JPH0693013B2 - 指向性ソノブイ信号復調回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、オムニ（全方位）、コサイン（余弦）、サイ
ン（正弦）の各指向性を有する受波器を備える指向性ソ
ノブイからの複合信号を復調して、水中目標の方位を示
す信号を出力する指向性ソノブイ信号復調回路に関し、
特に指向性ソノブイが送出する複合信号が、オムニ信号
とディレクショナルバンドと位相パイロットと周波数パ
イロットとから構成されている場合に適用する指向性ソ
ノブイ信号復調回路に関する。

〔従来の技術〕

まず、指向性ソノブイが生成する複合信号について説明
する。

第２図は一般的な指向性ソノブイの複合信号生成手段を
示すブロック図であり、オムニ受波器21,コサイン受波
器22,サイン受波器23,てい倍トランス24,90度位相シフ
ト回路25,発振回路26,乗算回路27,28,周波数てい倍回路
29,混合回路30等を備えて構成される。

ソノブイの零度軸に対して角度θをなす方位θから入射
する目標信号をＡ（ｔ）とすると、オムニ受波器21の出
力である（オムニ信号）72は次の（１）式で示される。

（オムニ信号）72＝Ａ（ｔ） ………（１） コサイン受波器22は、方位θについてソノブイの零度軸
に対してcosθの指向性を有しており、方位θから入射
する目標信号をＡ（ｔ）に対してコサイン受波器22が出
力する（コサイン受波器出力）73は、次の（２）式で示
される。

（コサイン受波器出力）73＝Ａ（ｔ）・cosθ ……
（２） サイン受波器23は、方位θについてソノブイの零度軸に
対してsinθの指向性を有しており、方位θから入射す
る目標信号Ａ（ｔ）に対してサイン受波器23が出力する
（サイン受波器出力）74は、次の（３）式で示される。

（サイン受波器出力）74＝Ａ（ｔ）・sinθ ……（３） 発振回路26は、正弦波信号75として を出力する。この信号はてい倍トランス24によって周波
数てい倍されるとともに、位相情報としてソノブイの零
度軸の磁方位φが加えられて（コサイン搬送波）76とな
る。従って（コサイン搬送波）76は、次の（４）式で示
される。

（コサイン搬送波）76＝cos（ωｔ＋90＋φ） …（４） （コサイン搬送波）76は90度位相シフト回路25によって
位相を変えられ、次の（５）式に示す（サイン搬送波）
77となる。

（サイン搬送波）77＝cos（ωｔ＋180＋φ） …（５） 乗算回路27及び28では（コサイン受波器出力）73と（コ
サイン搬送波）76及び（サイン受波器出力）74と（サイ
ン搬送波）77をそれぞれ乗算して、次の（６），（７）
式に示す（コサイン信号）78及び（サイン信号）79を出
力する。

（コサイン信号）78＝ Ａ（ｔ）・cosθ・cos（ωｔ＋90＋φ） ……（６） （コサイン信号）79＝ Ａ（ｔ）・cosθ・cos（ωｔ＋180＋φ） ……（７） 発振回路26はまた、次の式（８）に示す（周波数パイロ
ット）80を出力する。

ここでＰ及びｒは定数である。ただし、ｒは個々のソノ
ブイで値が異なる。

（周波数パイロット）80は周波数てい倍回路29で２倍の
周波数にてい倍されて、次の式（９）に示す位相パイロ
ット81となる。

（位相パイロット）81＝Pcos ωｔ ……（９） 混合回路30は、（オムニ信号）72,（コサイン信号）78,
（サイン信号）79,（周波数パイロット）80及び（位相
パイロット）81を混合して、次の（10）式に示す（複合
信号）51を出力する。

（10）式に含まれる（コサイン信号）78と（サイン信
号）79は目標信号の方位θを含むためにディレクショナ
ルバンドと呼ばれる、三角関数の公式により合成され
（11）式に示す内容となる。

（11）式においてＡ（ｔ）は通常は帯域を持った信号で
あるために（複合信号）51のスペクトルは第３図のよう
になる。

この（複合信号）51は無線周波数に変換されて伝送さ
れ、水中音響探知装置によって受信され、受信された複
合信号は指向性ソノブイ信号復調回路によって復調され
る。

第４図は従来の指向性ソノブイ信号復調回路を示すブロ
ック図であり、位相パイロット再生回路31、乗算回路3
2,33、直流阻止形の低域通過フィルタ34,35,36、２倍増
幅回路37,38等を備えて構成される。

