JPH07106860A - アンプのバイアス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電流増幅率がばらついても、所定のコレクタ
電流を流すことのできるバイアス回路を提供する。 【構成】 トランジスタＱ6、Ｑ7をＳＥＰＰ接続する。
トランジスタＱ8のエミッタ及びコレクタを、トランジ
スタＱ6、Ｑ7の各ベースに接続する。トランジスタＱ16
のエミッタを、トランジスタＱ6のエミッタに接続す
る。トランジスタＱ17のエミッタを、トランジスタＱ7
のエミッタに接続する。トランジスタＱ18のエミッタ及
びコレクタを、トランジスタＱ16、Ｑ17の各ベースに接
続する。トランジスタＱ18のベースを、トランジスタＱ
8のベースに接続する。トランジスタＱ16のコレクタ電
流Ｉ16及びトランジスタＱ17のコレクタ電流Ｉ17と、基
準値の電流とを比較する。この比較結果をトランジスタ
Ｑ18のベースに供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、アンプのバイアス回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】オペアンプとして、例えば図４に示すよ
うな回路が考えらる。すなわち、１は入力段、２はドラ
イブ段、３は出力段、４は負荷を示す。

【０００３】そして、入力段１は同相入力端及び逆相入
力端を有する。また、ドライブ段２は、差動アンプ２１
と、カレントミラー回路２２とにより構成されているも
ので、その差動アンプ２１はトランジスタＱ1〜Ｑ3によ
り構成され、カレントミラー回路２２はトランジスタＱ
4、Ｑ5により構成されている。そして、カレントミラー
回路２２が、差動アンプ２１の負荷となるように接続さ
れている。

【０００４】さらに、出力段３において、Ｑ6は出力用
のトランジスタで、このトランジスタＱ6は、そのエミ
ッタが電源端子Ｔ1に接続され、そのコレクタが定電流
源用のトランジスタＱ7に接続されてエミッタ接地とさ
れている。そして、そのベースが、ドライブ段２に接続
されるとともに、そのコレクタに負荷４が接続されてい
る。

【０００５】なお、Ｒ1及びＣ1は、位相補正用の抵抗器
及びコンデンサ、Ｒ2は負帰還用の抵抗器、Ｔ2は接地端
子である。

【０００６】したがって、トランジスタＱ6は、トラン
ジスタＱ7のコレクタ電流、すなわち、定電流の大きさ
を中心値（直流レベル）としてＡ級で動作をすることに
なり、負荷４には、トランジスタＱ6により電流増幅さ
れた信号が供給される。

【０００７】そして、このアンプによれば、トランジス
タＱ6はコレクタ出力なので、すなわち、負荷４に供給
される出力信号の上側のピーク部分で、トランジスタＱ
6のコレクタ・エミッタ間電圧が0.2Ｖ程度になるまで、
トランジスタＱ6は正常に動作する。同様に、負荷４に
供給される出力信号の下側のピーク部分で、トランジス
タＱ7のコレクタ・エミッタ間電圧が0.2Ｖ程度になるま
で、トランジスタＱ7は正常に動作する。

【０００８】したがって、このアンプは、端子Ｔ1の電
源電圧ＶCCに近いピーク・ツー・ピーク値の出力信号を
取り出すことができ、ヘッドホンステレオなどのよう
に、低電圧で動作する機器、例えば1.5Ｖの電池を電源
とするような機器に使用する場合、有利である。

【０００９】ところが、このアンプにおいては、トラン
ジスタＱ6のコレクタ電流が小さくなると、トランジス
タＱ6の高周波特性が低下するので、これに起因する位
相回転を生じ、発振を生じやすくなる。このため、トラ
ンジスタＱ6のコレクタ電流には、トランジスタＱ6が負
荷４をドライブするのに必要な大きさに対して、十分な
マージンを与えておく必要があり、結果として、消費電
流を大きくなってしまう。そして、このような消費電流
の増大は、電池を電源とするとき、問題となってしま
う。

【００１０】特に、アクティブフィルタを構成する場合
には、その周波数特性にもよるが、10個以上のアンプを
必要とすることがあるので、消費電流の増大は、なおさ
ら問題となってしまう。

