−rcosφ,rsinφ） …（40） 前記の式（38）を用いると次の式が与えられる。
ゆえにスピーカに与えられる信号は次のようになる。
第５図は、信号Ｗが空間の全方向からコード化された音
に対して単一の利得を有し、X,Y,Zが正面から反時計方
向に測って音源方位角θを有しまた水平面から上方向に
測って音源高ηを有する音に対して夫々利得 を有する場合に使用するデコーダを示す。これは全球方
向性を持つ４チャンネルのコード化装置のデコーダにお
いて起り得る信号W,X,Y,ZはWXYZ回路40により受け取ら
れた入力信号から作り出される。信号ＷはＩ型シェルフ
フィルタ42に入力され、信号X,Y,ZはそれぞれII型シェ
ルフフィルタ44,46,48に加えられる。シェルフフィルタ
42から48の機能は第１図のシェルフフィルタ12,14,16と
類似の機能を有し、低周波利得と高周波利得間の遷移周
波数は約350ヘルツを中心とすることが好ましい。上記
２つの型式シェルフフィルタは低周波数で単一の利得を
有し、前記遷移周波数より十分高い周波数での利得はＩ
型シェルフフィルタが で、II型シェルフフィルタが である。Ｉ型シェルフフィルタに対するII型シェルフフ
ィルタの利得比は、式（41）と（42）における係数ｋの
−部分を与えるよう考慮する。この場合、ｋは周波数に
依存する利得であることがわかる。X,Y,Z信号通路はま
た、前に述べたように有限のスピーカ距離による音の場
の曲りを補償するために、高域フィルタ50,52,54を有す
る。
X,Y,Z信号通路は式（35）を満足させるために、それぞ
れの利得I,II,IIIを供給する増幅器56,58,60を有する。
第４図のスピーカ配置に関して、各利得は次式で与えら
れる。
ＹおよびＺチャンネルにおける増幅器58と60からの出力
信号は加算回路62でそれぞれ加算され、スピーカの対LU
とRDに差の信号を供給し、減算回路64で減算されてスピ
ーカの対RUとLDに差の信号を供給する。Ｘチャンネルに
おける増幅器56からの出力信号はそれ自身がスピーカの
対ＦとＢに対する差の信号となっている。これらの差の
信号の各々はそれぞれ加算回路66,68,70で結合され信号
S1 +,S2 +,S3 +となり、電力増幅器72,74,76でそれぞれ増
幅され、スピーカF,LU,RUに供給される。
Ｗチャンネルにおけるシェルフフィルタ42からの出力信
号は２倍の利得を有する増幅器78を通過後、電力増幅器
72,74,76と等しい利得を有する電力増幅器80に供給され
る。信号S1 +,S2 +,S3 +の各々は増幅器80の出力と増幅器7
2,74,76のうち対応するものの出力との間に対応するス
ピーカB,RD,LDをそれぞれ接続することにより、増幅器8
0の出力から減算される。それゆえ、４台の電力増幅器
だけで、６個のスピーカに供給することが出来る。本発
明によれば第２図や第３図に示したデコーダのように水
平のスピーカ配列に対しても適用することが出来る。
信号X,Y,Zが行列化され、或いは相互交換され、再方位
づけされた空間軸に沿った音速度の成分に対応づける場
合には、第４図の８面体配置における他の空間方位を使
用することができる。
本発明はより複雑な不規則スピーカ配置に対しても適用
出来る。たとえば、第６図に示すように８個のスピーカ
LF,RF,LB,RB,LU,LD,RU,RDの３次元の配置にも応用出来
る。ここでは各スピーカをデカルト座標（xi,yi,zi）と
（−xi,yi,zi）に置き、式（33）と（34）で与えられる
各供給信号Si+とSi-を供給する。ここでｉは１から４ま
での値とし、また半径ｒとすると次式が成立つ。
（x1,y1,z1）＝（rcosφ,rsinφ,0） （x2,y2,z2）＝（rcosφ，−rsinφ,0） （x3,y3,z3）＝（0,−rcosξ,rsinξ） （x4,y4,z4）＝（0,−rcosξ,rsinξ） …（44） この配置は、４個のスピーカの水平配列と、４個のスピ
ーカの長方形の垂直配列の組合せからなり、水平配置に
おける正面のスピーカ対は中心で２φの角をなし、垂直
配列におけるスピーカの対は中心で２ξの角をなす。
このスピーカ配置は、この配置に対して式（38）を適用
すれば、“マキタ”理論および“エネルギベクトル”理
論の方向性の要件を満足することができる。計算式で示
すと次のようになる。
スピーカへの供給信号は適正な正の利得ｋ（周波数に依
存する値を選ぶことが出来る）に対して、これらのαi,
