JPH0677098B2 - Camera focus detection device using image sensor - Google Patents

Camera focus detection device using image sensor

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JPH0677098B2
JPH0677098B2 JP58210664A JP21066483A JPH0677098B2 JP H0677098 B2 JPH0677098 B2 JP H0677098B2 JP 58210664 A JP58210664 A JP 58210664A JP 21066483 A JP21066483 A JP 21066483A JP H0677098 B2 JPH0677098 B2 JP H0677098B2
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monitor
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徳治 石田
寿夫 糊田
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ミノルタカメラ株式会社
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、イメージセンサーアレイを構成する電荷蓄
積部及び蓄積電荷転送用の転送部を有する自己走査型イ
メージセンサーを用いたカメラの焦点検出装置に関す
る。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a focus detection device for a camera using a self-scanning image sensor having a charge storage section that constitutes an image sensor array and a transfer section for transferring the stored charge.

従来技術 従来上記のようなカメラの焦点検出装置としては、電荷
蓄積部、転送部が夫々フォトダイオード列、CCDシフト
レジスタからなるCCD(Charge Coupled Device)を自己
走査型イメージセンサーとして用いたものが知られてい
る。CCDに積分クリアパルスと呼ばれる正パルスが入力
されると、フォトダイオード列を構成する各フォトダイ
オードは一端略電源電圧レベルまで充電され、次にその
積分クリアパルスが消滅することによって放電(以下、
これを負の電荷の蓄積と考えて、電荷蓄積と呼ぶ)を開
始するが、被写体輝度、すなわち各フォトダイオードに
入射する光の強度に応じてその電荷蓄積速度は変化し、
被写体輝度が低い場合は長時間の電荷蓄積が必要である
のに対して、逆に被写体輝度がきわめて高いと短時間の
うちに各フォトダイオードの蓄積電荷が飽和し、それに
もとづいて信頼できる画像信号を得ることができない。
このため、モニター用受光手段を設け、それに入射する
光の強度に応じて、CCDシフトレジスタへのフォトダイ
オード列からの蓄積電荷の転送時期を制御する構成が必
要になる。このために、積分クリアパルスの発生により
電源電圧のレベルに等しい初期レベルに出力が回復し、
その積分クリアパルスの消滅と同時にモニター用受光手
段の出力に応じた速度で出力を低下させるように構成さ
れたモニター回路と、このモニター回路の出力が所定レ
ベル低下したことを判定する判定手段と、その判定がな
された時に、フォトダイオード列からCCDシフトレジス
タへ蓄積電荷を転送させるためのシフトパルスを発生す
るシフトパルス発生手段とが設けられるが、判定手段に
上記判定を行わせるに際して、上記モニター回路の出力
の比較対象とすべき基準信号をいかに確保するかが問題
になる。すなわち、モニター回路の出力自体は積分クリ
アパルスの消滅後直ちに被写体輝度に応じて低下し始め
るし、積分クリアパルスの発生以前におけるモニター回
路の出力も前回動作時の被写体輝度等の条件によって異
なるため、モニター回路の出力自体から上述の基準信号
を得ることは困難である。一方、定電圧源を基準信号発
生手段として設けることも考えられるが、電源電圧に変
動があると、積分クリアパルス消滅直後のモニター回路
の初期出力レベルの側に変動が生じるから、それと定電
圧源の出力とを比較しても所定レベルのモニター回路の
出力低下を正しく判定することにならず、上述のシフト
パルスの発生時期が同一の輝度条件でも変化することに
なる。このことを考慮すると、電源電圧そのものを基準
信号として用いればよいようにも考えられるが、モニタ
ー回路の出力の低下の仕方はそれ自身の回路特性に左右
されること、電源電圧にはノイズが生じ易いこと等か
ら、この方法でもモニター回路の出力の所定レベルの低
下を正しく判定することができない。
2. Description of the Related Art Conventionally, as a focus detection device for a camera as described above, there is known a device that uses a CCD (Charge Coupled Device) including a photodiode array as a charge storage unit and a transfer unit and a CCD shift register as a self-scanning image sensor. Has been. When a positive pulse called an integration clear pulse is input to the CCD, each of the photodiodes that make up the photodiode array is charged to approximately the power supply voltage level and then discharged by the disappearance of the integration clear pulse (hereinafter,
This is considered to be the accumulation of negative charges and is called charge accumulation), but the charge accumulation speed changes according to the subject brightness, that is, the intensity of light incident on each photodiode,
If the subject brightness is low, it is necessary to accumulate the charge for a long time. Conversely, if the subject brightness is extremely high, the accumulated charge of each photodiode is saturated in a short time, and based on that, a reliable image signal is obtained. Can't get
For this reason, it is necessary to provide a light receiving means for monitoring and to control the transfer timing of the accumulated charge from the photodiode array to the CCD shift register according to the intensity of the light incident on it. Therefore, the output is restored to the initial level equal to the level of the power supply voltage by the generation of the integration clear pulse,
Simultaneously with the disappearance of the integration clear pulse, a monitor circuit configured to reduce the output at a speed according to the output of the monitor light receiving means, and a determination means for determining that the output of the monitor circuit has decreased by a predetermined level, When the determination is made, shift pulse generating means for generating a shift pulse for transferring the accumulated charge from the photodiode array to the CCD shift register is provided. How to secure the reference signal that should be compared with the output of 1 is a problem. In other words, the output of the monitor circuit itself begins to drop according to the subject brightness immediately after the integration clear pulse disappears, and the output of the monitor circuit before the generation of the integration clear pulse also differs depending on the conditions such as the subject brightness during the previous operation. It is difficult to obtain the above-mentioned reference signal from the output itself of the monitor circuit. On the other hand, it is conceivable to provide a constant voltage source as the reference signal generating means, but if there is a fluctuation in the power supply voltage, a fluctuation will occur on the side of the initial output level of the monitor circuit immediately after the integration clear pulse disappears. Even if the output of the shift circuit is compared with the output of, the output decrease of the monitor circuit at the predetermined level cannot be correctly determined, and the generation timing of the shift pulse changes even under the same luminance condition. Considering this, it may be possible to use the power supply voltage itself as the reference signal, but the way the output of the monitor circuit decreases depends on its own circuit characteristics, and noise occurs in the power supply voltage. Since this is easy, it is not possible to correctly determine the decrease in the predetermined level of the output of the monitor circuit even with this method.

目的 この発明は、モニター回路出力の比較対象とすべき基準
信号を容易に確保でき、かつ同じ輝度条件に対しては常
に一定のタイミングでシフトパルスを発生させることは
できるようにしたカメラの焦点検出装置を提供すること
を目的としている。
An object of the present invention is to detect a focus of a camera which can easily secure a reference signal to be compared with the output of a monitor circuit and can always generate a shift pulse at a constant timing under the same brightness condition. The purpose is to provide a device.