【００１１】一方、トランジスタＱ6のコレクタ電流を
小さいままとして消費電流を抑えた状態で、位相回転に
よる発振を防止する場合には、位相補正用のコンデンサ
Ｃ1の値を大きくする必要がある。しかし、コンデンサ
Ｃ1の値を大きくすることは、ＩＣ化に不利であるとと
もに、限界がある。

【００１２】そこで、図５に示すように、出力用のトラ
ンジスタＱ6をエミッタフォロワとしたアンプが考えら
れる。なお、トランジスタＱ7は、やはり定電流源とし
て動作し、トランジスタＱ6はＡ級で動作する。

【００１３】そして、このアンプにおいては、トランジ
スタＱ6がＮＰＮトランジスタであり、トランジスタそ
のものの高周波特性が優れていること、及びトランジス
タＱ6がエミッタフォロワであって動作的にも高周波特
性が優れていることから、トランジスタＱ6の安定度は
優れている。

【００１４】しかし、このアンプにおいては、トランジ
スタＱ6がエミッタフォロワとして動作しているので、
そのベースの信号電圧の波形と、エミッタの信号電圧の
波形とは等しいが、そのベースの信号電圧の下側のピー
ク部分が、ベース・エミッタ間電圧である0.7Ｖよりも
低くなると、トランジスタＱ6がカットオフしてしま
う。また、トランジスタＱ7が正常に動作するには、そ
のコレクタ・エミッタ間電圧として0.2Ｖ程度が必要で
ある。

【００１５】したがって、このアンプにおいて、取り出
すことのできる信号電圧のピーク・ツー・ピーク値は、
電圧（ＶCC−（0.7Ｖ＋0.2Ｖ））に制限されてしまうの
で、電源電圧ＶCCが低い場合、例えば1.5Ｖの電池の場
合、使用するには、問題がある。

【００１６】そこで、さらに、図６に示す例ようなアン
プが考えられている。すなわち、図６のアンプにおいて
は、ドライブ段２が、差動アンプ２１と、カレントミラ
ー回路２２とにより構成される。

【００１７】そして、ＰＮＰトランジスタＱ6が設けら
れ、そのベースがドライブ段２の出力端、すなわち、ト
ランジスタＱ2、Ｑ5のコレクタに接続され、トランジス
タＱ6のエミッタが電源端子Ｔ1に接続され、そのコレク
タが負荷４に接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ7のコレクタに接続され、このトランジスタＱ7のエミ
ッタが接地端子Ｔ2に接続される。なお、トランジスタ
Ｑ6と、トランジスタＱ7とは電流増幅率が等しいものと
する。

【００１８】さらに、トランジスタＱ6のベース・コレ
クタ間に、位相補正用の抵抗器Ｒ1及びコンデンサＣ1の
直列回路が接続され、トランジスタＱ6のコレクタと、
入力段１との間に、負帰還用の抵抗器Ｒ2が接続され
る。

【００１９】また、トランジスタＱ6と同極性のトラン
ジスタＱ8が設けられ、そのエミッタがトランジスタＱ6
のベースに接続され、そのコレクタがトランジスタＱ7
のベースに接続され、そのベースにバイアス電圧Ｖ8が
供給される。さらに、トランジスタＱ8のエミッタ・コ
レクタ間と並列に、コンデンサＣ2が接続される。

【００２０】このような構成によれば、電圧Ｖ8が、ト
ランジスタＱ6、Ｑ8のエミッタ・ベース間に直列回路に
供給されるので、その電圧Ｖ8によりトランジスタＱ6、
Ｑ8はそれぞれ能動領域で動作する。また、このとき、
トランジスタＱ8はベース接地で動作することになる。

【００２１】そして、無信号時には、トランジスタＱ5
のコレクタ電流と、トランジスタＱ2のコレクタ電流と
は等しいので、ドライブ段２の出力電流ｉ2は０とな
る。そして、ｉ2＝０のときには、トランジスタＱ6のベ
ース電流ｉb（破線図示）が、そのままトランジスタＱ8
のエミッタ・コレクタ間を通じてトランジスタＱ7のベ
ースに流れる。

