JPH07116162A - 超音波計測装置およびその送受信位相補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 常に送受波開口の全素子の設定遅延を変化さ
せ、設定遅延の変更の断層像への影響が確認でき、かつ
各素子に対応して決まる補正が必ず最適近似値値へ収束
する超音波計測装置を提供することにある。 【構成】 被検体内の超音波を送受信する音線方向にお
ける距離を変数と見做し、直交関数系を成す関数と該関
数に乗ずる係数群の線形結合を用いた関数で、該距離を
変数と見做し、その値を音速とする音速分布関数を近似
し、該近似関数を元に整相加算に用いる遅延データを設
定及び変更することが可能な超音波計測装置。 【効果】 超音波の収束時点の位相補正が効率的に行わ
れるので、画像の高画質化が容易に達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は，超音波を送受信して被
検体内の情報を得る場合に、被検体内の異なる音速部分
を補正して正確な遅延時間設定と整相処理を行うことが
できる超音波計測装置およびその送受信位相補正方法に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の超音波計測装置、特に超音波診断
装置(断層像装置)においては、超音波を送受信する電気
音響変換素子群を用いて、被検体内の所望の位置に超音
波パルスのエネルギを収束し、反射波を再び電気音響変
換素子群で受信して像再生を行っている。送受信の際に
各変換素子の信号に遅延時間を分布させて設定している
が、その場合の遅延時間分布は、被検体内の音速を一定
とし、所望の像の画素に対応する被検体内の点と各変換
素子と間の空間的距離とともに遅延時間がそれぞれ設定
されている。しかし、人体のような被検体の組織は、例
えば構成物質の異なる脂肪層，筋肉層，皮膚，臓器等か
らなるので、音速不均一媒体になる。通常は、送受信素
子を被検体の表面付近に位置させて撮像を行うので、被
検体内の比較的小さな音速の変化でも、被検体内深部の
撮像では画質劣化の原因となっていた。こうした状況の
もとで、高分解能の断層像を得るには、変換素子ごとの
遅延時間の補正が必要である。被検体内を均一物質とし
て設定した音速値の変更に基づく遅延時間の補正、なら
びに送受信素子ごとの設定音速の変更方法を行った従来
例としては、例えば特開昭５９−２１２７９１号公報に
記載のものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】特開昭５９−２１２７
９１号公報に記載された装置では、断層像の解像度が最
も高くなるように被検体内全体の音速を設定した後、送
受信素子を複数の群に分け、全体の設定音速の決定後の
断層像と、各群に属する送受信素子のみの断層像との相
関が最大となるように、各群ごとの設定音速を決めてい
る。しかしながら、特定の群に属する素子だけで設定音
速の変更を行う場合には、群内に含まれる素子数が減少
してしまうため、断層像の解像度が劣化して、群内での
設定音速の変更を完了して良いか否かが判断できない場
合もあった。また、群内素子のみの断層像が全体の断層
像と大きく異なって、相関を求めることが困難になるこ
とがあった。一方、このような事態を回避するため、各
群に含まれる素子数を多くした場合には、群の数が少な
くなってしまい、個別に変更できる設定音速の数が減少
してしまう。その結果、設定音速の補正の精度が悪くな
る。本発明の目的は、このような従来の課題を解決し、
被検体内の不均一な音速を補正して、送受波開口内の全
送受信素子の設定遅延時間を変化させ、設定音速の変更
の断層像への影響が容易に確認でき、かつ、各送受信素
子の設定音速が必ず最適値へ収束するような超音波診断
装置および送受信位相補正方法を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の送受信位相補正方法は、被検体内の空間
座標を変数とし直交関数系をなす関数と、該関数に乗算
する展開係数とを用いた線形結合式をもって被検体内の
音速分布を仮定し、該線形結合式で表される音波の伝播
経路上の音速分布から各素子に設定する遅延時間を決定
し変更することを特徴としている。また、人体等の被
検体では音速の異なる組織が超音波送受信口径の近傍で
ほぼ層状と見做せる構造であることに対応して、音速分
布を深度方向の１次元で近似したことも特徴としてい
る。また、上述の深度方向の１次元近似の音速分布の
推定値をもとに、２次元あるいは３次元の音速分布を求
めることも特徴としている。また、直交関数系とし
て、三角関数系を用いることも特徴としている。また、
直交関数に乗ずる係数群の最適化を行う評価関数とし
て、被検体内有限の空間領域からの受信総エネルギー和
を求める演算を用いることも特徴としている。また、
遅延時間補正を行う整相処理と行わない整相処理の両方
を行い、両整相出力に評価のための同一演算をおこなっ
た結果を判定して、いづれか一方を表示することも特徴
としている。また、整相出力に行われる評価のための
演算として、特定一部の空間領域を限定する窓関数によ
る重み付けを行った１次元あるいは多次元の受信総エネ
ルギー和演算を用いることも特徴としている。また、
遅延時間補正を行う整相処理と行わない整相処理とをビ
ートダウン等の周波数移動による整相処理を用いること
により時分割処理で行い、両整相出力に評価のための同
一演算をほぼ同時に高速で行うことも特徴としている。
さらに、電気音響変換手段からの各受信信号を入力し
て、音速一定の仮定のもとに整相処理を行うとともに、
補正された遅延時間分布により整相処理を行う整相部
と、該整相部で整相処理された出力を入力として、振幅
の対数圧縮処理あるいは画面表示のための座標変換処
理、およびディジタル・アナログ変換処理を行い、かつ
音速分布による遅延時間補正を行った整相加算信号と行
わなかった整相加算信号とを交互に出力し、それらの一
方を選択する画像信号生成部と、該画像信号生成部から
逐次出力される整相加算出力の振幅二乗和を撮像領域全
体で積算し、音速分布を直交関数展開の各係数を定める
ことにより推定して、該音速分布から各整相チャネルに
対する遅延時間分布の演算して、それにより上記整相部
を制御するとともに、遅延時間を補正した得られた整相
加算信号と補正しないままの整相加算信号とを窓関数を
用いて特定領域内で積算し、窓を順次走査に追従させて
移動する毎に両積算値を比較し、遅延時間を補正して得
られた整相加算信号の窓関数内の積算値が大きいときの
み、遅延時間を補正して得られた整相加算信号を表示の
ための信号にするように、上記画像信号生成部を制御す
る補正演算部と、画像信号生成部で生成された画像信号
を出力する表示部とを具備したことを特徴としている。