要旨 この発明は、基準信号発生手段として、モニター回路の
素子及び回路構成と同じ特性の素子及び回路構成をもつ
基準信号発生回路を設け、モニター回路出力の比較対象
とすべき基準信号として、この基準信号発生回路から、
積分クリアパルスの消滅以降定常的な出力を発生させる
ようにしたことを特徴としている。
The present invention provides a reference signal generating circuit having a device and a circuit configuration having the same characteristics as those of a monitor circuit as a reference signal generating means, and the reference signal as a reference signal to be compared with the output of the monitor circuit is used as a reference signal. From the signal generation circuit,
The feature is that a steady output is generated after the integration clear pulse disappears.

実施例 次にこの発明の一実施例を第1図乃至第11図を参照して
説明する。
Embodiment Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 11.

まず、この実施例の全体回路を示す第1図において、
(1)は、後述するように、例えばCCDのような自己走
査型イメージセンサーと、画像信号出力回路、輝度モニ
ター用受光素子、輝度モニター回路、及び基準信号発生
回路とを備えた光電変換ブロック、(10)は転送クロッ
クパルス発生ブロック、(20)は光電変換ブロック
(1)からの信号にもとづいて撮影レンズの焦点調節状
態判定の基礎となるディジタル信号を形成する回路ブロ
ック、(30)は回路ブロック(20)からのディジタル信
号にもとづいて撮影レンズの焦点調節状態を判別する一
方、各回路ブロックの制御動作を行うマイクロコンピュ
ータである。
First, in FIG. 1 showing the entire circuit of this embodiment,
As will be described later, (1) is a photoelectric conversion block including a self-scanning image sensor such as a CCD, an image signal output circuit, a brightness monitor light receiving element, a brightness monitor circuit, and a reference signal generation circuit, (10) is a transfer clock pulse generation block, (20) is a circuit block which forms a digital signal which is the basis of the focus adjustment state judgment of the photographing lens based on the signal from the photoelectric conversion block (1), and (30) is a circuit The microcomputer performs the control operation of each circuit block while determining the focus adjustment state of the photographing lens based on the digital signal from the block (20).

又、(40)は光電変換ブロック(1)内の輝度モニター
回路の出力にもとづいて、回路ブロック(20)内の増幅
器の増幅率制御を行う一方、光電変換ブロック(1)内
の自己走査型イメージセンサーの電荷蓄積時間(光電流
積分時間)を制御する輝度判定回路、(AN1)(AN2)は
オア回路(OR1)と共にゲート手段を構成するアンド回
路、(DF1)は後述のフリップフロップ(FF0)(FF1)
乃至(FF6)をリセットするリセットパルスを発生する
Dフリップフロップ、(DF2)はイメージセンサー内に
おいて電荷蓄積部に蓄積された電荷を転送部へ転送する
シフトパルスを発生するDフリップフロップ、(CL1)
は基準クロックパルスを発生するクロック回路、(FF
0)はR−Sフリップフロップである。
Further, (40) controls the amplification factor of the amplifier in the circuit block (20) based on the output of the brightness monitor circuit in the photoelectric conversion block (1), while the self-scanning type in the photoelectric conversion block (1). A brightness determination circuit that controls the charge storage time (photocurrent integration time) of the image sensor, (AN1) and (AN2) are AND circuits that form gate means together with an OR circuit (OR1), and (DF1) is a flip-flop (FF0 described later). ) (FF1)
To (FF6) D flip-flops that generate reset pulses, (DF2) D flip-flops (CL1) that generate shift pulses that transfer the charges accumulated in the charge storage unit to the transfer unit in the image sensor,
Is a clock circuit that generates the reference clock pulse, (FF
0) is an RS flip-flop.

第2図は上述の光電変換ブロック(1)を示したもの
で、フォトダイオード列(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)
(Pn-1)(Pn)から成るイメージセンサーアレイ(P
A)、積分クリアゲート(ICG)、シフトゲート(SG)、
CCDシフトレジスタ(SR)により上述の自己走査型イメ
ージセンサーが構成されている。ここで、転送部である
CCDシフトレジスタ(SR)のセル数は電荷蓄積部である
イメージセンサーアレイ(PA)のフォトダイオード数
(画素数)よりも3個多く、セル(R1)(R2)(R3)は
後述の空送り用であり、イメージセンサーアレイ(PA)
の各フォトダイオード(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)
(Pn-1)(Pn)の蓄積電荷はセル(R4)(R5)(R6)…
(Rn+1)(Rn+2)(Rn+3)に転送される。各フォ
トダイオードは、第3図に示したように、電源(+V)
に対して積分クリアゲート(ICG)に相当するスイッチ
(S)を介して互に並列接続された一対のダイオード
(D1)(D2)とFET(Q10)から成り、一方のダイオード
(D1)が光を受けるように設置されている。FET(Q10)
はダイオード(D1)の両端の電圧を略一定に保ち、ダイ
オード(D1)の容量分を無視できように設けたもので、
そのゲートは接地されている。今、スイッチ(S)が閉
じるとダイオード(D2)のアノード、カソード間に電荷
が蓄積され、そのアノード電圧は電源電圧に等しくな
る。そして、次にスイッチ(S)が開かれると、ダイオ
ード(D2)はダイオード(D1)の光電流によってFET(Q
10)を介して放電し、そのアノード電圧は時間の経過と
共に降下する。すなわち、これはダイオード(D1)に入
射する光の強度に応じた速度でダイオード(D2)のカソ
ードに負の電荷が蓄積されると考えてよく、したがっ
て、各フォトダイオードは入射光強度に応じた速度で、
電荷の蓄積を行うものとして説明する。
FIG. 2 shows the photoelectric conversion block (1) described above, and includes photodiode rows (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2).
Image sensor array (Pn-1) (Pn)
A), integration clear gate (ICG), shift gate (SG),
The above-mentioned self-scanning image sensor is configured by the CCD shift register (SR). Where is the transfer part
The number of cells in the CCD shift register (SR) is 3 more than the number of photodiodes (number of pixels) in the image sensor array (PA), which is the charge storage unit, and the cells (R1) (R2) (R3) are fed in blanks as described below. For image sensor array (PA)
Photodiodes (P1) (P2) (P3)… (Pn-2)
The accumulated charges of (Pn-1) (Pn) are stored in cells (R4) (R5) (R6) ...
It is transferred to (Rn + 1) (Rn + 2) (Rn + 3). Each photodiode has a power supply (+ V) as shown in FIG.
On the other hand, it consists of a pair of diodes (D1) (D2) and FET (Q10) connected in parallel with each other through a switch (S) corresponding to an integration clear gate (ICG), and one diode (D1) is a light source. It is installed to receive. FET (Q10)
Is designed to keep the voltage across the diode (D1) substantially constant and to ignore the capacitance of the diode (D1).
Its gate is grounded. Now, when the switch (S) is closed, charges are accumulated between the anode and cathode of the diode (D2), and the anode voltage becomes equal to the power supply voltage. Then, when the switch (S) is opened next time, the diode (D2) is turned on by the FET (Q
10) and its anode voltage drops over time. That is, it may be considered that the negative charge is accumulated in the cathode of the diode (D2) at a speed according to the intensity of the light incident on the diode (D1), and therefore each photodiode responds to the intensity of the incident light. At speed,
Description will be made assuming that charges are accumulated.