【００２２】したがって、トランジスタＱ6、Ｑ7には等
しい大きさのベース電流ｉbが流れるので、トランジス
タＱ6、Ｑ8のコレクタ電流は互いに等しくなり、負荷４
には電流は流れない。

【００２３】しかし、トランジスタＱ5のコレクタ電流
がトランジスタＱ2のコレクタ電流よりも大きい半サイ
クル期間には、ｉ2＞０となる。すると、この電流ｉ2
は、トランジスタＱ6のベースと、トランジスタＱ8のエ
ミッタに分流し、トランジスタＱ6のベース電流が減少
してトランジスタＱ8のベース電流が増加する。

【００２４】したがって、トランジスタＱ6のコレクタ
電流は減少し、トランジスタＱ7のコレクタ電流は増加
するので、負荷４には、図６に示す極性で電流ｉ4が流
れる。

【００２５】一方、トランジスタＱ5のコレクタ電流が
トランジスタＱ2のコレクタ電流よりも小さい半サイク
ル期間には、ｉ2＜０となる。すると、この電流ｉ2は、
トランジスタＱ6のベース電流を増加させ、トランジス
タＱ8のベース電流を減少させる。したがって、トラン
ジスタＱ6のコレクタ電流は増加し、トランジスタＱ7の
コレクタ電流は減少するので、負荷４には、図６とは逆
極性に電流ｉ4が流れる。

【００２６】したがって、トランジスタＱ6、Ｑ7はシン
グルエンデッドプッシュプルアンプとして動作すること
になる。なお、このときのトランジスタＱ6、Ｑ7の動作
点は、バイアス電圧Ｖ8により決まるが、Ａ級ないしＢ
級とすることができる。

【００２７】そして、トランジスタＱ6、Ｑ7がプッシュ
プルアンプとして動作すれば、負荷４に供給される信号
の上側のピーク部分で、トランジスタＱ6のコレクタ電
流が減少してその特性が低下しても、このとき、トラン
ジスタＱ7のコレクタ電流が増加してその特性は良好な
状態に保たれているので、トランジスタＱ6、Ｑ7の総合
の特性で考えると、位相回転の少ない良好なアンプとみ
なすことができる。

【００２８】なお、このとき、トランジスタＱ8を流れ
る電流ｉbは、トランジスタＱ6、Ｑ7のベース電流であ
って非常に小さいので、トランジスタＱ8の高周波特性
が低下するが、コンデンサＣ2により高域補償が行われ
る。すなわち、信号の周波数が高くなると、コンデンサ
Ｃ2のインピーダンスが小さくなり、ドライブ段２から
の信号電流ｉ2はコンデンサＣ2を通じてもトランジスタ
Ｑ7に供給されるようになるので、トランジスタＱ8の高
周波特性の低下が補償される。

【００２９】したがって、トランジスタＱ6のコレクタ
電流を小さくして消費電流を小さくすることができると
ともに、コンデンサＣ1の値が小さくても十分な位相補
正を行うことでき、安定な増幅動作を行うことができ
る。

【００３０】また、図４あるいは図５のアンプに比べ、
素子Ｑ8、Ｃ2を追加するだけであり、むしろコンデンサ
Ｃ1の値を小さくできるので、ＩＣ化に有利である。一
例として、 Ｃ1＝２ｐＦ Ｃ2＝２ｐＦ Ｒ1＝２ｋΩ である。

【００３１】しかも、図４のアンプと同様、電源電圧Ｖ
CCに近いピーク・ツー・ピーク値の出力信号を取り出す
ことができ、ヘッドホンステレオなどのように、低電圧
で動作する機器、例えば1.5Ｖの電池を電源とするよう
な機器に使用する場合でも、大きな出力を取り出すこと
ができる。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、図６の
アンプは、ＩＣ化に適しているとともに、電池を電源と
するような機器に適しているが、トランジスタＱ6、Ｑ7
の電流増幅率にばらつきがあると、所期の目的を達成す
ることができない。