【０００５】

【作用】本発明においては、（ａ）遅延時間を設定する
音速分布に直交関数展開を用いるため、目的とする被検
体内の空間的精度での推定音速分布関数の最適形の存在
が保証される。これにより、直交関数展開項の各項の係
数のいずれからでも自由な順序で推定することが可能で
あり、かつ演算時間、実現手段の規模、コスト等の点で
最適化を図ることが可能となる。また、（ｂ）遅延時間
を設定する音速分布を電気音響変換素子群からの距離方
向（深さ方向）の１次元座標に限定するために、推定す
べき直交関数展開項の各項の係数の総数を著しく減少さ
せることができ、遅延時間補正の最適化が完了するまで
の時間を減少させることができる。また、（ｃ）上記
（ｂ）において求めた音速分布を、２次元，３次元の音
速分布最適化処理における直交関数展開項の各項の係数
に与えるべき初期値として用いることにより、最適化の
ためにそれらの係数に与える値の範囲を限定することが
可能となるので、遅延時間補正の最適化が完了するまで
の時間を減少させることができる。また、（ｄ）直交関
数に三角関数を用いるために、音速分布とそれにより求
まる遅延時間の演算課程の処理に、従来より既存の集積
回路等の周辺技術を安価に利用することができる。ま
た、（ｅ）求める直交関数の展開係数の最適値評価関数
に、全体あるいは特定の有限の空間領域からの受信総エ
ネルギー和を求める演算を用いるため、最適化判定の自
動化が可能になる。なお、受信総エネルギー和が最適化
の判定となりうる理由は、次のとおりである。すなわ
ち、受信信号からの像再生では、受信信号間の伝播経路
上の到達時間差を無くし、それらの干渉により真の反射
体の存在位置のみに受信信号間の位相が一致して強め合
いが生じて反射像を形成する。一方、伝播経路上の到達
時間差を正しく補正していない場合には、正しい反射源
位置以外の位置で強め合いがおきるため、偽像あるいは
像の解像度低下をきたすが、この場合には空間的領域内
のエネルギ総和あるいはエネルギ密度(受信信号振幅二
乗総和あるいはその積分区間内平均)を求めると必ず低
下している。これは、正しくない空間位置に対応して整
相加算されると、干渉によるエネルギ低下が必ず引き起
こされるという原理に基づいている。

【０００６】また、（ｆ）遅延時間補正を行う整相処理
と行わない整相処理の両方を行い、両整相出力に評価の
ための同一演算をおこなった結果を判定して、いづれか
一方を表示するため、遅延時間補正の解像度向上を判断
して、撮像領域の一部で解像度向上がみられない場合
は、遅延時間非補正の画像を表示できる。これにより、
音速分布関数の推定精度が不十分であったり、適用困難
な条件にある場合には、従来の非補正の整相出力と補正
された整相出力を部分部分で相補的に組み合わせて一つ
の像を形成することが可能となる。また、（ｇ）特定の
一部の空間領域を限定する窓関数による重み付けを行っ
た１次元あるいは多次元の受信総エネルギー和演算を用
いるので、断層像の各画素を中心とした有限領域で総エ
ネルギーの重み付きの積算が行える。これにより、各画
素に対応して遅延時間補正を行った整相出力を表示のた
めの入力とすべきか否かの自動判定が可能になる。ま
た、（ｈ）遅延時間補正を行う整相処理と行わない整相
処理とを、ビートダウン等の周波数移動による整相処理
を用いることにより、時分割処理で行うことができるの
で、両整相出力に評価のための同一演算をほぼ同時に高
速で行うことができる。これにより、実時間で遅延時間
補正整相と非補正整相の処理が行えるため、これらの整
相出力を部分部分で相補的に組み合わせて一つの像を形
成することが実時間で可能となる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明における実施例を、図面により
詳細に説明する。 （実施例１）先ず、本発明の音速補正の原理について、
図７を用いて説明をする。図７は、音速分布のある被検
体についての超音波の収束を説明する断層図および音速
分布図である。人体が被検体の場合、７３１〜７３４は
筋肉，脂肪，臓器実質部，皮膚などの微小ながらも音速
が異なる組織層であり、図中の格子は便宜的に断面を適
切な密度で空間的に分割した格子である。従来の超音波
計測装置では、被検体内の音速が一定であるとする仮定
のもとに、電気音響変換素子の群である送受信素子群７
１の各素子と焦点７２の間の伝搬時間を、空間的な位置
関係から超音波を送受信する際の遅延時間を設定してい
る。しかし、送受信素子群７１の各素子と焦点７２の間
の伝搬経路上の音速分布が既知であれば、送受信素子群
７１の各素子と焦点７２との間の伝搬時間を補正でき、
より正確な遅延時間設定と整相処理を実現することがで
きる。上記音速補正を行うために、図７の断層図上に示
した様に仮想的な格子を設定し、その格子間隔を無限に
細かくして、各格子点上の音速分布を推定できれば、音
速変化の影響を考慮した遅延時間の補正は完全になる。
しかし、不必要に細密な格子分割に対応して音速を推定
することは実際的ではなく、推定方法の精度やその結果
を用いた画質改善効果に比べて最適な格子間隔が存在す
る。即ち、本発明では、補正のための空間的細かさを順
次増加して行き、処理速度や装置規模の最適な点を見出
す方法を提案する必要がある。

【０００８】一般に、医用超音波断層像の場合には、腹
部などの身体表面から超音波を内部に照射することが多
く、筋肉，脂肪，臓器実質部，皮膚などの層が超音波の
送受信面にほぼ平行した層状構造と見做せる場合が多
い。送受信を行う音響的開口（送受信素子群７１の幅）
は数cmであって、表在性の脂肪層，筋肉層などは、ほぼ
平行な積層状態と見做すことができる。即ち、図７の概
念図のように、送受信素子群７１の配列方向とほぼ平行
な層となることが多い。このような状況では、音速分布
を１次元分布で近似できる。実際には、図面に垂直な方
向にも音速の変化があり、また送受信素子群７１に並行
な方向にも音速の変化があるので、３次元の方向に音速
分布が存在することになるが、ここでは３次元の音速分
布を１次元分布で近似する。図７では、音速補正のため
に、ほぼ平行とみなせる各層７３１〜７３４に対する各
法腺方向であり、かつ送受信素子群７１の配列面と直交
する方向である深さ方向の軸ｙに着目する。これは、上
述のように、断層図上に形成された格子に対して、縦方
向に走る格子線方向である。超音波の伝搬経路上の２次
元的な(紙面に垂直な方向を考慮すれば３次元的な)音速
分布を平均化した分布をこの深さ方向の軸ｙ上に想定
し、その関数が断層図右に付帯させて図示した音速分布
関数７４で示されるとする。本発明では、この音速分布
関数７４を直交関数系の関数の線形結合で順次推定精度
を高めることに特徴がある。図８は、図７の音速分布関
数７４を近似する直交関数系に三角関数を選んだ例を示
すものである。関数８１は、直交関数展開の項数を３組
の(sin関数、cos関数)対の線形結合で近似した分布関
数、関数８２は、１０組の対の線形結合で近似した分布
関数を示したものである。このように展開の項数を増加
すれば、仮定している音速分布を順次真の分布に近づけ
ることが可能なるが、これは関数７４のフーリエ級数展
開にほかならない。しかし、音速分布関数７４は直接計
測可能ではないので、各展開係数(周波数の異なる各々
のsin関数、cos関数に乗ずる係数)を逐次値を変更して
仮定し、各係数が正しく推定されているかを判断する評
価関数を、撮像によって得られる画像の情報量から求め
る。本実施例では、上記評価関数として整相加算信号検
波出力の断層像内での全エネルギ和を用いた。各展開係
数の値が適正値に近づき、また展開の項数が増加するに
従って音速分布の推定精度は向上し、断層像の解像度も
向上する。