上記スイッチ(S1)は実際には積分クリアゲート(IC
G)に入力される積分クリアパルスによって導通し、そ
のパルスが消滅すると不導通となる半導体アナログスイ
ッチで構成される。シフトゲート(SG)はフォトダイオ
ード(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn-1)(Pn)の蓄
積電荷を後述のシフトパルスを受けてCCDシフトレジス
タ(SR)のセル(R4)(R5)(R6)…(Rn+1)(Rn+
2)(Rn+3)に並列的に転送する。フォトダイオード
(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn-1)(Pn)の電荷蓄
積はシフトパルスのシフトゲート(SG)への入力によっ
て終了する。又、CCDシフトレジスタ(SR)は後述の転
送クロックパルス(φ1)(φ2)が入力される毎に、
転送クロックパルス(φ1)の立下りで1セル分の蓄積
電荷を順次後述の画像信号出力回路へ出力する。なお、
イメージセンサーアレイ(PA)の一端から数えて所定個
(10個)のフォトダイオード(P1)(P2)…(P10)は
アルミニウム膜で覆われており、後述のように暗出力補
正用として用いられる。第2図の(T8)(T9)は上述の
イメージセンサー、回路(MC)(RS)(VS)に電源(+
V)を供給するための電源端子である。
The switch (S1) is actually the integration clear gate (IC
It is composed of a semiconductor analog switch that becomes conductive by the integration clear pulse input to G) and becomes non-conductive when the pulse disappears. The shift gate (SG) receives the accumulated charge of the photodiodes (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2) (Pn-1) (Pn) and receives the shift pulse described later, and the cell of the CCD shift register (SR). (R4) (R5) (R6) ... (Rn + 1) (Rn +
2) Transfer to (Rn + 3) in parallel. The charge accumulation of the photodiodes (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2) (Pn-1) (Pn) is terminated by the input of the shift pulse to the shift gate (SG). The CCD shift register (SR) receives a transfer clock pulse (φ1) (φ2), which will be described later, every time it is input.
At the falling edge of the transfer clock pulse (φ1), the accumulated charge for one cell is sequentially output to the image signal output circuit described later. In addition,
A predetermined number (10) of photodiodes (P1) (P2) ... (P10) counted from one end of the image sensor array (PA) are covered with an aluminum film and are used for dark output correction as described later. . In Fig. 2, (T8) and (T9) are the power source (+) for the above-mentioned image sensor, circuit (MC) (RS) (VS).
This is a power supply terminal for supplying V).

ところで、イメージセンサーアレイ(PA)をカメラにお
いてどのような位置に配置するかは、焦点検出方式によ
って異なる。第4図は、この発明を適用可能な焦点検出
光学系の一例を示しており、(TL)は撮影レンズ、(C
L)はコンデンサーレンズ、(L1)(L2)は撮影レンズ
(TL)の主光軸(l)に関して対称に配置された一対の
再結像レンズ、(M)はマスク、(F)はカメラのフィ
ルム面と等価な撮影レンズ(TL)の予定結像面である。
この光学系によれば、撮影レンズ(TL)により予定結像
面(F)上乃至はその前後に被写体像が結像されると、
再結像レンズ(L1)(L2)がその被写体像をイメージセ
ンサーアレイ(PA)上に第1、第2像として再形成する
が、イメージセンサーアレイ(PA)上でのその第1、第
2像の間隔は撮影レンズ(TL)の焦点調節状態、すなわ
ちそれによって形成される被写体像の予定結像面(F)
に対するずれ状態によって変化する。したがって、イメ
ージセンサーアレイ(DA)の各画素の出力にもとづいて
第1、第2像の間隔を検出すれば撮影レンズ(TL)の焦
点調節状態を示すデフォーカス量及びデフォーカス方向
を判定できるが、それに必要な出力処理方法については
後述する。なお、第4図において、イメージセンサーア
レイ(PA)は、コンデンサーレンズ(CL)及び一対の再
結像レンズ(L1)(L2)に関して予定結像面(F)と共
役な位置乃至はその近傍に配置される。
By the way, the position of the image sensor array (PA) in the camera depends on the focus detection method. FIG. 4 shows an example of a focus detection optical system to which the present invention can be applied.
L) is a condenser lens, (L1) and (L2) are a pair of re-imaging lenses symmetrically arranged with respect to the main optical axis (l) of the taking lens (TL), (M) is a mask, and (F) is a camera. This is the planned imaging plane of the taking lens (TL), which is equivalent to the film plane.
According to this optical system, when the photographic lens (TL) forms a subject image on or before and after the planned image formation surface (F),
The re-imaging lenses (L1) (L2) re-form the subject image as first and second images on the image sensor array (PA), and the first and second images on the image sensor array (PA). The image interval is the focus adjustment state of the taking lens (TL), that is, the projected image plane (F) of the subject image formed thereby.
It changes depending on the shift state. Therefore, if the distance between the first and second images is detected based on the output of each pixel of the image sensor array (DA), the defocus amount and the defocus direction indicating the focus adjustment state of the taking lens (TL) can be determined. The output processing method required for this will be described later. In FIG. 4, the image sensor array (PA) is located at or near a position conjugate with the planned imaging plane (F) with respect to the condenser lens (CL) and the pair of re-imaging lenses (L1) and (L2). Will be placed.

再び第2図において、(MP)は輝度モニター用の受光素
子であるフォトダイオード、(MC)は輝度モニター回
路、(RS)は基準信号発生回路、(VS)は画像信号出力
回路である。輝度モニター回路(MC)はFET(Q1)(Q
2)(Q3)とコンデンサー(C1)から成る。
In FIG. 2 again, (MP) is a photodiode which is a light receiving element for brightness monitor, (MC) is a brightness monitor circuit, (RS) is a reference signal generating circuit, and (VS) is an image signal output circuit. Brightness monitor circuit (MC) is FET (Q1) (Q
2) Consists of (Q3) and condenser (C1).