【００３３】すなわち、図６のアンプにおいて、 Ｉ6 ：トランジスタＱ6のコレクタ電流 Ｉ7 ：トランジスタＱ7のコレクタ電流 ｈFE6：トランジスタＱ6の電流増幅率 ｈFE7：トランジスタＱ7の電流増幅率 とすれば、 ｉb＝Ｉ6／ｈFE6 ｉb＝Ｉ7／ｈFE7 であるから、 Ｉ6／ｈFE6＝Ｉ7／ｈFE7 ∴ Ｉ7＝Ｉ6・ｈFE7／ｈFE6 ・・・ (1) となる。

【００３４】したがって、ｈFE7＝ｈFE6であれば、Ｉ7
＝Ｉ6となって上記のような動作となる。

【００３５】ところが、ＩＣ内にトランジスタを形成す
る場合、そのトランジスタの電流増幅率には、ばらつき
を生じてしまう。そして、このとき、複数のトランジス
タの間の相対的なばらつきは５〜10％程度の範囲に収め
ることができるが、絶対的なばらつきは、設計値に対し
て50〜200％程度の範囲となってしまう。また、ＰＮＰ
トランジスタと、ＮＰＮトランジスタとは無相関なの
で、ＰＮＰトランジスタと、ＮＰＮトランジスタとの間
でも、電流増幅率は50〜200％程度の範囲でばらついて
しまう。

【００３６】このため、図６のアンプにおいて、バイア
ス電圧Ｖ8によりトランジスタＱ6のベース電流ｉbを所
定の大きさに設定しても、そのコレクタ電流Ｉ6は、設
計値に対して50〜200％の範囲でばらついてしまう。ま
た、トランジスタＱ7のコレクタ電流Ｉ7は、(1)式のと
おりなので、25〜400％の範囲でばらついてしまう。

【００３７】そして、このように、トランジスタＱ6、
Ｑ7のコレクタ電流Ｉ6、Ｉ7がばらつくと、結果として
クロスオーバー歪みを生じたり、消費電流が大きくなっ
たりしてしまう。

【００３８】この発明は、このような問題点を解決し、
トランジスタＱ6、Ｑ7に規定のコレクタ電流を流すこと
のできるバイアス回路を提供しようとするものである。

【００３９】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、第１のトランジスタＱ6のエミッタを第１の電位点
Ｔ1に接続し、第１のトランジスタＱ6のコレクタを、こ
の第１のトランジスタＱ6とは逆極性の第２のトランジ
スタＱ7のコレクタに接続し、この第２のトランジスタ
Ｑ7のエミッタを、第２の電位点Ｔ2に接続し、第１のト
ランジスタＱ6と同極性の第３のトランジスタＱ8のエミ
ッタを、第１のトランジスタＱ6のベースに接続し、第
３のトランジスタＱ8のコレクタを、第２のトランジス
タＱ7のベースに接続し、第１のトランジスタＱ6のベー
スに入力信号を供給し、第１のトランジスタＱ6のコレ
クタと、第２のトランジスタＱ7のコレクタとの接続点
から出力信号を取り出すようにしたアンプのバイアス回
路１０であって、第１のトランジスタＱ6と同極性の第
４のトランジスタＱ16のエミッタを、第１の電位点Ｔ1
に接続し、第４のトランジスタＱ16とは逆極性の第５の
トランジスタＱ17のエミッタを、第２の電位点Ｔ2に接
続し、第４のトランジスタＱ16と同極性の第６のトラン
ジスタＱ18のエミッタを、第４のトランジスタＱ16のベ
ースに接続し、第６のトランジスタＱ18のコレクタを、
第５のトランジスタＱ17のベースに接続し、第６のトラ
ンジスタＱ18のベースを、第３のトランジスタＱ8のベ
ースに接続し、第４のトランジスタＱ16のコレクタ電流
Ｉ16及び第５のトランジスタＱ17のコレクタ電流Ｉ17
と、基準値の電流とを比較し、この比較結果を第６のト
ランジスタＱ18のベースに供給するようにしたものであ
る。