【０００９】上記断層像内での全エネルギ和が、評価関
数として適切である理由は、作用の欄でも述べたが、以
下の通りである。すなわち、仮定した音速分布が真値に
近づけば、それに従って計算される遅延時間分布も最適
化されると考えられる。受信信号からの像再生は、受信
信号間の伝播経路上の到達時間差を無くして加算するこ
とが基本となっている。受信信号間の干渉により真の反
射体が存在する位置に受信焦点を設定すると、受信信号
間の位相が一致して強め合いが起きるので反射像が形成
される。一方、伝播経路上の到達時間差を正しく設定し
て遅延時間を与えていない場合には、正しい反射源位置
の強め合いは減少し、目的以外の位置で強め合いがおき
るので、偽像あるいは像全体の解像度低下をきたすこと
になる。送受信素子群と反射送との間を一定の速度で伝
搬すると仮定した場合には、整相加算後の受信信号のエ
ネルギ総和あるいはエネルギ密度(受信信号振幅絶対値
総和あるいはその積分区間内平均)を求めると、最適整
相条件に比べて必ず低下している。これは、正しくない
遅延時間で整相加算される不要な干渉によるエネルギ低
下が必ず引き起こされる現象に基づいている。以下、本
実施例により直交関数展開をフーリエ展開とした補正手
順について説明する。図７，８の音速分布７４を、Ｎ次
のフーリエ展開で近似することを考える。音速分布を考
える深さ方向の軸ｙ上の座標をｄとし、求める区間長を
Ｌとすると、音速分布７４をＬ上のＮ点で推定すること
になる。展開式による音速分布の近似関数ｖ(ｄ)は次式
で示される。

【数１】 とする。ここでｐは整数，０≦ｄ≦Ｌである。

【００１０】図１は、本発明の第１の実施例を示す補正
演算部の補正手順の動作フローチャートである。本発明
における補正動作手順を図１により順次説明する。補正
開始の後（ステップ１０１）、最初に展開係数の項番号
ｐを指定する（ステップ１０２）。０≦ｐ≦Ｎ-１なる
ｐはいずれから開始してもよいが、通常は０から順に増
加させる。また、補正の開始時点で全てのＡp ,Ｂpは零
とした。次に、展開係数Ａp ,Ｂpを順次指定（ここでは
仮定）する。所定の値ｖmaxを決め，-ｖmax≦Ａp≦ｖma
x，-ｖmax≦Ｂp≦ｖmaxの範囲で、順次これらの値を設
定する（ステップ１０３）。なお、この場合、毎度の設
定値間隔は小さくする方がより好適である。設定された
値に従って補正途中の音速分布関数ｖ(ｄ)が求まるの
で、次に被検体内に設定する受信焦点と送受信素子群と
の間の伝搬経路上の音速分布から到達時間を設定し、整
相時の各チャネル、焦点の遅延時間変更値を演算する
（ステップ１０４）。撮像系では、この補正値を考慮し
ない従来の音速値一定の仮定のままの整相とともに、ス
テップ１０４での補正値を考慮した整相を行う（ステッ
プ１０５）。

【００１１】次に、補正値を考慮した整相加算出力の振
幅二乗和値を、撮像を行っている断層像内の全てにわた
って積算する（ステップ１０６）。この積算値が最大と
なる時のＡp ,Ｂpの最適値を知るために、直前までに行
った各Ａp ,Ｂp値の時の振幅二乗和積算値の最大値と比
べる（ステップ１０７）。なお、最初の演算の場合に
は、比較できないため、それまでの最大値として扱う。
２回目以降では、比較できるので、比較の結果が増加で
あった場合には、その振幅二乗和積算値とそのときのＡ
p ,Ｂpの最適値を記憶手段上に更新し、これを保持する
（ステップ１０８）。ただし、この保持値は、展開係数
項番号ｐを新たに指定する時点（ステップ１０２）で零
に設定される。探索のために予定したＡp ,Ｂpの仮定値
の組み合わせが全て終了したかを確認し（ステップ１０
９）、終了していないのであれば、新たにＡp ,Ｂpの仮
定値を変更して（ステップ１０３）、ステップ１０３〜
１０９の処理を繰り返す。同じ展開係数交番号ｐに対し
て、Ａp ,Ｂpの仮定値の組み合わせが全て終了した時点
で、予定した項番号ｐの全てについて終了したか否かを
確認する（ステップ１０１０）。終了していなければ，
新たに項番号ｐを仮定して、ステップ１０２〜１０１０
の処理を繰り返す。このようにして、全てのｐについ
て、Ａp ,Ｂpの値を振幅二乗和積算値の最大点の探索で
決定することにより、補正が完了する（ステップ１０１
１）。