FET(Q1)はそのゲートが上記イメージセンサーの積分
クリアゲート(3)に接続されており、その積分クリア
ゲート(ICG)を通過した積分クリアパルスによって導
通し、これによりコンデンサー(C1)が電源電圧(+
V)のレベルまで充電される。FET(Q1)とコンデンサ
(C1)の接続点(J1)はEFT(Q12)を介してフォトダイ
オード(MP)のアノードに接続される一方、FET(Q2)
のゲートに接続されている。FET(Q12)はゲートが接地
されており、フォトダイオード(MP)の両端の電圧を略
一定に保ち、その容量分の影響を無視することができる
ように設けられている。FET(Q2)(Q3)は電源に対し
て互に直列接続され、出力インピーダンスが低く、入力
インピーダンスの高いバッファを構成しており、FET(Q
3)はソースフォロアーで用いられているため、FET(Q
2)(Q3)の接続点から引出された出力端子(T1)から
は、接続点(J1)の電位に対応した電圧(Vm)が出力さ
れる。上記積分クリアパルスが消滅するとFET(Q1)は
不導通となり、コンデンサ(C1)はフォトダイオード
(MP)の光電流によって放電され、それに応じて端子
(T1)の出力電圧が降下する。第5図はこの端子(T1)
の出力電圧の時間的変化を示したものであり、(l1)
(l2)(l3)(l4)(l5)は輝度によって電圧降下の速
度が変化することを示している。(RN)で示す立上り
は、積分クリアパルスによる誘導ノイズを表わす。
The gate of the FET (Q1) is connected to the integral clear gate (3) of the image sensor, and the FET (Q1) is turned on by the integral clear pulse that has passed through the integral clear gate (ICG), which causes the capacitor (C1) to be the power supply voltage. (+
V) level is charged. The connection point (J1) between the FET (Q1) and the capacitor (C1) is connected to the anode of the photodiode (MP) via the EFT (Q12), while the FET (Q2) is connected.
Is connected to the gate. The gate of the FET (Q12) is grounded, and the voltage across the photodiode (MP) is kept substantially constant so that the influence of the capacitance can be ignored. The FETs (Q2) and (Q3) are connected in series to the power supply, and form a buffer with low output impedance and high input impedance.
3) is used in the source follower, so FET (Q
2) The voltage (Vm) corresponding to the potential of the connection point (J1) is output from the output terminal (T1) drawn from the connection point of (Q3). When the integration clear pulse disappears, the FET (Q1) becomes non-conductive, the capacitor (C1) is discharged by the photocurrent of the photodiode (MP), and the output voltage of the terminal (T1) drops accordingly. Fig. 5 shows this terminal (T1)
It shows the change over time of the output voltage of
(L2) (l3) (l4) (l5) show that the rate of voltage drop changes with brightness. The rising edge indicated by (RN) represents the noise induced by the integral clear pulse.

基準電圧発生回路(RS)は、FET(Q4)(Q5)(Q6)及
びコンデンサ(C2)とから成るが、これらは上述のFET
(Q1)(Q2)(Q3)及びコンデンサ(C1)と夫々同じ特
性を備えており、その回路接続も輝度モニター回路(M
C)におけるFET(Q1)(Q2)(Q3)及びコンデンサ(C
1)の回路接続と同じである。但し、FET(Q4)とコンデ
ンサ(C2)の接続点(J2)にはFET(Q5)のゲートが接
続されているだけであり、したがって、FET(Q2)(Q
3)と同様に出力インピーダンスが低く、入力インピー
ダンスが高いバッファを構成しているFET(Q5)(Q6)
の接続点から引出した出力端子(T2)から出力される電
圧信号は積分クリアパルスの消滅後も第5図に示したよ
うに一定に保たれる。すなわち、積分クリアパルスの消
滅直後(T0)における接続点(J1)(J2)の電位は上述
のようにFET(Q1)(Q2)(Q3)及びコンデンサ(C1)
とFET(Q4)(Q5)(Q6)及びコンデンサ(C2)の特性
が夫々同じであることから互に等しいので、端子(T2)
から出力される電圧信号は端子(T1)から出力される電
圧信号の降下量を求めるための基準電圧(Vref)として
用いることができる。
The reference voltage generator (RS) consists of FETs (Q4) (Q5) (Q6) and a capacitor (C2).
It has the same characteristics as (Q1), (Q2), (Q3), and capacitor (C1), and its circuit connection is the brightness monitor circuit (M
FET (Q1) (Q2) (Q3) and capacitor (C) in C)
It is the same as the circuit connection in 1). However, the gate of the FET (Q5) is only connected to the connection point (J2) of the FET (Q4) and the capacitor (C2), and therefore the FET (Q2) (Q2)
FETs (Q5) (Q6) that form a buffer with low output impedance and high input impedance, similar to 3)
The voltage signal output from the output terminal (T2) drawn from the connection point is kept constant as shown in FIG. 5 even after the integration clear pulse disappears. That is, the potentials at the connection points (J1) (J2) immediately after the disappearance of the integration clear pulse (T0) are the FETs (Q1) (Q2) (Q3) and the capacitor (C1) as described above.
And FET (Q4) (Q5) (Q6) and capacitor (C2) have the same characteristics, so they are equal to each other, so terminal (T2)
The voltage signal output from the terminal can be used as a reference voltage (Vref) for obtaining the amount of drop of the voltage signal output from the terminal (T1).