位相パイロット再生回路31は、（複合信号）51に含まれ
ている位相パイロット成分Pcosωｔを抽出してその振幅
を正規化し、位相を90度回して次の式（12）に示す（サ
イン再生パイロット）82を、また位相を180度回して次
の（13）式に示すコサイン（再生パイロット）83を出力
する。

（サイン再生パイロット）82＝−sin（ωｔ＋ｅ）…（1
2） （コサイン再生パイロット）82＝−sin（ωｔ＋ｅ） …
（13） この式（12），（13）で、ｅは位相パイロット再生回路
31の位相再生誤差である。直流阻止形の低域通過フィル
タ34ないし36は第３図におけるオムニ成分のみを通過さ
せる特性のものとする。従って定域通過フィルタ34から
の（オムニ復調信号）84には、（11）式に示す（複合信
号）51中のＡ（ｔ）のみが出力され、（オムニ復調信
号）84は（14）式で表わされる。

（オムニ復調信号）84＝Ａ（ｔ） ……（14） 乗算回路32の（乗算回路出力信号）85としては次の（1
5）式で示される出力が得られる。

（15）式において下線を付した項はすべて後段の直流阻
止形の低域通過フィルタ35で除去されるので省略する
と、（15）式は（15）′式となる。

（乗算回路出力信号）85は、低域通過フィルタ35によっ
て、（15）′式中の下線の成分を除去されて、（低域通
過フィルタ出力信号）87となり、２倍増幅回路37で２倍
に増幅された（16）式の（NS復調信号）89となる。

（NS復調信号）89＝Ａ（ｔ）cos（θ＋φ−ｅ） …（1
6） 乗算回路33の（乗算回路出力信号）86としては次の（1
7）式のようになる。

が得られる。（17）式において下線を付した項はすべて
後段の直流阻止形の低域通過フィルタ36で除去されるの
で省略すると式（17）は（17）′となる。

（乗算回路出力信号）86は、低域通過フィルタ36によっ
て（17）′式の下線部分を除去されて低域通過フィルタ
出力信号）88となり、２倍増幅回路で２倍の増幅されて
（18）式の（EW復調信号）90となる。

（EW復調信号）90＝Ａ（ｔ）sin（θ＋φ−ｅ）……（1
8） 第５図は位相再生誤差ｅが零の場合の第４図の各復調信
号それぞれの指向性パターンの特徴を示す模式図であ
る。第５図に示す（オムニ復調信号）の指向性パターン
は、全方位に対して１、（NS復調信号）の指向性はパタ
ーン及び（EW復調信号）の指向性パターンはそれぞれソ
ノブイの零度軸の磁方位φとソノブイの零度軸に対する
目標信号の方位θの和すなわち目標信号磁方位（θ＋
φ）に対してコサイン及びサインの指向性を持つ。図中
の＋，−はその象限から到来する目標信号Ａ（ｔ）に対
して復調後の出力が（オムニ復調信号）と同相（＋）に
なるか逆相（−）になるかを示している。

水中音響探知装置では（NS復調信号）89と（オムニ復調
信号）84が同相（＋）か逆相（−）か、及び（EW復調信
号）90と（オムニ復調信号）84が同相（＋）か逆相
（−）によって、目標信号磁方位（θ＋φ）の象限決定
を行い、更に（NS復調信号）89と（EW復調信号）90のレ
ベル比のアークタンジェント計算を行って、次の（19）
式から目標信号磁方位を求める。

位相パイロット再生回路31に位相再生誤差ｅがある場
合、水中音響探知装置での方位計算結果は、次の（20）
式に示す（目標方式）として示される。

位相再生誤差ｅは直接に目標方位の誤差となる。このよ
うに、位相パイロット再生回路31は指向性ソノブイ信号
の復調回路の性能、ひいては水中音響探知装置の方位精
度を決定する重要な部分である。

第６図は従来の指向性ソノイブ信号の復調回路の位相パ
イロット再生回路のブロツク図であり、帯域通過フィル
タ39,周波数てい倍回路40,位相シフト回路41,コンパレ
ータ回路42,43,位相比較回路44,低域通過フィルタ45,増
幅回路46,90度シフト回路47,反転増幅器48等を備えて構
成される。帯域通過フィルタ39は、（複合信号）51の中
から周波数パイロット91のみを選択して出力する。周波
数てい倍回路40はこの出力の周波数を２倍にするととも
に振幅を正規化して内部パイロット92を出力する。（内
部パイロット）92は次の（21）式で示される。