【００１２】図２は、本発明が適用される超音波計測装
置のブロック図である。上記図１の補正手順を実現する
ための超音波計測装置の構成について、図２を用いて説
明する。図２の２０はビームフォーマ、つまり各送受信
素子毎に遅延時間を設定して整相処理を行う整相部、２
１は振幅の対数圧縮処理やディジタル−アナログ変換処
理を行う画像信号生成部、２２は音速分布に基づいて遅
延時間の補正を行う補正演算部、２３は表示装置、２４
は制御装置である。送受信素子群の各素子の受信信号
は、整相部２０の入力２００１〜２００９となる。整相
部２０においては、音速一定の仮定のもとの整相処理を
行うことが可能である一方、遅延時間の音速補正演算部
２２の出力２８に従って、補正された遅延時間分布によ
って整相処理を行うことも可能である。すなわち、補正
しない整相処理と補正された整相処理の両方を行う。整
相部２０の出力２５は、画像信号生成部２１の入力とな
り、整相された信号を加算した結果を補正演算部２２に
出力する一方、振幅の対数圧縮処理，画面表示のための
座標変換処理，あるいはアナログ信号を必要とするブラ
ウン管等の表示装置２３に出力するためのディジタルー
アナログ変換処理等が行われる。補正演算部２３は、画
像信号生成部２１の加算処理だけを行った信号出力２７
により、上述の直交関数展開による音速補正及び遅延時
間補正値の演算を行う。これらの各処理部２０〜２３の
動作は、制御装置２４の指令２４１〜２４４により制御
される。次に、図２の構成のもとで、音速補正画像と補
正しない画像とを比較し，補正効果を判断して画像表示
する手順を、図３の流れ図で説明する。図３は、本発明
の一実施例を示す超音波計測装置の撮像手順の動作フロ
ーチャートである。撮像開始（ステップ３０１）ととも
に音速補正を行わない通常の撮像動作と音速分布の直交
関数展開による遅延時間補正の最適化（ステップ３０
２）が並行処理される。最適化のためには多くの遅延時
間設定状態による整相加算処理が必要なため、実時間撮
像処理の背後で処理することが望ましい。ただし、被検
体と送受信素子群との空間的位置関係は大きくは変動し
ないものとする。心臓等の著しい運動体を撮像対象とす
る場合には、整相加算に必要な受信信号を一旦記憶手段
に全て記憶してから行う必要があるが、それは本発明の
実施例に記憶手段を付帯させることにより容易に実現で
きる。

【００１３】次に、図１に示した補正手順に従って音速
分布の推定と遅延時間補正値が演算完了したことを確認
し（ステップ３０３）、完了していなければ通常の非補
正の検波された整相加算出力を画像表示のための出力と
し（ステップ３０８）、実時間表示を維持する。一方、
音速補正のための音速分布推定が完了し、補正すべき遅
延時間値が全て定まった場合には、補正後の検波された
整相加算出力の二乗和に、所定の窓関数の値を乗じる畳
み込み演算を行う（３０５）。一方，同じ窓関数との演
算を実時間で入力される非音速補正の検波された整相加
算出力にも適用する（ステップ３０４）。これら３０
４，３０５の畳み込み演算出力を比較して（ステップ３
０６）、補正値の演算出力が非補正の演算出力より大き
かった場合のみ、補正検波値、つまり窓関数の中心位置
にある，窓関数と畳み込み演算される前の整相加算信号
を出力する（ステップ３０７）。非補正の演算出力より
大きくなければ、非補正検波値、つまり非補正の窓関数
と畳み込み演算される前の整相加算信号を出力する（ス
テップ３０８）。これにより、窓関数を掛けて撮像領域
内の特定領域を限定し、その領域に含まれる整相加算信
号の振幅二乗和積算値を音速分布補正の有無で比較し、
振幅二乗和が最大になるという意味で良好であれば、補
正された出力を与え、そうでなければ、そのままの出力
を表示装置へ与えるための信号として採用することがで
きる。この領域を限定する窓関数の例を、図９、図１０
に示した。図９の窓関数９１は、横軸９１２が受信信号
の時系列方向に対応しており、中央部分は１で平坦とな
っている。また、両裾は定数とCOS関数の和となってい
る。白丸９１１は、この演算が等周期で標本化された総
数ｍ個の信号列に対して行われることを示している。こ
の窓関数９１の値は、空間領域内に重み付けをしたもの
で、重み付けの値によっては、図９の両裾をさらに緩や
かにしたり、さらに急峻にしたりすることが可能であ
る。次に、図１０の窓関数９２は、２次元の窓関数の実
施例を示したものである。これは、図９の窓関数９１
を、その左右の対称回転軸として１回転して得られる曲
面とした。撮像が２次元の断層像である場合に、被検体
深さ方向に対応する受信信号時系列方向の軸９１２と、
その軸と直交し、方位方向に相当するラスタ方向の軸９
２３に、それぞれ窓関数が分布しているものである。つ
まり、網状の各交点の縦軸値が窓関数の各係数に相当す
る。また、実際に窓関数として振幅二乗和値と畳み込み
演算に用いる範囲は、軸９１２方向でｊ個、軸９２３方
向でｋ個であり、一つの窓関数と断層像内の特定領域と
の演算にはｊｋ回の乗算が必要である。

【００１４】以下、これらの補正方法を実現する図２の
装置の内部構成について、さらに詳細に説明する。図４
は、図２の整相部２０の構成を説明する詳細ブロック図
である。図２の整相部２０は、図４の単位整相部２００
の構成全体を送受信素子群のチャネル数だけ並列に配置
したもので構成される。図２における整相部２０への入
力２００１〜２００９の何れかの一つが、図４の入力２
０８１となる。図４において、２０１はアナログーディ
ジタル変換器であり、以降全ての処理が数値演算処理に
よって実現される。２０２１，２０２２は乗算器であ
り、やはり数値化された直交する参照信号２０８２，２
０８３との周波数混合を行う。参照信号２０８２，２０
８３は、受信信号の搬送波周波数にできるだけ近付けた
周波数の正弦波信号，余弦波信号であり、その位相は互
いに直交している。また、これらの参照波信号は、図２
の整相部２０の中に並列配置されている全てのチャネル
で共通となっている。これにより、受信信号は搬送波周
波数成分が直流付近に周波数移動した信号成分と、搬送
波周波数と参照波周波数の和の周波数となった高周波信
号成分とが混在した信号となる。低域通過フィルタ２０
３１，２０３２は、この高周波信号成分を除去し，搬送
波周波数成分が直流付近に周波数移動した信号成分のみ
とする。この信号は、読み込み番地信号２０８４及び書
き込み番地信号２０８５により独立に制御可能なRAM(Ra
ndom Access Memeory)２０４１，２０４２に入力され、
必要な遅延時間設定に従って低域通過フィルタ２０３
１，２０３２の出力値が取り込まれた後、後続の乗算器
群２０５１〜２０５４に出力される。読み込み番地信号
２０８４及び書き込み番地信号２０８５は、それぞれの
アドレスRAM２０８４０、２０８５０から読み出される
ことにより与えられ、整相加算の遅延時間補正の際に
は、これらのRAMの内容が変更される。