画像信号出力回路(VS)は、FET(Q7)(Q8)(Q9)及
びコンデンサ(C3)から成り、好ましくは、これらにも
FET(Q1)(Q2)(Q3)及びコンデンサ(C1)と夫々同
じ特性のものを用いる。但し、回路接続においては、FE
T(Q7)のゲートには転送クロックパルス(φ1)が印
加されるようになっており、又、FET(Q7)とコンデン
サ(C3)の接続点(J3)はFET(Q8)のゲート及びイメ
ージセンサーのCCDシフトレジスタ(5)の転送端子に
接続されている。このため、1個の転送パルス(φ1)
が入力される毎にFET(Q7)が導通してコンデンサ(C
3)は電源電圧(+V)のレベルまで充電され、画像信
号出力回路(VS)がリセットされるが、その各転送パル
ス(φ1)により転送されるCCDシフトレジスタ(5)
の蓄積電荷に応じて繰返して放電し、結局、低出力イン
ピーダンス高入力インピーダンスのバッファを構成して
いるFET(Q8)と(Q9)の接続点から引出された出力端
子(T3)からは、イメージセンサーの画素である各フォ
トダイオードの蓄積電荷に対応した出力が順次電圧信号
(V0s)として出力され、それらが全体で画像信号を形
成する。
The image signal output circuit (VS) consists of FETs (Q7) (Q8) (Q9) and capacitors (C3).
Use the same characteristics as FET (Q1) (Q2) (Q3) and capacitor (C1). However, in circuit connection, FE
The transfer clock pulse (φ1) is applied to the gate of T (Q7), and the connection point (J3) between the FET (Q7) and the capacitor (C3) is the gate of the FET (Q8) and the image. It is connected to the transfer terminal of the CCD shift register (5) of the sensor. Therefore, one transfer pulse (φ1)
FET (Q7) is turned on each time
3) is charged to the level of the power supply voltage (+ V) and the image signal output circuit (VS) is reset, but it is transferred by each transfer pulse (φ1) CCD shift register (5)
The output terminal (T3) drawn from the connection point of the FETs (Q8) and (Q9) that constitute a buffer with low output impedance and high input impedance eventually discharges the image. The output corresponding to the accumulated charge of each photodiode, which is a pixel of the sensor, is sequentially output as a voltage signal (V 0s ), and they collectively form an image signal.

なお、上述の回路(MC)(RS)(VS)における(C1)
(C2)(C3)は説明の便宜上コンデンサであるとして説
明したが、ダイオードのPN接合に置換えることができ、
これらの回路を集積化する場合には、夫々ダイオードと
して製作する。又、モニター用受光素子であるフォトダ
イオード(MP)はイメージセンサーアレイ(PA)の近傍
に撮影レンズを通過した光の一部を受光するように配置
される。
(C1) in the above circuits (MC) (RS) (VS)
Although (C2) and (C3) are described as capacitors for convenience of explanation, they can be replaced with PN junctions of diodes,
When integrating these circuits, each is manufactured as a diode. The photodiode (MP), which is a light receiving element for monitoring, is arranged near the image sensor array (PA) so as to receive a part of the light that has passed through the taking lens.

次に第1図を再び参照して、転送クロックパルス(φ
1)(φ2)を発生する転送クロックパルス発生ブロッ
ク(10)の回路構成の例を説明する。(FF1)(FF2)…
(FF6)は分周回路を形成するフリップフロップ回路で
あり、初段のフリップフロップ(FF1)のT入力にはク
ロック回路(CL1)からのクロックパルス(周期2μ
秒)が入力される。フリップフロップ(FF3)(FF4)
(FF5)(FF6)のQ出力はオア回路(OR2)にて夫々入
力されており、そのオア回路(OR2)の出力はアンド回
路(AN4)の一方の入力に入力される。アンド回路(AN
4)のもう一方の入力はインバータ(IN1)を介してマイ
クロコンピュータ(30)の端子(T22)に接続されてい
て、端子(T22)が“0"の信号を出力するとき、このア
ンド回路(AN4)からはオア回路(OR2)の“1"の信号が
出力される。一方、アンド回路(AN5)は一方の入力が
クロック回路(CL2)に接続され、他方の入力が上述の
端子(T22)に接続されており、したがって上述の端子
(T22)が“1"の信号を出力するとき、クロック回路(C
L2)からのクロックパルスを出力する。ここで、クロッ
ク回路(CL2)から出力されるクロックパルスの周期は
クロック回路(CL1)から出力されるクロックパルスを
分周したフリップフロップFF6の出力(Q6)の周期より
も数十倍短く設定されている。オア回路(OR3)は、ア
ンド回路(AN4)(AN5)のいずれかの出力信号が“1"の
とき“1"の信号を転送クロックパルス(φ2)として光
電変換ブロック(1)内のCCDシフトレジスタ(SR)へ
出力する。又、オア回路(OR3)にはインバータ(IN2)
が接続されていて、このインバータ(IN2)は(φ2)
とは逆位相の信号を転送クロックパルス(φ1)として
光電変換ブロック(1)内のCCDシフトレジスタ(SR)
及び画像信号出力回路(VS)へ出力する(第2図参
照)。なお、マイクロコンピュータ(30)の端子(T2
2)からの“1"の信号はイニシャライズ作動をイメージ
センサーに行わせるための信号である。
Next, referring again to FIG. 1, the transfer clock pulse (φ
1) An example of the circuit configuration of the transfer clock pulse generation block (10) for generating (φ2) will be described. (FF1) (FF2) ...
(FF6) is a flip-flop circuit that forms a frequency divider circuit, and the clock pulse (cycle 2 μm from the clock circuit (CL1) is input to the T input of the first-stage flip-flop (FF1).
Seconds) is entered. Flip-flop (FF3) (FF4)
The Q outputs of (FF5) and (FF6) are input to the OR circuit (OR2), and the output of the OR circuit (OR2) is input to one input of the AND circuit (AN4). AND circuit (AN
The other input of 4) is connected to the terminal (T22) of the microcomputer (30) via the inverter (IN1), and when the terminal (T22) outputs the signal of "0", this AND circuit ( The "1" signal of the OR circuit (OR2) is output from AN4). On the other hand, the AND circuit (AN5) has one input connected to the clock circuit (CL2) and the other input connected to the above-mentioned terminal (T22). Therefore, the above-mentioned terminal (T22) is a signal of "1". Output the clock circuit (C
Output the clock pulse from L2). Here, the cycle of the clock pulse output from the clock circuit (CL2) is set to be several tens of times shorter than the cycle of the output (Q6) of the flip-flop FF6 that divides the clock pulse output from the clock circuit (CL1). ing. The OR circuit (OR3) shifts the CCD in the photoelectric conversion block (1) by using the signal of "1" as the transfer clock pulse (φ2) when one of the output signals of the AND circuit (AN4) (AN5) is "1". Output to register (SR). The OR circuit (OR3) has an inverter (IN2).
Is connected, and this inverter (IN2) is (φ2)
CCD shift register (SR) in photoelectric conversion block (1) with transfer clock pulse (φ1) in phase opposite to
And to the image signal output circuit (VS) (see FIG. 2). In addition, the terminal (T2
The signal "1" from 2) is a signal for causing the image sensor to perform the initialization operation.