（内部パイロット）92＝cos（ωｔ＋δ） ……（21） ここでδは（複合信号）51に含まれる（位相パイロッ
ト）81と（内部パイロット）92の位相差である。位相シ
フト回路41は（内部パイロット）92の位相を後述する制
御電圧（93）に従って遅らせたり進めたりする。位相シ
フト回路41からの（位相シフト回路出力）94はコンバレ
ータ回路43で正負いずれであるかを示す２値信号のコン
パレータ回路出力95に変換されて位相比較回路44に入力
される。一方、（複合信号）51もコンパレータ回路42で
正負いずれであるかを示す２値信号のコンパレータ回路
出力96に変換されて位相比較回路44に入力される。位相
比較回路44はこれら２入力の間の位相差に相当する位相
比較出力97を出力する。（コンパレータ回路出力）96に
は位相パイロット81以外の成分も含まれるために（位相
比較出力）97にはそれらの影響による変動が含まれるの
で低域通過フィルタ45でこれら変動分を除去する。その
結果、位相差δに比例した（位相差電圧）98が得られ
る。この電圧は増幅回路46で増幅されて（制御電圧）93
になる。（制御電圧）93は位相差δを減少させる極性に
なっており、その結果、位相差δが小さく方向に帰還が
かかる。ところで、帰還をかける閉ループの利得を大き
くすれば位相差δを小さくできるが、動作が不安定にな
るので位相差δを零にできず、結局（位相シフト回路出
力）94は次の（22）式で示されるように、位相再生誤差
ｅを含むことになる。

（位相シフト回路出力）94＝cos（ωｔ＋ｅ） …（22） この出力は90度位相シフト回路47で位相シフトされ、
（12）式に示した（サイン再生パイロット）82となると
ともに、反転増幅回路48で反転されて（13）式に示した
（コサイン再生パイロット）83となる。

〔発明が解決しようとすう問題点〕

上述した従来の指向性ソノブイ信号の復調回路の位相パ
イロット再生回路は、位相差δを検出して帰還をかける
閉ループ方式であり、閉ループの利得すなわち位相差を
検出し、それを修正する方法に帰還をかける系の利得を
大きくすれば、いくらでも位相再生誤差ｅを小さくする
ことができるはずであるが、閉ループの利得を上げると
誘導等の雑音の影響を受けやすくなって、再生されたパ
イロットの位相にジッタが生じたり発振したりするとい
う問題が発生する。このため、従来の回路では位相再生
誤差が残留し、この結果として指向性ソノブイの複合信
号を高精度に復調できないという欠点がある。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、位相再生誤差を
大幅に低減して高精度の指向性ソノブイ信号を復調しう
る指向性ソノブイ信号復調回路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の指向性ソノブイ信号復調回路は、指向性ソノブ
イに設けられたオムニ受波器からのオムニ信号Ａ（ｔ）
と、前記指向性ソノブイに設けられたコサイン受波器お
よびサイン受波器の各出力信号並びに角周波数ωの搬送
波信号の各信号に基づき生成されたディレクショナルバ
ンドＡ（ｔ）sin（ωｔ＋θ＋φ）（θは前記指向性ソ
ノブイに設けられた各受波器の零度軸に対する音波の入
射角、φは前記零度軸の磁方位）と、前記搬送波信号か
ら生成された基準位相を示す位相パイロットcos（ω
ｔ）および基準周波数を示す周波数パイロットcos（ωt
/2）とを含む複合信号を復調して水中目標の方位を示す
NS信号Ａ（ｔ）cos（θ＋φ）およびEW信号Ａ（ｔ）sin
（θ＋φ）を出力する指向性ソノブイ信号復調回路にお
いて、前記複合信号に含まれる前記周波数パイロットを
抽出し２逓倍して第１の内部パイロットcos（ωｔ＋
δ）および第２の内部パイロットsin（ωｔ＋δ）（δ
は前記位相パイロットと内部パイロットとの位相差）を
生成する内部パイロット生成手段と、前記複合信号に前
記第１および第２の内部パイロットをそれぞれ乗算して
第１および第２の積信号を生成する第１の乗算手段と、
前記第１および第２の積信号に含まれる直流成分をそれ
ぞ抽出して前記位相差δの余弦値および前記位相差δの
正弦値を生成する位相差値生成手段と、前記第１の積信
号に前記位相差δの余弦値を乗算すると共に前記第２の
積信号に前記位相差δの正弦値を乗算する第２の乗算手
段と、この第２の乗算手段からの２つの乗算出力の差を
求めて前記NS信号を生成するNS信号生成手段と、前記第
１の積信号に前記位相差δの正弦値を乗算すると共に前
記第２の積信号に前記位相差δの余弦値を乗算する第３
の乗算手段と、この第３の乗算手段からの２つの乗算出
力の和をを求めて前記EW信号を生成するEW信号生成手段
とを備えて構成される。