βi,γｉの値を使用することにより式（33）および（3
4）で与えることが出来る。
第７図は、第４図や第６図を参照して述べて来たスピー
カ配列を含む様々な三次元スピーカ配置に対して使用す
る本発明によるデーコダを示す。このデコーダは、特公
昭59−43880号公報および特公平１−37080号公報で述べ
られるスピーカの立方体配置に対して使用することも出
来、WXYZ回路90およびＩ型とII型のシェルフフィルタ9
2,94,96,98および高域フィルタ100,102,104を有し前記
明細書で述べたようにスピーカ距離を補償する。このデ
コーダは切換可能な振幅マトリックス114も有する。数
個の可変利得増幅来106,108,110,112を備えることおよ
び選択されたスピーカ配置の型式と整合がとれるように
出力振幅行列係数を切換可能にすることにより、１台で
多くの異なるスピーカ配置に利用出来るデコーダを製作
することも可能である。特に、可変利得増幅器によりス
ピーカ配置を正確に表わす角φやξの調整が可能であ
り、ゆえにこれらの可変利得増幅器は配置を調整する機
能を有する。
上述したデコーダのいずれも、付加利得回路および遅延
回路とともに使用することができる。ここで付加利得回
路および遅延回路は、特開昭53−101402号公報によって
明らかにされた共通基準点から均一でない距離に配置さ
れたスピーカを補償するために、スピーカに加えられる
前のデコーダ出力信号を修正する。
本明細書においてｘ軸を前方向に、ｙ軸の左方向に、ま
たｚ軸を上方向に指定していることは全く驚異的なもの
で、x,y,z軸は共通基準点を共用する他の３本の直交デ
カルト座標軸であるように選んでもかまわない。ゆえ
に、たとえば、圧向きをｘ軸に、上向きをｙ軸に選ぶこ
とにより第３図から第６図を参照して述べられたデコー
ダは別の方向づけのスピーカ配置に適したものになる。
これにより、第３のスピーカＬは正面スピーカとなり、
スピーカＲは後方のスピーカとなり、左前方、左後方、
右前方、右後方のスピーカはそれぞれ左前方、右前方、
左後方、右後方のスピーカとなる。同様にして、第４図
の８面体の配置は正面と後方の垂直なスピーカの対とな
り、両側にそれぞれ１個のスピーカをもつ。最後に第６
図の配置では、正面と後方のスピーカの垂直な対と、左
方と右方のスピーカの対となる。
更に前記振幅マトリックスは当業者が好ましいと考える
ならば任意の付加的な全利得（適当な位相反転を含む）
を組み込むことも出来る。

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】基準点における所望の音響圧力および音響
    速度を表す符号化された入力信号を受付け、無指向音響
    圧力信号Ｗ、前方向音響速度成分信号Ｘ、左方向音響速
    度成分信号Ｙを、３次元スピーカ配列に対してはさらに
    上方向音響速度成分信号Ｚを出力する入力手段（10）
    と、前記入力手段に接続され、前記信号Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ
    から基準点における音響圧力を表しｉから独立した信号
    Ｗ′、ｉから独立し、ｘ、ｙ、ｚ各軸に沿った音響速度
    成分を表すＸ′、Ｙ′、Ｚ′およびすべての符号化され
    た音の方向に対するＷ′に対して90゜位相関係を有する
    jW″信号をそれぞれ出力するフィルタ手段（12、14、1
    6、22）と、振幅マトリックス回路（26）とを有し、そ
    れぞれ共通基準点からほぼ等距離ｒの正反対方向位置に
    配列され第ｉ番目のスピーカ対の前記基準点における直
    交座標軸ｘ、ｙ、ｚに関してデカルト座標（xi,yi,zi）
    および（−xi、−yi、−zi）を有するｍ（ｍは３以上）
    対の不規則スピーカ配列に信号を供給するデコーダを備
    えた音響再生装置において、 前記振幅マトリックス回路はスピーカの各対に供給され
    る信号Si+およびSi-の和がスピーカ全ての対に関して等
    しく、 Si+＝Ｗ′＋αiX′＋βiY′＋γiZ′−δijWi″ Si-＝Ｗ′−αiX′−βiY′−γiZ′＋δijWi″ が成立するように構成されたことを特徴とする音響再生
    装置。 （ここで、αｉ、βｉ、γｉ、δｉは次のマトリックス
    方程式を実質的に満足する実数の利得係数であり、 ここで、Ｋはｍ×３行列 Ｍは係数の３×ｍの行列 Ｉは、恒等行列で３次元スピーカ配置の場合は ２次元水平スピーカ配置の場合は であり、ｋは周波数に依存することができる正の実数定