第6図は輝度判定回路(40)及び回路ブロック(20)の
一例を示している。この図で(T10)(T11)(T12)は
夫々第2図の端子(T1)(T2)(T3)に接続される端子
であり、端子(T13)(T15)(T16)には後述のように
夫々マイクロコンピュータ(30)からデータバス(DB
1)を介してラッチパルス、サンプル指定パルス、サン
プル指定リセットパルスが入力される。又、端子(T1
4)は第1図のアンド回路(AN2)の1つの入力に接続さ
れている。まず、輝度判定回路(40)から説明すると、
この回路は上述の輝度モニター回路(MC)の出力電圧
(Vm)の積分クリアパルス消滅後の降下の程度を段階的
に判別するための比較器(AC1)(AC2)(AC3)(AC4)
を備えている。これらの比較器の反転入力はバッファ
(B1)を介して端子(T10)に夫々接続されている。一
方、これらの比較器(AC1)(AC2)(AC3)(AC4)の非
反転入力は、抵抗(R1)と定電流源(I1)の接続点(J
4)、抵抗(R2)と定電流源(I2)の接続点(J5)、抵
抗(R3)と定電流源(I3)の接続点(J6)、抵抗(R4)
と定電流源(I4)の接続点(J7)に夫々接続されてお
り、抵抗(R1)(R2)(R3)(R4)はバッファ(B2)を
介して端子(T11)に接続されている。このような回路
接続であれば、接続点(J4)(J5)(J6)(J7)には端
子(T11)に印加される上述の基準電圧発生回路(RS)
の電圧(Vref)から夫々抵抗(R1)(R2)(R3)(R4)
での電圧降下を差引いた電圧が発生しており、対抗(
1)(R2)(R3)(R4)の抵抗値及び定電流源(I1)
(I2)(I3)(I4)の電流値を選ぶことによって、端子
(T10)に入力される上述の輝度モニター回路(MC)の
出力電圧(Vm)の電圧降下の程度に応じて、比較器(AC
1)(AC2)(AC3)(AC4)の出力が順次“0"から“1"に
反転する。(DF3)(DF4)(DF5)は夫々D入力が比較
器(AC1)(AC2)(AC3)の出力に接続されたDフリッ
プフロップであり、これらのCP入力には第1図のマイク
ロコンピュータ(30)からのラッチパルスが端子(T1
3)を介して積分クリアパルスの立下りから所定時間(1
00m秒)後にあるいはその所定時間が経過する前の時点
でシフトパルスが発生する場合にはそれに同期して、入
力される。そして、そのラッチパルスが入力されると、
Dフリップフロップ(DF3)(DF4)(DF5)は、直前の
比較器(AC1)(AC2)(AC3)の出力を夫々Q出力に出
力し、出力からは反転出力を出力する。(AN6)は一
方の入力がDフリップフロップ(DF3)のQ出力に、も
う一方の入力がDフリップフロップ(DF4)の出力に
接続されたアンド回路、(AN7)は一方の入力がDフリ
ップフロップ(DF4)の出力に、もう一方の入力がD
フリップフロップ(DF5)のQ出力に接続されたアンド
回路であり、アンド回路(AN6)(AN7)の出力(b)
(c)、Dフリップフロップ(DF3)の出力(a)、
(DF5)のQ出力(d)、さらに比較器(AC4)の出力
(e)が輝度判定回路(40)の出力となる。すなわち、
それらの出力がモニター用受光素子(PM)で検出した輝
度レベルを示す信号となる。
FIG. 6 shows an example of the brightness determination circuit (40) and the circuit block (20). In this figure, (T10) (T11) (T12) are terminals connected to terminals (T1) (T2) (T3) of FIG. 2, respectively, and terminals (T13) (T15) (T16) will be described later. From the microcomputer (30) to the data bus (DB
Latch pulse, sample designation pulse, and sample designation reset pulse are input via 1). In addition, the terminal (T1
4) is connected to one input of the AND circuit (AN2) in FIG. First, the brightness determination circuit (40) will be described.
This circuit is a comparator (AC1) (AC2) (AC3) (AC4) for discriminating stepwise how much the output voltage (Vm) of the brightness monitor circuit (MC) drops after disappearance of the integral clear pulse.
Is equipped with. The inverting inputs of these comparators are connected to the terminal (T10) via the buffer (B1). On the other hand, the non-inverting input of these comparators (AC1) (AC2) (AC3) (AC4) is connected to the connection point (J) of the resistor (R1) and the constant current source (I1).
4), connection point (J5) between resistance (R2) and constant current source (I2), connection point (J6) between resistance (R3) and constant current source (I3), resistance (R4)
And the constant current source (I4) are connected to the connection point (J7) respectively, and the resistors (R1) (R2) (R3) (R4) are connected to the terminal (T11) via the buffer (B2). . With such circuit connection, the above-mentioned reference voltage generation circuit (RS) applied to the terminal (T11) at the connection points (J4) (J5) (J6) (J7)
Voltage (Vref) from resistance (R1) (R2) (R3) (R4) respectively
The voltage generated by subtracting the voltage drop at
1) Resistance value of (R2) (R3) (R4) and constant current source (I1)
By selecting the current values of (I2), (I3) and (I4), the comparator can be selected according to the degree of voltage drop of the output voltage (Vm) of the brightness monitor circuit (MC) input to the terminal (T10). (AC
1) The output of (AC2) (AC3) (AC4) is sequentially inverted from "0" to "1". (DF3) (DF4) (DF5) are D flip-flops whose D inputs are connected to the outputs of the comparators (AC1) (AC2) (AC3), and these CP inputs have the microcomputer (Fig. 1). Latch pulse from 30) is at terminal (T1
3) for a predetermined time (1
If a shift pulse occurs after (00 ms) or before the predetermined time has elapsed, the shift pulse is input in synchronization with it. Then, when the latch pulse is input,
The D flip-flops (DF3) (DF4) (DF5) output the outputs of the immediately preceding comparators (AC1) (AC2) (AC3) to the Q output, and output inverted outputs from the outputs. (AN6) has one input connected to the Q output of the D flip-flop (DF3) and the other input connected to the output of the D flip-flop (DF4). (AN7) has one input connected to the D flip-flop. (DF4) output, the other input is D
An AND circuit connected to the Q output of the flip-flop (DF5), and the output (b) of the AND circuit (AN6) (AN7)
(C), output of D flip-flop (DF3) (a),
The Q output (d) of (DF5) and the output (e) of the comparator (AC4) become the output of the brightness determination circuit (40). That is,
These outputs become signals indicating the brightness level detected by the monitor light receiving element (PM).