〔実施例〕

次に、本発明について図面を参照して詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例の指向正ソノブイ信号復調
回路を示すブロック図であり、乗算回路1,2,7,8,9,10,
低域通過フィルタ17,2/P倍増幅回路5,6,減算回路11,加
算回路12,反転増幅回路13,14,帯域通過フィルタ18,周波
数てい倍回路19,90度位相シフト回路20等を備えて構成
される。

帯域通過フィルタ18は（複合信号）51から（周波数パイ
ロット）69を抽出して出力する。これは周波数てい倍回
路19で２倍の周波数にてい倍されるとともに振幅を正規
化されて（23）式の（内部コサインパイロット）70とな
る。これが第１の内部パイロット信号である。

（内部コサインパイロット）70＝cos（ωｔ＋δ）…（2
3） （内部コサイパイロット）70は、90度位相シフト回路20
で位相をシフトされ（24）式の（内部サインパイロッ
ト）71となる。これが第２の内部パイロット信号であ
る。

（内部サインパイロット）71＝sin（ωｔ＋δ） …（2
4） ここでδは（複合信号）51に含まれる位相パイロットと
内部パイロットの位相差である。乗算回路１及び２はそ
れぞれ、（複合信号）51に内部（コサインパイロット）
70,（内部サインパイロット）71を乗算し（25），（2
6）式に示す（乗算出力）52及び53を出力する。これら
（乗算出力）52及び53がそれぞれ第１及び第２の積であ
る。

（25）及び（26）式中で下線で示す成分は交流成分であ
るため後段の低域通過フィルタ３及び４で除去され、フ
ィルタ出力54,55には が出力される。なお、（25）及び（26）式においては、
複合信号中の位相パイロット以外の成分の乗算出力で交
流成分した持たず、後段のフィルタで除去されるので省
略してある。フィルタ出力54,55は2/P倍増幅回路５及び
６で2/P倍に増幅されて、正規化された（cosδ信号）56
及び（sinδ信号）57になる。乗算回路7,8はそれぞれ
（乗算出力）52及び53,（cosδ信号）56及び（sinδ信
号）57と（27）式に示す計算を行なって乗算出力58,59
を得、減算回路11でその差をとり（減算回路出力）62と
して出力する。

（減算回路出力２）62＝−（乗算出力）52・ （sinδ信号）57 ＋（乗算出力）53・（cosδ信号）56 ＝−（複合信号）51・（内部コサインパイロット）70・ （sinδ信号）57＋（複合信号）51・ （内部サイン パイロット）71・（cosδ信号）56 ＝（複合信号）51・｛（内部サインパイロット）71・ （cosδ信号）56−（内部コサインパイロット）70・ （sinδ信号）57｝ ＝（複合信号）51・｛sin（ωｔ＋δ）cosδ −cos（ωｔ＋δ）sinδ｝ ＝（複合信号）51・sin（ωｔ＋δ−δ） ＝（複合信号）51・sinωｔ ……（27） この（減算回路出力）62は、反転増幅回路13で（−２）
倍に増幅されて（28）式に示す（反転増幅回路出力）64
になる。

（反転増幅回路出力）64＝−２（減算回路出力）62 ＝２（複合信号）51（−sinωｔ） ……（28） （28）式に示す（反転増幅回路出力）64は、（15）及び
（15）′式において位相再生誤差ｅを零にし、全体を２
倍したものとなる。この（反転増幅回路出力）64は低域
通過フイルタ15によって不要帯域を除去されて（NS復調
信号）66となる。（NS復調信号）66は（16）式において
位相再生誤差ｅを零とした値となる。同様に乗算回路9,
10及び加算回路12は乗算出力52及び53と、cosδ信号56
とsinδ信号57の間で（乗算出力）60,61を得たのち、こ
れら両出力の加算を行ない（29）式に示す（加算回路出
力）63を出力する。

（加算回路出力）63＝（乗算出力）52・ （cosδ信号）56 ＋（乗算出力）53・（sinδ信号）57 ＝（複合信号）51・（内部コサインパイロット）70・
（cosδ信号）56＋（複合信号）51・ （内部サイン パイロット）71・（sinδ信号）57 ＝（複合信号）51・｛（内部コサインパイロット）
70・ （cosδ信号）56＋（内部サインパイロット）71・ （sinδ信号）57｝ ＝（複合信号）51・｛cos（ωｔ＋δ）cosδ ＋sin（ωｔ＋δ）sinδ｝ ＝（複合信号）51・cos（ωｔ＋δ−δ） ＝（複合信号）51・cosωｔ ……（29） この（加算回路出力）63は、反転増幅回路14で（−２）
倍に増幅されて（30）式に示す（反転増幅回路出力）65
になる。