    数である。）
  2. 【請求項２】前記jWi″は、直径方向に関して相対する
    スピーカの対の全てに対して同一である請求の範囲１項
    記載の音響再生装置。
  3. 【請求項３】２次元スピーカ配置に関し、前記振幅マト
    リックスは、スピーカの第ｉ番目の対が前記基準点を共
    有する直交座標軸ｘおよびｙに関してデカルト座標（x
    i,yi）および（−xi,−yi）を有する場合、式 Si+＝Ｗ′＋αiX′＋βiY′−δijWi″ Si-＝Ｗ′−αiX′−βiY′＋δijWi″ （式中αi,βi,δｉは、αi,およびβｉが式 を実質的に満足する実数の利得係数である。） が成立する請求の範囲第１項記載の音響再生装置。
  4. 【請求項４】前記利得係数がマトリックス方程式 （ここ、べき乗−１は逆行列を表す。） で与えられる請求の範囲第３項記載の音響再生装置。
  5. 【請求項５】信号Ｗ′は、単一利得を有し全方向からの
    符号化された音を含み、方位角θから発生する音に関し
    前記信号Ｘ′は、 を有し、前記信号Ｙ′は、 を有する請求の範囲第３項記載の音響再生装置。
  6. 【請求項６】前記信号Ｗ′を形成する第１のシェルフフ
    ィルタ回路と、 前記信号Ｘ′およびＹ′を形成する同一特性の第２のシ
    ェルフフィルタ回路とを備える請求の範囲第３項記載の
    音響再生装置。
  7. 【請求項７】前記第１および第２のシェルフフィルタ回
    路は、全てのオーデオ周波数に対し実質的に同一の位相
    応答特性を有する請求の範囲第６項記載の音響再生装
    置。
  8. 【請求項８】前記定数ｋは、低周波において信号Ｗ′,
    X′,Y′に符号化された全ての水平面上の音に関して、 k2｛Re（Ｘ′/W′））２＋（Re（Ｙ′/W′））２｝＝２ （ここで、Reは実数部分を表わす。） が成立する請求の範囲第３項記載の音響再生装置。
  9. 【請求項９】信号S1 +,S1 -,S2 +,S2 -,S3 +,S3 -を夫々デカ
    ルト座標 （x1 +,y1 +）＝（−rcosφ,rsinφ） （x1 -,y1 -）＝（rcosφ，−rsinφ） （x2 +,y2 +）＝（0,r） （x2 -,y2 -）＝（0,−ｒ） （x3 +,y3 -）＝（rcosφ,rsinφ） （x3 -,y3 -）＝（−rcosφ，−rsinφ） に位置する不規則配列の６台のスピーカに供給する請求
    の範囲第４項記載の音響再生装置。
  10. 【請求項１０】前記振幅マトリックス回路が、信号Ｘ′
    およびＹ′がある一定のマトリックス回路に供給される
    前にそれらの利得を調整することによりスピーカ配列の
    範囲の整合を行う調整手段を備える請求の範囲第３項な
    いし第９項のいずれかに記載の音響再生装置。
  11. 【請求項１１】信号Ｘ′に利得係数α１およびα３を乗
    ずるための第１の可変利得回路と、 信号Ｙ′に利得係数β２を乗ずるための第２の可変利得
    回路と、 信号Ｙ′に利得係数β１およびβ３を乗ずるための第３
    の可変利得回路とを備える請求範囲第９項記載の音響再
    生装置。
  12. 【請求項１２】３次元スピーカ配置に関し、前記利得係
    数αi,βi,γｉが式、 を満足する請求の範囲第１項記載の音響再生装置。
  13. 【請求項１３】前記利得係数αi,βi,γｉは、マトリッ
    クス方程式 （ここで、べき乗−１は逆行列を表わす。） により与えられる請求の範囲第12項記載の音響再生装
    置。
  14. 【請求項１４】信号Ｗ′は、単一利得を有し全方向から
    の音を含み、前記信号Ｘ′,Y′,Z′は、Ｘ軸から反時計
    方向に計って方位角θを有し、XY平面からＺ軸に上方に
    高さηを有する音に対しそれぞれ利得 を有する請求の範囲第12項記載の音響再生装置。
  15. 【請求項１５】信号Ｗ′のための第１のシェルフフィル
    タ回路と、 信号Ｘ′,Y′,Z′のための同一特性の第２のシェルフフ
    ィルタ回路とを備える請求の範囲第12項記載の音響再生
    装置。
  16. 【請求項１６】前記第１および第２のシェルフフィルタ
    回路がすべてのオーディオ周波数に対し実質的に同一の
    位相応答特性を有する請求の範囲第15項記載の音響再生
    装置。