【００１５】乗算器群２０５１〜２０５４と加算器２０
６１，２０６２は、各チャネル共通に周波数移動に用い
た参照波の位相とチャネル毎に異なる受信信号搬送波の
位相差が各チャネルに与えるべき遅延時間毎に異なる部
分を補正する複素乗算器をなしている。この複素乗算に
用いる補正参照信号値は、正弦波，余弦波信号値の参照
テーブルを保持するROM(Read Only Memory) ２０７１，
２０７２の番地指定信号２０８６，２０８７により指定
されて、乗算器２０５１〜２０５４に出力される。ま
た、番地指定信号２０８６，２０８７は位相補正データ
RAM２０８６０、２０８７０の読み出しにより生成され
る。遅延時間の補正に当たっては、この位相補正データ
RAM２０８６０、２０８７０の内容が変更される。すな
わち、図２において、補正演算部２２からの出力信号２
８により、位相補正データＲＡＭ２０８６０，２０８７
０の内容およびアドレスＲＡＭ２０８４０，２０８５０
の内容が、それぞれ時分割的に書き換えられることにな
る。乗算器２０５１〜２０５４の乗算結果は、加算器２
０６１，２０６２の入力となり、複素数演算結果の実部
２０９１，虚部２０９２の二つの直交成分出力が図２の
画像信号生成部２１の入力２５に一部分となる。図４の
構成では直交検波処理が行われるので、低域通過フィル
タ２０３１，２０３２の出力以降は、時分割処理により
異なる遅延時間条件での整相を行うことが可能である。
即ち、音速分布補正を行う整相と行わない整相は、制御
信号２０８２〜２０８７を時分割で、それらの整相で交
互に対応させることによって実現できる。この場合、音
速分布補正を行う整相と行わない整相の信号は、互いに
１標本化時間分ずれるが、アナログーディジタル変換器
２０１の標本化周波数は、直交検波出力の周波数に比べ
て十分高いので、その差は極めて小さい。従って，殆ど
同じ信号に対して異なる整相条件を適用する効果が得ら
れる。

【００１６】次に、図２の画像信号生成部２１の構成に
ついて、図５を用いてさらに詳細に説明する。図５の入
力２１０１，２１０２は、図２においては整相部２０の
出力２５に相当する。図４との関連においては、図４の
実部出力２０９１が図５の２１０１の一部に相当し，図
４の虚部出力２０９２が図５の２１０２の一部に相当す
る。図５の加算器２１１１は実部出力２０９１を各チャ
ネル毎に加算して総和を出力し、加算器２１１２は同様
に虚部の総和を出力する。これらの出力は、二乗を演算
する乗算器２１２１と２１２２の入力となる。これらの
乗算器２１２１，２１２２の出力は、加算器２１２３に
より加算されて、平方根演算器２１３への入力および図
２の補正演算部２２への入力２７となる。平方根演算器
２１３は、信号の平方根値を保持するROMと、入力からR
OMの番地を生成する演算器で実現されている。平方根演
算器２１３の出力は、単位遅延２１４１を経由したもの
と、直接向かうものとが並列配置され、いずれも選択器
２１４の入力となる。選択器２１４は、制御信号２１０
３（図２の補正演算部２２からの制御信号２１０３）に
従って単位遅延を通過した信号と通過しない信号のいず
れか一方を選択できる構成となっている。この選択器２
１４は、音速分布による遅延時間補正を行った整相加算
信号と、行わなかった整相加算信号とが時分割処理で交
互に平方根演算器２１３から出力される場合に、それら
を選択する目的で設けられる。選択器２１４の出力は、
振幅値を表示の輝度信号に変換するための対数圧縮演算
器２１５の入力となる。対数圧縮演算器２１５は単に入
力信号を所定の対数の底のもとに演算するだけでなく、
非常に小さな入力値に対しては、ほぼ比例関係に近い輝
度信号値を出力するなど、目的に応じた特有の演算を行
うことができる。次に、対数圧縮演算器２１５の出力で
ある輝度信号は、ディジタルスキャンコンバータ（ＤＳ
Ｃ）２１６の入力となる。ＤＳＣ２１６は、表示のため
のビデオ信号を保持するRAM（VRAM）を内蔵しており、
超音波の送受信に合わせて時系列的に入力される輝度信
号を、順次座標変換や補間あるいは圧縮などの演算を行
いながら、VRAMの内容を更新する。VRAMの内容は逐次読
みだされてディジタルーアナログ変換器２１７の入力と
なり、その出力は図２における表示装置２３の輝度信号
入力２６になる。

【００１７】最後に、図２の補正演算部２２の構成を図
６を用いて説明する。本実施例の補正演算部２２は、大
別して次の２つの機能を実行することができる。それら
は、 （機能１）実時間で画像信号生成部２１から逐次出力さ
れる整相加算出力の振幅二乗和（時間パワ信号）を撮像
領域全体で積算し、図１における手順で音速分布を直交
関数展開の各係数を定めることで推定し、その分布から
各整相チャネルに対する遅延時間分布の演算を行う。 （機能２）図３に従った手順で、遅延時間を補正して得
られた整相加算信号と補正しないままの整相加算信号と
を、図９の９１、図１０の９２のような窓関数を用いて
特定領域内において積算し、比較する。この比較を、上
記積算を行う窓を順次走査に追従させて移動する毎に行
い、遅延時間を補正して得られた整相加算信号の窓関数
内の積算値が大きかったときのみ、時分割で処理されて
いる遅延時間を補正して得られた整相加算信号を表示の
ための信号とする。

【００１８】上記の（機能１）を実現するための処理動
作を、図１の各手順と図６の各部の構成を対応させて説
明する。補正手順は、全て図６の中央演算処理部２２５
によって制御される。制御手順は、制御、演算手順を記
憶保持するプログラムRAM２２４の内容を順次読み出す
ことにより実行され、さらにプログラムRAM２２４の内
容はパス２２５１を介して図示しない外部制御手段によ
りロードされる。図示しない外部制御手段からの補正開
始指令２２７により、中央演算処理部２２５は直交関数
展開による音速分布推定のための初期化を行う。これら
は、図１のステップ１０１〜１０４に該当する。最初に
展開係数の項番号ｐを指定する（図１のステップ１０
２）。展開係数Ａp ,Ｂpを順次指定（仮定）する（図１
のステップ１０３）。設定された値に従って、補正途中
の音速分布関数が求まるので，被検体内に設定する受信
焦点と送受信素子群との間の伝搬経路上の音速分布から
到達時間を設定し、整相時の各チャネル，焦点の遅延時
間変更値を演算する（図１のステップ１０４）。これら
は、プログラムRAM２２４内の記憶領域を用いて演算が
行われる。演算結果はバス２２５１上に出力され、選択
器２２６の入力となる。選択器２２６は、出力線２２８
１〜２２８９を介してバス上の遅延データを整相部２０
の各チャネルの整相データを保持するRAM に書き込む。
これらのRAMは、図４におけるアドレスRAM２０８４０、
２０８５０と位相補正データRAM２０８６０、２０８７
０である。これらのRAMは、実際に整相加算中に一部書
き換えを可能とするため、読み出しと書き込みが独立し
て行える構造とするのが望ましい。整相系では、補正値
を考慮した整相と従来の音速値一定の仮定のままの整相
を時分割処理で同時に行う（図１のステップ１０５）。