（反転増幅回路出力）65＝−２（加算回路出力）63 ＝２（複合信号）51・（−cosωｔ） ……（30） （30）式に示す（反転増幅回路出力）65は、（17）及び
（17）′式において位相再生誤差ｅを零にし、全体を２
倍にしたものとなる。この（反転増幅回路出力）65は低
域通過フィルタ16によって不要帯域を除去されて（EW復
調信号）67となる。（EW復調信号）67は（18）式におい
て位相再生誤差ｅを零とした値となる。

一方、（複合信号）51は低域通過フィルタ17で高周波成
分を除去されて（オムニ復調信号）68となる。（オムニ
復調信号）68は（14）式で表わされる。

〔発明の効果〕

以上説明した様に本発明の指向性ソノブイ信号の復調回
路は、位相パイロットと周波数の等しい内部パイロット
を発生し、それと位相パイロットの位相差を算出し、複
合信号と内部パイロットの積に対して位相差の影響を相
殺する様に計算を行なって復調の目的を達成する開ルー
プ方式とすることにより、計算回路の精度の向上のみで
復調の際の誤差を所望に応じ減少することが可能とな
り、従って極めて高精度に指向性ソノブイ信号が復調で
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は一般
的な指向性ソノブイの複合信号生成手段を示すブロック
図、第３図は第２図に示す（複合信号）51のスペクトル
図、第４図は従来の指向性ソノブイ信号復調回路を示す
ブロック図、第５図は位相再生誤差が零の場合の第４図
に示す各復調信号の指向性パターンを示す模式図、第６
図は従来の指向性ソノブイ信号の復調回路の位相パイロ
ット再生回路のブロック図である。 1,2,7,8,9,10……乗算回路、3,4,15,16,17……低域通過
フィルタ、5,6……2/P倍増幅回路、11……減算回路、12
……加算回路、13,14……反転増幅回路、18……帯域通
過フィルタ、19……周波数てい倍回路、20……90度位相
シフト回路、51……複合信号、52,53,58,59,60,61……
乗算出力、56……cosδ信号、57……sinδ信号、62……
減算回路出力、63……加算回路出力、66……NS復調信
号、67……EW復調信号、69……周波数パイロット、70…
…内部コサインパイロット、71……内部サインパイロッ
ト。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】指向性ソノブイに設けられたオムニ受波器
   からのオムニ信号Ａ（ｔ）と、前記指向性ソノブイに設
   けられたコサイン受波器およびサイン受波器の各出力信
   号並びに角周波数ωの搬送波信号の各信号に基づき生成
   されたディレクショナルバンドＡ（ｔ）sin（ωｔ＋θ
   ＋φ）（θは前記指向性ソノブイに設けられた各受波器
   の零度軸に対する音波の入射角、φは前記零度軸の磁方
   位）と、前記搬送波信号から生成された基準位相を示す
   位相パイロットcos（ωｔ）および基準周波数を示す周
   波数パイロットcos（ωt/2）とを含む複合信号を復調し
   て水中目標の方位を示すNS信号Ａ（ｔ）cos（θ＋φ）
   およびEW信号Ａ（ｔ）sin（θ＋φ）を出力する指向性
   ソノブイ信号復調回路において、 前記複合信号に含まれる前記周波数パイロットを抽出し
   ２逓倍して第１の内部パイロットcos（ωｔ＋δ）およ
   び第２の内部パイロットsin（ωｔ＋δ）（δは前記位
   相パイロットと内部パイロットとの位相差）を生成する
   内部パイロット生成手段と、前記複合信号に前記第１お
   よび第２の内部パイロットをそれぞれ乗算して第１およ
   び第２の積信号を生成する第１の乗算手段と、前記第１
   および第２の積信号に含まれる直流成分をそれぞれ抽出
   して前記位相差δの余弦値および前記位相差δの正弦値
   を生成する位相差値生成手段と、前記第１の積信号に前
   記位相差δの余弦値を乗算すると共に前記第２の積信号
   に前記位相差δの正弦値を乗算する第２の乗算手段と、
   この第２の乗算手段からの２つの乗算出力の差を求めて
   前記NS信号を生成するNS信号生成手段と、前記第１の積
   信号に前記位相差δの正弦値を乗算すると共に前記第２
   の積信号に前記位相差δの余弦値を乗算する第３の乗算
   手段と、この第３の乗算手段からの２つの乗算出力の和
   を求めて前記EW信号を生成するEW信号生成手段とを備え
   ることを特徴とする指向性ソノブイ信号復調回路。