【００４０】

【作用】トランジスタＱ6、Ｑ7のコレクタ電流がトラン
ジスタＱ16、Ｑ17のコレクタ電流に等しくなるように動
作するとともに、トランジスタＱ16、Ｑ17のコレクタ電
流が基準値に等しくなるように制御され、結果として、
トランジスタＱ6、Ｑ7のコレクタ電流が電流増幅率にか
かわらず設計値となる。

【００４１】

【実施例】図１において、１０はこの発明によるバイア
ス回路を示し、トランジスタＱ6〜Ｑ8と特性及び極性の
等しいトランジスタＱ16〜Ｑ18が設けられる。

【００４２】そして、トランジスタＱ16のエミッタが電
源端子Ｔ1に接続され、そのコレクタがトランジスタＱ8
のベースに接続されるとともに、トランジスタＱ16のベ
ース・コレクタ間に位相補正用のコンデンサＣ11が接続
される。

【００４３】さらに、トランジスタＱ18のエミッタがト
ランジスタＱ16のベースに接続されるとともに、トラン
ジスタＱ18のベースがトランジスタＱ16のコレクタに接
続され、トランジスタＱ18のコレクタがトランジスタＱ
17のベースに接続され、トランジスタＱ17のエミッタが
接地端子Ｔ2に接続される。

【００４４】また、トランジスタＱ16のコレクタと、端
子Ｔ2との間に、吸い込み型の定電流源Ｑ11が接続さ
れ、端子Ｔ1と、トランジスタＱ17のコレクタとの間
に、吐き出し型の定電流源Ｑ12が接続される。この場
合、 Ｉ11：定電流源Ｑ11の定電流 Ｉ12：定電流源Ｑ12の定電流 とするとき、これら定電流Ｉ11、Ｉ12は、トランジスタ
Ｑ6、Ｑ7のコレクタ電流Ｉ6、Ｉ7の基準値となるもので
ある。したがって、 Ｉ11＝Ｉ12 とされる。なお、一例として、 Ｉ11＝Ｉ12＝45μＡ である。

【００４５】さらに、端子Ｔ2を基準電位点としてトラ
ンジスタＱ13、Ｑ14によりカレントミラー回路１３が構
成され、その入力側のトランジスタＱ13のコレクタが、
トランジスタＱ17のコレクタに接続され、その出力側の
トランジスタＱ14のコレクタが、トランジスタＱ16のコ
レクタに接続される。

【００４６】なお、以上のバイアス回路１０は、回路１
〜３を有するアンプと一体にＩＣ化される。したがっ
て、上述のように各トランジスタの電流増幅率の絶対値
にはかなりのばらつきがあるが、同じ極性のトランジス
タの間では、電流増幅率の相対的なばらつきは十分に小
さい。

【００４７】このような構成において、 Ｉ16：トランジスタＱ16のコレクタ電流 Ｉ17：トランジスタＱ17のコレクタ電流 とすれば、これらコレクタ電流Ｉ16、Ｉ17は、電流Ｉ1
1、Ｉ12（Ｉ11＝Ｉ12）を基準とし、これらに等しくな
るように制御される。

【００４８】すなわち、トランジスタＱ17の電流増幅率
が小さく、Ｉ17＜Ｉ12の場合には、これら電流Ｉ12と電
流Ｉ17との差分ΔＩ17 ΔＩ17＝Ｉ12−Ｉ17 が、カレントミラー回路１３のトランジスタＱ13のコレ
クタに流れるので、 Ｉ14：トランジスタＱ14のコレクタ電流 とすれば、 Ｉ14＝ΔＩ17 となる。

【００４９】そして、この電流Ｉ14は、トランジスタＱ
18のベースも流れるので、差分ΔＩ17によりトランジス
タＱ18のベース電流が増加し、そのコレクタ電流が増加
するとともに、このコレクタ電流はトランジスタＱ17の
ベース電流でもあるから、トランジスタＱ17のコレクタ
電流Ｉ17が増加する。

【００５０】しかし、コレクタ電流Ｉ17が増加しても、
回路Ｑ12は定電流源であるから、Ｉ17＞Ｉ12となること
はできない。したがって、 Ｉ17≒Ｉ12 ・・・ (2) で安定する。