【００１９】次に、補正値を考慮した整相加算出力の振
幅二乗和値を撮像を行っている断層像内全てにわたって
積算するために（図１のステップ１０６）、図５の画像
信号生成部２１の中段から出力される時間パワ信号２７
を入力として、図６のレジスタ２２００と加算器２２０
１により撮像領域全体にわたって積算を繰り返し行う。
積算が終了した時点で、中央演算処理部２２５の指令２
２２１により、選択器２２２０は加算器２２０１の出力
を取り込んでメモリ２２３に書き込む。また、このとき
指令２２０２により、レジスタ２２００はその内容値を
零にリセットする。中央演算処理部２２５は、この積算
値が最大となる時のＡp ,Ｂpの最適値を探索するため
に、メモリ２２３に保持され、かつ直前までに行ったＡ
p ,Ｂp値に対応した振幅二乗和積算値の最大値と比べる
（図１のステップ１０７）。これが増加であった場合に
は、その振幅二乗和積算値を図６のメモリ２２３に、そ
のときのＡp ,Ｂpの最適値を図６のプログラムRAM２２
４上に更新し、保持する（図１のステップ１０８）。た
だし、この保持値は、展開係数項番号ｐを新たに指定す
る時点（図１のステップ１０２）で零に設定される。探
索のために予定したＡp,Ｂpの仮定値の組み合わせが全
て終了したかを確認し（図１のステップ１０９）、終了
していないのであれば、新たにＡp ,Ｂpの仮定値を変更
して（図１のステップ１０３）、ステップ１０３〜１０
９を繰り返し行う。同じ展開係数項番号ｐに対してのＡ
p ,Ｂpの仮定値の組み合わせが全て終了した時点で、予
定した項番号ｐの全てについ終了したかを確認する（図
１のステップ１０１０）。終了していなければ，新たに
項番号ｐを仮定して、ステップ１０２〜１０１０を繰り
返す。このようにして、全てのｐについてＡp ,Ｂpの値
を振幅二乗和積算値の最大点の探索で決定することによ
り、音速分布の補正が完了する（図１のステップ１０１
１）。Ａp ,Ｂpの仮定値の組み合わせが決定したこの時
点で、音速分布関数の推定は完了する。

【００２０】次に、音速補正画像と補正しない画像とを
比較し、補正効果を判断して表示する上記（機能２）を
実現するための処理動作を、図３の各手順と図６の各部
の構成を対応させて説明する。撮像開始（図３のステッ
プ３０１）とともに、音速補正を行わない通常の撮像動
作と音速分布の直交関数展開による遅延時間補正の最適
化（図３のステップ３０２）が並行処理される。最適化
のためには、多くの遅延時間設定状態による整相加算処
理が必要であるため、実時間撮像処理の背後で並列処理
する。図１に示した補正手順に従って、中央演算処理部
２２５が音速分布の推定と遅延時間補正値が演算完了し
たことを確認する（図３のステップ３０３）。完了して
いなければ、通常の非補正の検波された整相加算出力を
画像表示の出力とするため（図３のステップ３０８）、
図５の選択器２１４の制御信号２１０３を、時分割信号
のうち補正を行わない信号を選択するように制御して、
実時間表示を維持する。

【００２１】一方、音速補正のための音速分布推定が完
了し、補正すべき遅延時間値が全て定まった場合には、
補正後の検波された整相加算出力の二乗和に、所定の窓
関数の値を乗じる畳み込み演算を行う（図３のステップ
３０５）。同じ窓関数を実時間で入力される非音速補正
の検波された整相加算出力にも適用する（図３のステッ
プ３０４）。この畳みこみ演算は、図６の信号処理演算
部２２１０と窓関数の係数値を保持する係数メモリ２２
１１で行われる。なお、信号処理演算部２２１０の構成
を、図１１に示す。図３のステップ３０４、３０５の処
理は、時分割信号の交互に図６の入力線２７から入力さ
れる時系列信号を分けて、畳み込み演算が実行される。
これらを分けるために、図１１の選択器９４１は畳み込
み演算器９４２、９４３へ交互に入力信号２７を分配す
る。畳み込み演算器９４２、９４３は、図９、１０の窓
関数９１、９２との畳み込みを行う。演算器９４２は、
遅延時間補正を行った整相加算信号の振幅二乗和値につ
いて、窓関数９１あるいは９２との演算を行い、演算器
９４３は遅延時間補正を行なわない整相加算信号につい
て演算を行う。これらは、同時比較を行うためには一標
本化時間だけずれるので、単位遅延９４５を畳み込み演
算器９４３の出力を介して、加算器９４４に入力され
る。加算器９４４の入力は、一方の入力の符号を変えて
おり、これにより差を演算する。加算器９４４の正負を
符号判定器９４６で判定した結果の出力が、図５、６の
制御信号２１０３である。畳み込み演算出力を比較し
て、補正値の演算出力が非補正の演算出力より大きかっ
た場合のみ、窓関数の中心位置にある、窓関数と畳み込
み演算される前の整相加算信号を選択するように、図５
の選択器２１４の制御信号２１０３を信号処理演算部２
２１０が生成する。

【００２２】窓関数による畳み込み演算結果の比較出力
が得られる時点と、対応すべき図５の平方根演算器２１
３の出力を同時にするために、平方根演算器２１３は出
力に対して最適な遅延を実現すべく内部に信号レジスタ
部を含んでいる。これにより、窓関数を掛けて撮像領域
内の特定領域を限定し、その領域に含まれる整相加算信
号の振幅二乗和積算値を音速分布補正の有無で比較し、
振幅二乗和が最大となるという意味で良好であれば補正
された出力を、そうでなければそのままの出力を表示装
置へ出力するための信号として採用することができる。
畳み込み演算器９４２、９４３の出力は、さらに別目的
の制御を図６の中央演算処理部２２５によって実現でき
るように、図６のプログラム・メモリ２２３に記憶する
こともできる。これは図１１の信号経路９４８を介して
行われる。最後に、畳み込み演算器９４２、９４３の構
成について、図１２の演算器９３を用いて説明する。図
１２の演算器は、２次元有限インパルス応答(FIR)フィ
ルタの構成と同様の構成である。これらは、単位遅延器
９３０１〜９３０９、ラスタ時間遅延器９３１１〜９３
１３、乗算器９３２１〜９３３２、加算器９３４１〜９
３４４、および係数入力Ｗkjからなる。ラスタ時間遅延
器９３１１〜９３１３は、一回の超音波送受信で形成さ
れるラスタに費やされる時間の間の整相加算振幅二乗値
を全て保持できるシフトレジスタである。係数入力Ｗkj
は、図６の係数メモリ２２１１から読みだされて、信号
処理演算部２２１０の乗算器９３２１〜９３３２に出力
される。これらの乗算はｊｋ個同時に行われ、断層像内
の各位置での窓関数との演算を実時間で演算することが
可能である。これにより、図１０の窓関数９２との演算
が可能になる。図１０において窓関数の１次元部分９２
１との畳み込み演算が、例えば図１２の一次元部分９９
９で構成されていると考えることができる。また、図９
の１次元の窓関数９１の場合であれば、図１２の構成
で、係数Ｗ11〜Ｗ1j以外を零とすれば実現出来る。