  17. 【請求項１７】前記定数Ｋは、低周波において前記信号
    Ｗ′,X′,Y′,Z′に符号化された全ての方向の音に関
    し、 k2｛（Re（Ｘ′/W′））２＋（Re（Ｙ′/W′））２ ＋（Re（Ｚ′/W′））２｝＝２ が成立する請求の範囲第12項記載の音響再生装置。
  18. 【請求項１８】信号S1 +,S1 -,S2 +,S2 -,S3 +,S3 -を、夫々
    デカルト座標の原点から距離ｒの不規則な８面体の頂点
    に位置する６台の不規則配列のスピーカに供給する請求
    の範囲第13項記載の音響再生装置。
  19. 【請求項１９】前記スピーカの座標が、夫々 （x1 +,y1 +,z1 +）＝（r,0,0） （x1 -,y1 -,z1 -）＝（−r,0,0） （x2 +,y2 +,z2 +）＝（0,rcosφ,rsinφ） （x2 -,y2 -,z2 -）＝（0,−rcosφ，−rsinφ） （x3 +,y3 +,z3 +）＝（0,−rcosφ,rsinφ） （x3 -,y3 -,z3 -）＝（0,rcosφ，−rsinφ） （ここで β１＝γ１＝α２＝α３＝０ である請求の範囲第18項記載の音響再生装置。
  20. 【請求項２０】前記振幅マトリックス回路は、信号
    Ｘ′,Y′,Z′が固定されたマトリックス回路に供給され
    る前にその利得を調整することによりスピーカ配列の範
    囲の整合を行うための調整手段を備える請求の範囲第12
    項ないし第19項のいずれかに記載の音響再生装置。
  21. 【請求項２１】信号Ｘ′に利得係数α１を乗ずるための
    第１の可変利得回路と、 信号Ｙ′に利得係数β２およびβ３を乗ずるための第２
    の可変利得回路と、 信号Ｚ′に利得係数γ２およびγ３を乗ずるための第２
    の可変利得回路と を備える請求の範囲第19項記載の音響再生装置。
  22. 【請求項２２】信号S1 +,S2 +,S3 +および信号2W′＝S1 +＋
    S1 -＝S2 +＋S2 -＝S3 +＋S3 -を入力する出力端子の一方が
    共通の４台の電力増幅器を有し、信号S1 +,S2 +,S3 +を入
    力するスピーカの各々は夫々の増幅器により駆動され、
    信号S1 -,S2 -,S3 -を入力する直径方向に関して相対する
    スピーカの各々はスピーカの一方の端子を対応する増幅
    器の共通でない出力端子に接続し、スピーカの他方の端
    子が前記信号2W′に入力する増幅器の共通でない出力端
    子に接続することにより駆動されるように前記電力増幅
    器が前記６台のスピーカに接続される請求の範囲第９項
    または第18項記載の音響再生装置。
  23. 【請求項２３】信号S1 +,S1 -,S2 +,S2 -,S3 +,S3 -,S4 +,S4 -
    を夫々デカルト座標、 （x1 +,y1 +,z1 +）＝（rcosφ,rsinφ,0） （x1 -,y1 -,z1 -）＝（−rcosφ，−rsinφ,0） （x2 +,y2 +,z2 +）＝（rcosφ，−rsinφ） （x2 -,y2 -,z2 -）＝（−rcosφ,rsinφ,0） （x3 +,y3 +,z3 +）＝（0,rcosξ,rsinξ） （x3 -,y3 -,z3 -）＝（0,−rcosξ，−rsinξ） （x4 +,y4 +,z4 +）＝（0,−rcosξ,rsinξ） （x4 -,y4 -,z4 -）＝（0,rcosξ，−rsinξ） で表わされるXY平面上の長方形の各頂点およびYZ平面上
    の長方形の各頂点に位置する不規則配列の８台のスピー
    カに供給するための請求の範囲第13項記載の音響再生装
    置。
  24. 【請求項２４】前記角度φおよびξの範囲が調節可能で
    あり、 前記振幅マトリックス回路は、信号Ｘ′,Y′,Z′が固定
    されたマトリックス回路に供給される前にこれら信号の
    利得を調整することによりスピーカ配列の範囲の整合を
    行うための調整手段を有し、 信号Ｘ′に利得係数α１およびα２を乗ずるための第１
    の可変利得回路と、信号Ｙ′に利得係数β１およびβ２
    を乗じるための第２の可変利得回路と、 信号Ｙ′に利得係数β３およびβ４を乗じるための第３
    の可変利得回路と、を備える請求の範囲第23項記載の音
    響再生装置。
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