【００５１】なお、このとき、電流Ｉ14によりトランジ
スタＱ18のコレクタ電流が増加すると同時に、そのエミ
ッタ電流も増加し、このエミッタ電流はトランジスタＱ
16のベース電流でもあるから、トランジスタＱ16のコレ
クタ電流Ｉ16も増加するはずである。

【００５２】しかし、定常状態では、(2)式が成立して
いることにより ΔＩ17≒０ であり、 Ｉ14≒０ である。

【００５３】したがって、差分ΔＩ17が、トランジスタ
Ｑ16のコレクタ電流Ｉ16に影響を与えることはない。

【００５４】一方、トランジスタＱ16の電流増幅率が小
さく、Ｉ16＜Ｉ11の場合には、これら電流Ｉ11と電流Ｉ
16との差分ΔＩ16 ΔＩ16＝Ｉ11−Ｉ16 が、トランジスタＱ18のベースに流れるので、差分ΔＩ
16によりトランジスタＱ18ベース電流が増加し、そのエ
ミッタ電流が増加するとともに、このエミッタ電流はト
ランジスタＱ16のベース電流でもあるから、トランジス
タＱ16のコレクタ電流Ｉ16が増加する。

【００５５】しかし、コレクタ電流Ｉ16が増加しても、
回路Ｑ11は定電流源であるから、Ｉ16＞Ｉ11となること
はできない。したがって、 Ｉ16≒Ｉ11 ・・・ (3) で安定する。

【００５６】なお、このとき、トランジスタＱ18のエミ
ッタ電流が増加すると同時に、そのコレクタ電流も増加
し、このコレクタ電流はトランジスタＱ17のベース電流
でもあるから、トランジスタＱ17のコレクタ電流Ｉ17も
増加するはずである。

【００５７】しかし、定常状態では、(3)式が成立して
いることにより ΔＩ16≒０ である。したがって、差分ΔＩ16が、トランジスタＱ17
のコレクタ電流Ｉ17に影響を与えることはない。

【００５８】そして、バイアス回路１０におけるトラン
ジスタＱ16〜Ｑ18のベースバイアス電圧の電圧配分は、
出力段３のトランジスタＱ6〜Ｑ8のベースバイアス電圧
の電圧配分と等しい。また、トランジスタＱ16〜Ｑ18
は、トランジスタＱ6〜Ｑ8と等しい特性とされている。

【００５９】したがって、 Ｉ7＝Ｉ17≒Ｉ12 Ｉ6＝Ｉ16≒Ｉ11 となる。そして、このとき、Ｉ11＝Ｉ12に設定されてい
るので、上式から、 Ｉ7≒Ｉ6（≒Ｉ11＝Ｉ12） となる。

【００６０】すなわち、トランジスタＱ6、Ｑ7の電流増
幅率ｈFE6、ｈFE7にばらつきがあっても、トランジスタ
Ｑ6、Ｑ7のコレクタ電流Ｉ6、Ｉ7を、互いにほぼ等しく
することができるとともに、設計値どおりの大きさとす
ることができる。したがって、出力段３において、クロ
スオーバー歪みの生じることを防止でき、あるいは消費
電流の大きくなることを防止することができる。また、
出力段３の所期の目的を達成することもできる。

【００６１】図２は、この発明の他の例を示す。すなわ
ち、トランジスタＱ16のエミッタが電源端子Ｔ1に接続
され、そのコレクタがトランジスタＱ8のベースに接続
されるとともに、トランジスタＱ16のベース・コレクタ
間に位相補正用のコンデンサＣ11が接続される。

【００６２】さらに、トランジスタＱ18のエミッタがト
ランジスタＱ16のベースに接続され、トランジスタＱ18
のベースがトランジスタＱ16のコレクタに接続され、ト
ランジスタＱ18のコレクタがトランジスタＱ17のベース
に接続され、トランジスタＱ17のエミッタが接地端子Ｔ
2に接続されるとともに、トランジスタＱ17のベース・
コレクタ間に位相補正用のコンデンサＣ12が接続され
る。