【００２３】（実施例２）実施例１では、被検体内の音
速分布を図７のｙ方向である深さ方向の１次元のみに限
って推定することにより、遅延時間を最適化する実施例
を説明した。しかしながら、音速分布を深さｙ方向と直
交するｘ方向にも仮定して音速分布を最適化することも
可能である。以下、直交関数展開を複素フーリエ展開と
した場合の補正手順について説明する。図７の音速分布
をｘ方向Ｍ次、ｙ方向Ｎ次の複素フーリエ展開で近似す
ることを考える。ｘ方向で音速分布を考える区間長を
Ｋ、ｙ方向ではＬとすると、音速分布ＭＮ点で推定する
ことになる。展開式による音速分布の近似関数ｖ(ｘ,
ｙ)を、次式の形で考える。

【数２】 ここでｐ、ｑは整数，ｉは虚数単位、exp{}は指数関
数、０≦ｘ≦Ｋ、０≦ｙ≦Ｌである。また、Ｄp 、Ｃ
q、φp、φqは、補正手順により最適化されるべき振幅
係数および位相項である。実施例２における補正手順
も、図１の流れ図と全く同様で、設定すべき係数値の個
数が増加したに過ぎない。補正開始後、最初に展開係数
の項番号ｐ、ｑを指定する（図１のステップ１０２該
当）。

【００２４】次に、展開係数Ｄp 、Ｃq、φp、φqを順
次指定（仮定）する（ステップ１０３該当）。設定され
た値に従って、補正途中の音速分布関数ｖ(ｘ,ｙ)が求
まるので、被検体内に設定する受信焦点と送受信素子群
との間の伝搬経路上の音速分布から到達時間を設定し、
整相時の各チャネル，焦点の遅延時間変更値を演算する
（ステップ１０４該当）。撮像系ではこの補正値を考慮
しない従来の音速値一定の仮定のままの整相とともに、
補正値を考慮した整相を行う（ステップ１０５該当）。
補正値を考慮した整相加算出力の振幅二乗和値を撮像を
行っている断層像内全てにわたって積算する（ステップ
１０６該当）。この積算値が最大となる時の，Ｄp 、Ｃ
q、φp、φqの最適値を知るために、直前までに行った
各Ｄp 、Ｃq、φp、φq値の時の振幅二乗和積算値の最
大値と比べる（ステップ１０７該当）。これが増加であ
った場合には、その振幅二乗和積算値とそのときのＤp
、Ｃq、φp、φqの最適値を記憶手段上に更新した後、
保持する（ステップ１０８該当）。ただし、この保持値
は、展開係数項番号ｐ,ｑを新たに指定する時点（ステ
ップ１０２該当）で零に設定される。

【００２５】探索のために予定したＤp 、Ｃq、φp、φ
qの仮定値の組み合わせが全て終了したか否かを確認し
（ステップ１０９該当）、終了していないのであれば、
新たにＤp 、Ｃq、φp、φqの仮定値を変更して（ステ
ップ１０３該当）、ステップ１０３〜１０９の処理を繰
り返し行う。同じ展開係数項番号ｐ、ｑに対してのＤp
、Ｃq、φp、φqの仮定値の組み合わせが全て終了した
時点で、予定した項番号ｐ、ｑの全てについて終了した
か否かを確認する（ステップ１０１０該当）。終了して
いなければ、新たに項番号ｐを仮定してステップ１０２
〜１０１０を繰り返す。このようにして、全てのｐ、ｑ
についてＤp 、Ｃq、φp、φqの値を振幅二乗和積算値
の最大点の探索で決定することにより、補正が完了す
る。式（数２）においては、確定すべき係数Ｄp 、Ｃ
q、φp、φqの個数が多いため、式（数１）に基づいた
音速分布を式（数２）で表現した係数値を中心に係数を
変化させる範囲を限定させることもできる。本実施例の
装置構成は、図２〜図１２に開示した構成で全く同様に
実現できる。図６のプログラムRAM２２４の内容を、２
次元の音速分布計算に基づいて最適化するよう変更する
だけでよい。この変更は、バス２２５１を介して図示し
ない外部の記憶手段からロードすることにより実現され
る。これまでの構成において直交関数系として三角関数
を選んだが、目的に応じてベッセル関数等の他の直交関
数系を成す関数を使用しても良いことは言うまでもな
い。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
実時間で撮像することを主眼とする従来の超音波計測装
置に搭載する技術として、被検体内部の音速分布を推定
して、それにより遅延時間を補正し、補正結果をもって
直ちに画質改善を確認することができるので、装置規
模，補正計算時間，画質改善の進行状況に対応した最適
化を図ることができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す超音波計測装置の補正
手順を説明するフローチャートである。