これを第5図を参照してさらに詳しく説明すると、第5
図で(1)(l2)(l3)(l4)は積分クリアパルス消
滅時点(t0)から上述の所定の時間(100m秒)経過時点
(t3)までに生じる電圧降下が夫々0.35V未満の場合、
0.35Vから0.7V未満の場合、0.7Vから1.4V未満の場合、
1.4Vから2.8V未満の場合の輝度モニター回路(MC)の出
力電圧変化を示しており、又、(l5)は積分クリアパル
ス消滅時点(t0)から上述の所定時間(100m秒)経過前
の時点(t2)で2.8Vの電圧降下が生じる場合の同モニタ
ー回路(MC)の出力電圧変化を示している。(1)
(l2)(l3)(l4)(l5)のいずれの電圧降下となるか
は上述のようにモニター用受光素子(DM)の光電流の大
きさに依存しており、輝度モニター回路(MC)の出力電
圧変化が(1)(l2)(l3)(l4)のようになる場合
は低輝度の場合、(l5)のようになる場合は高輝度の場
合である。今、端子(J4)(J5)(J6)(J7)の電圧が
夫々端子(T11)に入力される基準電圧発生回路(RS)
の出力電圧(Vref)よりも、夫々0.35V、0.7V、1.4V、
2.8V低くなるように、上述の抵抗(R1)(R2)(R3)
(R4)の抵抗値及び定電流源(I1)(I2)(I3)(I4)
の電流値を設定すると、ラッチパルス発生後における
(1)(l2)(l3)(l4)(l5)に対応したDフリッ
プフロップ(DF3)(DF4)(DF5)のQ出力、出力、
及び輝度モニター回路(MC)の出力(a)(b)(c)
(d)(e)は次の第1表に示す通りとなる。
This will be described in more detail with reference to FIG.
In the figure, (1), (l2), (l3), and (l4) are when the voltage drop that occurs from the time when the integration clear pulse disappears (t0) to the time when the above-mentioned predetermined time (100 msec) elapses (t3) is less than 0.35 V, respectively. ,
If 0.35V to less than 0.7V, 0.7V to less than 1.4V,
It shows the output voltage change of the brightness monitor circuit (MC) in the case of 1.4V to less than 2.8V. Moreover, (l5) is the time before the above-mentioned predetermined time (100msec) has elapsed from the time when the integration clear pulse disappeared (t0). It shows the output voltage change of the same monitor circuit (MC) when the voltage drop of 2.8V occurs at the time point (t2). (1)
The voltage drop of (l2) (l3) (l4) (l5) depends on the magnitude of the photocurrent of the monitor light receiving element (DM) as described above, and the brightness monitor circuit (MC) When the output voltage change of (1) is (1) (l2) (l3) (l4), it is low luminance, and when it is (l5), it is high luminance. Now, the reference voltage generation circuit (RS) in which the voltages at terminals (J4) (J5) (J6) (J7) are input to terminals (T11), respectively.
Output voltage (Vref) of 0.35V, 0.7V, 1.4V,
The above resistance (R1) (R2) (R3) to be 2.8V lower
Resistance value of (R4) and constant current source (I1) (I2) (I3) (I4)
When the current value of is set, the Q output and output of the D flip-flops (DF3) (DF4) (DF5) corresponding to (1) (l2) (l3) (l4) (l5) after the latch pulse is generated,
And output of brightness monitor circuit (MC) (a) (b) (c)
(D) and (e) are as shown in Table 1 below.

なお、(l5)の場合、比較器(AC4)の出力(d)は積
分クリアパルス消滅時点(t0)から所定時間(100m秒)
が経過する前の時点(t2)で“0"から“1"になる。
In the case of (l5), the output (d) of the comparator (AC4) is a predetermined time (100 msec) from the time when the integration clear pulse disappears (t0).
At the time (t2) before elapses, it changes from "0" to "1".

第6図の残りの回路は第1図の回路ブロック(20)を構
成する。(22)はバッファ(B3)を介して端子(T12)
から入力される画像信号出力回路(VS)の出力電圧(V
0s)と、バッファ(B2)を介して端子(T11)から入力
される基準信号発生回路(RS)の出力電圧(Vref)との
差に対応する出力(V1)を発生する減算回路である。
(24)はイメージセンサーアレイ(PA)におけるアルミ
ニウム膜で覆われ所定個(10個)分のフォトダイオード
(P2)から(P9)のうち両端のダイオード(P2)(Q9)
を除いたものの蓄積電荷に対応する画像信号のピーク値
(V2)(最低レベルの画素信号)を検知し、それをラッ
チして出力するピーク値検出回路であり、これにより、
アルミニウム被膜で覆われていない、上述の第1第2像
を受けているイメージセンサーアレイ(PA)におけるフ
ォトダイオードの蓄積電荷に対応する画素信号に対し、
いわゆる暗出力補正用の信号V2が形成される。すなわ
ち、マイクロコンピュータ(30)は、転送クロックパル
ス(φ1)(φ2)によりCCDシフトレジスタ(SR)か
ら順次蓄積電荷が画像信号出力回路(VS)に転送される
場合、セル(R5)の蓄積電荷の転送開始と同時にサンプ
ル指定パルスをデータバス(DB1)を介して端子(T15)
に出力し、次いでセル(R12)の蓄積電荷の転送終了と
同時にサンプル指定リセットパルスをデータバス(DB
1)を介して端子(T16)に出力する。したがって、ピー
ク値検出回路(24)はセル(R5)から(R12)の蓄積電
荷、換言すればフォトダイオード(P2)から(P9)の蓄
積電荷の対応する画像信号を取込み、それらのうちのピ
ーク値を検出することになる。
The remaining circuit of FIG. 6 constitutes the circuit block (20) of FIG. (22) is the terminal (T12) through the buffer (B3)
Output voltage (V) of the image signal output circuit (VS)
0s ) and the output voltage (V ref ) of the reference signal generation circuit (RS) input from the terminal (T11) via the buffer (B2). .
(24) is a photodiode (P2) (Q9) at both ends of a predetermined number (10) of photodiodes (P2) to (P9) covered with an aluminum film in the image sensor array (PA).
Is a peak value detection circuit that detects the peak value (V2) (pixel signal of the lowest level) of the image signal corresponding to the accumulated charge except for, and outputs it by latching it.
For the pixel signal corresponding to the accumulated charge of the photodiode in the image sensor array (PA) receiving the first and second images, which is not covered with the aluminum film,
A signal V2 for so-called dark output correction is formed. That is, the microcomputer (30) stores the accumulated charge of the cell (R5) when the accumulated charge is sequentially transferred from the CCD shift register (SR) to the image signal output circuit (VS) by the transfer clock pulse (φ1) (φ2). Simultaneously with the start of data transfer, the sample specified pulse is sent via the data bus (DB1) to the pin (T15)
To the data bus (DB) at the same time when the transfer of the accumulated charge of the cell (R12) is completed.
Output to terminal (T16) via 1). Therefore, the peak value detection circuit (24) takes in the corresponding image signal of the accumulated charges of the cells (R5) to (R12), in other words, the accumulated charges of the photodiodes (P2) to (P9), and calculates the peak of them. The value will be detected.