【００６３】また、トランジスタＱ16のコレクタと、端
子Ｔ2との間に、吸い込み型の定電流源Ｑ11が接続され
る。さらに、端子Ｔ1を基準電位点としてトランジスタ
Ｑ13、Ｑ14によりカレントミラー回路１３が構成され、
その入力側のトランジスタＱ13のコレクタが、トランジ
スタＱ17のコレクタに接続され、その出力側のトランジ
スタＱ14のコレクタが、トランジスタＱ16のコレクタに
接続される。なお、定電流源Ｑ11の定電流Ｉ11の値は、
トランジスタＱ16、Ｑ17に流すべきコレクタ電流Ｉ16、
Ｉ17の和の大きさとされる。

【００６４】このような構成によれば、電流Ｉ16電流Ｉ
14との和の電流（Ｉ16＋Ｉ14）が、定電流源Ｑ11に流れ
込むことになるが、このとき、カレントミラー回路１３
により Ｉ14＝Ｉ17 である。したがって、定電流源Ｑ11には、電流（Ｉ16＋
Ｉ17）が流れ込むことになる。

【００６５】そして、もし、（Ｉ16＋Ｉ17）＜Ｉ11であ
れば、その差分ΔＩ67 ΔＩ67＝Ｉ11−（Ｉ16＋Ｉ17） が、トランジスタＱ18のベースに流れ、トランジスタＱ
18のコレクタ電流及びエミッタ電流が増加する。この結
果、トランジスタＱ16のコレクタ電流Ｉ16が増加すると
ともに、トランジスタＱ17のコレクタ電流Ｉ17が増加
し、和電流（Ｉ16＋Ｉ17）が増加する。

【００６６】しかし、和電流（Ｉ16＋Ｉ17）が増加して
も、回路Ｑ11は定電流源であるから、（Ｉ16＋Ｉ17）＞
Ｉ11となることはできない。したがって、 Ｉ16＋Ｉ17≒Ｉ11 で安定する。

【００６７】そして、バイアス回路１０におけるトラン
ジスタＱ16〜Ｑ18のベースバイアス電圧の電圧配分は、
出力段３のトランジスタＱ6〜Ｑ8のベースバイアス電圧
の電圧配分と等しい。また、トランジスタＱ16〜Ｑ18
は、トランジスタＱ6〜Ｑ8と等しい特性とされている。

【００６８】したがって、 Ｉ6＋Ｉ7≒Ｉ11 となる。

【００６９】そして、このとき、トランジスタＱ6、Ｑ1
6とトランジスタＱ7、Ｑ17とで電流増幅率にばらつきが
あると、Ｉ6≠Ｉ7となるが、出力段３には抵抗器Ｒ2に
より負帰還がかかっているので、Ｉ6≒Ｉ7となる。

【００７０】したがって、出力段３において、クロスオ
ーバー歪みの生じることを防止でき、あるいは消費電流
の大きくなることを防止することができる。また、出力
段３の所期の目的を達成することもできる。

【００７１】図３は、例えばアクティブフィルタにおい
て、複数Ｎ組のアンプＡ1〜ＡNが使用されるとともに、
そのアンプＡ1〜ＡNが、図６の出力段３をそれぞれ有す
るようにした場合の一例を示す。

【００７２】すなわち、アンプＡ1〜ＡNにおいて、その
出力段のそれぞれが、図１のアンプの出力段３と同様、
トランジスタＱ6〜Ｑ8、抵抗器Ｒ1、コンデンサＣ1、Ｃ
2により構成される。

【００７３】また、バイアス回路１０がトランジスタＱ
13〜Ｑ18などを有して図１あるいは図２と同様に構成さ
れ、トランジスタＱ18のベースが、アンプＡ1〜ＡNのト
ランジスタＱ8〜Ｑ8のベースにそれぞれ接続される。

【００７４】したがって、バイアス回路１０は、アンプ
Ａ1〜ＡNの出力段３〜３に対して共通なので、アンプＡ
1〜ＡNごとにバイアス回路を設ける場合に比べ、全体の
消費電流を少なくすることができるとともに、回路規模
を小さくすることができる。