【図２】本発明を適用した超音波計測装置のブロック構
成図である。

【図３】本発明の一実施例を示す超音波計測装置の撮像
手順を説明するフローチャートである。

【図４】本発明の一実施例を示す受信信号整相部の構成
図である。

【図５】本発明の一実施例を示す画像信号生成部の構成
図である。

【図６】本発明の一実施例を示す補正演算部の構成図で
ある。

【図７】被検体内の深さ方向の音速分布を説明する図で
ある。

【図８】三角関数を用いた直交関数展開を説明する図で
ある。

【図９】本発明の補正効果を画像情報から判定するため
の１次元窓関数の例を示す図である。

【図１０】本発明の補正効果を画像情報から判定するた
めの２次元窓関数の例を示す図である。

【図１１】本発明の補正効果を判定するための信号処理
部を示す構成図である。

【図１２】本発明における補正効果を判定する信号処理
部の２次元窓関数畳み込み演算部の構成図である。

【符号の説明】

２０…整相部、 ２００１〜２００９…受信信号入力群、 ２１…画像信号生成部、 ２２…補正演算部、 ２３…表示装置、 ２４…制御装置、 ２５…整相部出力、 ２６…輝度信号、 ２７…整相加算振幅二乗和出力、 ２８…音速補正演算出力、 ２４１〜２４４…制御指令、 ２０１…Ａ／Ｄ変換器、 ２０２１、２０２２、２０５１〜２０５４…乗算器、 ２０３１、２０３２…ディジタルＬＰＦ、 ２０４１、２０４２…RAM、 ２０８２、２０８３…参照信号、 ２０８４，２０８５…読み込み及び書き込み番地信号、 ２０８４０、２０８５０…アドレスRAM、 ２０７１、２０７２…三角関数値ROM、 ２０８６，２０８７…読み込み番地信号、 ２０６１、２０６２…加算器、 ２０９１、２１０１…実部出力、 ２０９２、２１０２…虚部出力、 ２１１１、２１１２…チャネル加算器、 ２１２１、２１２２…二乗乗算器、 ２１２３…加算器、 ２１３…平方根演算器、 ２１４…選択器、 ２１４１…単位遅延、 ２１０３…選択器制御信号、 ２１５…対数圧縮演算器、 ２１６…ディジタルスキャンコンバータ、 ２１７…ディジタルーアナログ変換器、 ２２００…積算レジスタ、 ２２０１…加算器、 ２２０２…リセット指令、 ２２１０…信号処理演算部、 ２２１１…係数メモリ、 ２２２０…選択器、 ２２３…メモリ(RAM)、 ２２２１…選択指令、 ２２３１、２２４１…Ｒ／Ｗ制御、 ２２４…プログラムRAM、 ２２５…中央演算処理部、 ２２６…チャネル選択器、 ２２６１…チャネル番号指令、 ２２８１〜２２８９…補正遅延データ出力、 ７１…送受信素子群、 ７２…焦点、 ７３１〜７３４…筋肉，脂肪，臓器実質部などの音速の
異なる組織層、 ７４…深さ方向の音速分布、 ８１、８２…フーリエ展開で近似した深さ方向の音速分
布、 ９１…１次元の窓関数、 ９１１…サンプル点、 ９１２…深さ方向の軸、 ９２…２次元の窓関数、 ９２１…２次元分布を構成する１次元分布、 ９２３…ラスタ方向の軸、 ２４１…選択器、 ９４２、９４３…畳み込み演算器、 ９４４…加算器、 ９４５…単位遅延、 ９４６…符号判定器、 ９３０１〜９３０９…単位遅延器、 ９３１１〜９３１３…ラスタ時間遅延器、 ９３２１〜９３３２…乗算器、 ９３４１〜９３４４…加算器、 Ｗkj…窓関数係数入力係数、 ９９９…２次元畳み込み演算の一次元単位

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の電気音響変換手段を励起して超音
   波エネルギを被検体内の所望の位置に収束させ、反射し
   てくる反射波を該電気音響変換手段で電気信号に変換し
   て受信信号とし、整相加算することにより上記被検体内
   の情報を画像化する超音波計測装置において、該被検体
   内の空間座標を変数として直交関数系を成す関数と、該
   関数に対応する係数群の線形結合を用いた関数で該被検
   体内の音速分布を推定し、該関数を元に整相加算時に各
   電気音響変換手段の信号に対応して定める遅延時間を設
   定及び変更することを特徴とする送受信位相補正方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の送受信位相補正方法に
   おいて、前記被検体内に推定する音速分布を、上記電気
   音響変換手段からの該被検体内部への距離方向の１次元
   の座標のみを変数と見做して直交関数系を成す関数と、
   該関数に対応する係数群の線形結合を用いた関数とした
   ことを特徴とする送受信位相補正方法。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の送受信位相補正方法に
   おいて、 前記音速分布関数の推定関数を、被検体内部の２次元あ
   るいは３次元の空間座標に対応して推定する場合に、該
   被検体内部への距離方向の１次元の座標のみを変数と見
   做した請求項２の音速分布を初期値として高次元の分布
   の推定を開始し、推定に要する演算量を低減したことを
   特徴とする送受信位相補正方法。
4. 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかに記載の送受信
   位相補正方法において、 前記直交関数系を三角関数とすることを特徴とする送受
   信位相補正方法。
5. 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかに記載の送受信
   位相補正方法において、 前記直交関数系に対応する係数群の最適値の決定を行う
   評価関数として、被検体内全体あるいは特定一部の空間
   領域からの受信総エネルギー和を求める演算を用いるこ
   とを特徴とする送受信位相補正方法。
6. 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかに記載の送受信
   位相補正方法において、 前記遅延時間の補正を行う整相処理と遅延時間の補正を
   行わない整相処理の両方を行い、両整相出力に評価のた
   めの同一演算をおこなった結果を判定して、該整相出力
   のいづれか一方を表示することを特徴とする送受信位相
   補正方法。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の送受信位相補正方法に
   おいて、 前記整相出力を評価するための演算として、特定一部の
   空間領域を限定する窓関数による重み付けを行った１次
   元あるいは多次元の受信総エネルギー和を求める演算を
   用いることを特徴とする送受信位相補正方法。
8. 【請求項８】 請求項６または７に記載の送受信位相補
   正方法において、 前記遅延時間の補正を行う整相処理と遅延時間の補正を
   行わない整相処理とを時分割処理で行い、両整相出力に
   評価のための同一演算をほぼ同時に行うことを特徴とす
   る送受信位相補正方法。
9. 【請求項９】 複数の電気音響変換手段を励起して超音
   波エネルギを被検体内の所望の位置に収束させ、反射し
   てくる反射波を該電気音響変換手段で電気信号に変換し
   て受信信号とし、整相加算することにより上記被検体内
   の情報を画像化する超音波計測装置において、上記電気
   音響変換手段からの各受信信号を入力して、音速一定の
   仮定のもとに整相処理を行うとともに、補正された遅延
   時間分布により整相処理を行う整相部と、該整相部で整
   相処理された出力を入力として、振幅の対数圧縮処理あ
   るいは画面表示のための座標変換処理、およびディジタ
   ル・アナログ変換処理を行い、かつ音速分布による遅延
   時間補正を行った整相加算信号と行わなかった整相加算
   信号とを交互に出力し、それらの一方を選択する画像信
   号生成部と、該画像信号生成部から逐次出力される整相
   加算出力の振幅二乗和を撮像領域全体で積算し、音速分
   布を直交関数展開の各係数を定めることにより推定し
   て、該音速分布から各整相チャネルに対する遅延時間分
   布の演算して、それにより上記整相部を制御するととも
   に、遅延時間を補正した得られた整相加算信号と補正し
   ないままの整相加算信号とを窓関数を用いて特定領域内
   で積算し、窓を順次走査に追従させて移動する毎に両積
   算値を比較し、遅延時間を補正して得られた整相加算信
   号の窓関数内の積算値が大きいときのみ、遅延時間を補
   正して得られた整相加算信号を表示のための信号にする
   ように、上記画像信号生成部を制御する補正演算部と、
   該画像信号生成部で生成された画像信号を出力する表示
   部とを具備したことを特徴とする超音波計測装置。