【００７５】なお、上述において、トランジスタＱ6〜
Ｑ8、Ｑ16〜Ｑ18を、それぞれ複数個のトランジスタを
並列接続して構成することもでき、あるいはベース・エ
ミッタ間の接合面積を、他のトランジスタのＮ倍とする
こともできる。さらに、上述においては、回路１を入力
段としたが、ドライブ段２が入力段を兼ねることもでき
る。

【００７６】

【発明の効果】この発明によれば、トランジスタＱ6、
Ｑ7の電流増幅率ｈFE6、ｈFE7にばらつきがあっても、
トランジスタＱ6、Ｑ7のコレクタ電流Ｉ6、Ｉ7を、互い
にほぼ等しくすることができるとともに、設計値どおり
の大きさとすることができる。

【００７７】したがって、出力段３において、クロスオ
ーバー歪みの生じることを防止でき、あるいは消費電流
の大きくなることを防止することができる。また、出力
段３の所期の目的を達成することもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】この発明の他の例を示す接続図である。

【図３】この発明の使用例を示す接続図である。

【図４】従来例を示す接続図である。

【図５】他の従来例を示す接続図である。

【図６】この発明を適用できるアンプの一例を示す接続
図である。

【符号の説明】

１ 入力段 ２ ドライブ段 ３ 出力段 ４ 負荷 １０ バイアス回路 １３ カレントミラー回路 Ｑ6 出力用トランジスタ Ｑ7 出力用トランジスタ Ｑ8 ベース接地トランジスタ Ｑ11 定電流源 Ｑ12 定電流源

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のトランジスタのエミッタを第１の
   電位点に接続し、 上記第１のトランジスタのコレクタを、この第１のトラ
   ンジスタとは逆極性の第２のトランジスタのコレクタに
   接続し、 この第２のトランジスタのエミッタを、第２の電位点に
   接続し、 上記第１のトランジスタと同極性の第３のトランジスタ
   のエミッタを、上記第１のトランジスタのベースに接続
   し、 上記第３のトランジスタのコレクタを、上記第２のトラ
   ンジスタのベースに接続し、 上記第１のトランジスタのベースに入力信号を供給し、 上記第１のトランジスタのコレクタと、上記第２のトラ
   ンジスタのコレクタとの接続点から出力信号を取り出す
   ようにしたアンプのバイアス回路であって、 上記第１のトランジスタと同極性の第４のトランジスタ
   のエミッタを、上記第１の電位点に接続し、 上記第４のトランジスタとは逆極性の第５のトランジス
   タのエミッタを、上記第２の電位点に接続し、 上記第４のトランジスタと同極性の第６のトランジスタ
   のエミッタを、上記第４のトランジスタのベースに接続
   し、 上記第６のトランジスタのコレクタを、上記第５のトラ
   ンジスタのベースに接続し、 上記第６のトランジスタのベースを、上記第３のトラン
   ジスタのベースに接続し、 上記第４のトランジスタのコレクタ電流及び上記第５の
   トランジスタのコレクタ電流と、基準値の電流とを比較
   し、 この比較結果を上記第６のトランジスタのベースに供給
   するようにしたアンプのバイアス回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のアンプのバイアス回路
   において、 上記第４のトランジスタのコレクタ電流及び上記第５の
   トランジスタのコレクタ電流と、上記基準値の電流との
   比較を、上記第４のトランジスタのコレクタ電流と、上
   記第５のトランジスタのコレクタ電流とでは、大きさは
   等しいが別に用意した基準値により行うようにしたアン
   プのバイアス回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載のアンプのバイアス回路
   において、 上記第４のトランジスタのコレクタ電流及び上記第５の
   トランジスタのコレクタ電流と、上記基準値の電流との
   比較を、上記第４のトランジスタのコレクタ電流及び上
   記第５のトランジスタのコレクタ電流の和の電流と、上
   記基準値との比較により行うようにしたアンプのバイア
   ス回路。
4. 【請求項４】 請求項１、請求項２あるいは請求項３に
   記載のアンプのバイアス回路において、 上記基準値を定電流源により供給するようにしたアンプ
   のバイアス回路。