(26)は回路(22)及び(24)の出力信号(V1)(V2)
を差動増幅する増幅器であり、その増幅率が上述の輝度
判定回路(40)の出力(a)(b)(c)(d)によっ
て制御されるように構成された増幅器である。この増幅
器において、(OP)は演算増幅器であり、その入力端子
(f)(g)は入力抵抗(R5)(R6)を介して回路(2
2)及び(24)に夫々接続されている。(R7)乃至(R1
4)は演算増幅器(OP)の増幅率設定のために設けられ
た抵抗であり、(R5)(R6)(R7)(R8)(R11)(R1
2)の抵抗値をrとするとき、(R9)(R13)は2rの抵抗
値、(R10)(R14)は4rの抵抗値をもっている。(AS
1)乃至(AS8)はアナログスイッチであり、このうち
(AS1)乃至(AS4)は出力(a)(b)(c)(d)に
応じて抵抗(R7)乃至(R10)を選択的に有効化して演
算幅器(OP)の帰還抵抗値を設定するのに対し、(AS
5)乃至(AS8)は出力(a)(b)(c)(d)に応じ
て抵抗(R11)乃至(R14)を選択的に有効化して同増幅
器(OP)のバイアス抵抗値を設定する。すなわち、上述
(1)(l2)(l3)(l4)(l5)各電圧降下が生じる
場合のそれらのアナログスイッチの状態及び有効化され
る抵抗は次の第2表の通りとなる。
(26) is the output signal (V1) (V2) of the circuits (22) and (24)
Is an amplifier which differentially amplifies, and whose amplification factor is configured to be controlled by the outputs (a), (b), (c), and (d) of the above-described luminance determination circuit (40). In this amplifier, (OP) is an operational amplifier, and its input terminals (f) and (g) are connected to the circuit (2) via input resistors (R5) and (R6).
2) and (24), respectively. (R7) to (R1
4) is a resistor provided for setting the amplification factor of the operational amplifier (OP), and is (R5) (R6) (R7) (R8) (R11) (R1
When the resistance value of 2) is r, (R9) (R13) has a resistance value of 2r, and (R10) (R14) has a resistance value of 4r. (AS
1) to (AS8) are analog switches, of which (AS1) to (AS4) selectively select resistors (R7) to (R10) according to outputs (a), (b), (c) and (d). While enabling and setting the feedback resistance value of the operational width device (OP), (AS
5) to (AS8) selectively enable the resistors (R11) to (R14) according to the outputs (a), (b), (c), and (d) to set the bias resistance value of the amplifier (OP). . That is, the states of the analog switches and the resistances to be activated when the voltage drops (1), (l2), (l3), (l4), and (l5) described above are as shown in Table 2 below.

上表においてAは演算増幅器(OP)の増幅率で、この増
幅器(OP)の出力電圧は、Vout=E+(V2−V1)×Aで
表わされ、これがA/D変換器(ADC)に入力される。但
し、Eは定電圧源(E)の電圧であり、A/D変換器(AD
C)の入力レベル範囲に合わせて適当に設定される。そ
して、各画素信号に対応したA/D変換器(ADC)の各出力
は第1図のマイクロコンピュータの端子(T22)にデー
タバス(DB1)を介して取込まれ、所定のプログラムに
もとづくディジタル演算によって、撮影レンズの焦点調
節状態が検出される。このように、第1図の増幅器(2
6)は輝度判定回路(50)の出力に応じて増幅率を変化
させ、A/D変換器(ADC)での信号処理に適した信号を出
力するから、広範な輝度域で撮影レンズの焦点状態の調
節が可能である。
In the above table, A is the amplification factor of the operational amplifier (OP), and the output voltage of this amplifier (OP) is represented by V out = E + (V2-V1) × A, which is the A / D converter (ADC). Entered in. However, E is the voltage of the constant voltage source (E), and A / D converter (AD
Set appropriately according to the input level range of C). Then, each output of the A / D converter (ADC) corresponding to each pixel signal is taken into the terminal (T22) of the microcomputer shown in FIG. 1 through the data bus (DB1), and digitally output based on a predetermined program. The focus state of the taking lens is detected by the calculation. Thus, the amplifier (2
6) changes the amplification factor according to the output of the brightness judgment circuit (50) and outputs a signal suitable for signal processing in the A / D converter (ADC), so the focus of the shooting lens in a wide brightness range. The condition can be adjusted.

再度第1図について説明すると、マイクロコンピュータ
(30)の端子(T17)は積分クリアパリスの出力端子で
ある。又、マイクロコンピュータ(30)の端子(T19)
からは、シフトパルスの発生を許可する場合“1"の信号
が出力され、後述のようにイメージセンサーアレイ(P
A)からCCDシフトレジスタ(SR)への蓄積電荷の転送中
はシフトパルスの発生を禁止する信号“0"が出力され
る。さらにマイクロコンピュータ(30)の端子(T18)
からは、積分クリアパルスの消滅時点(t0)から上述の
所定時間が経過すると、あるいはその所定時間経過前に
シフトパルスが発生する場合はそのシフトパルスの発生
に応答して“1"の信号が出力される。この信号は輝度判
定回路(40)に対するラッチパルスとなる。端子(T1
7)から出力される積分クリアパルスは端子(T6)を介
して光電変換ブロック(1)におけるイメージセンサー
の積分クリアゲート(ICG)に入力される一方、フリッ
プフロップ(FF0)をセットし、そのQ出力を“1"にし
て、アンド回路(AN1)を開かせる。又、フリップフロ
ップ(FF0)がセットされた状態で端子(T19)からシフ
トパルスの発生を許可する“1"の信号が出力されると、
アンド回路(AN2)も開かれる。輝度判定回路(40)の
出力端子(T14)からは、第5図の(l5)で示される場
合のように被写体輝度が高い場合のみ、積分クリアパル
スの消滅時点(t0)から所定時間(100m秒)経過する前
の時点(t2)で“1"の信号(e)が出力される。これに
対し、第5図の(1)(l2)(l3)(l4)で示される
場合のように、被写体輝度が低い場合は、マイクロコン
ピュータ(30)の端子(T18)の出力が(t3)の時点で
“1"となり、輝度判定回路(40)の出力端子(T15)の
出力(e)は“0"に保たれる。したがって、被写体輝度
が高い場合はアンド回路(AN2)の出力が(t2)の時点
で“1"になり、被写体輝度が低い場合は(t3)の時点で
アンド回路(AN1)の出力が“1"になり、いずれか一方
の“1"の出力がオア回路(OR1)を介してDフリップフ
ロップ(DF1)のD入力に入力される。このDフリップ
フロップのCK(クロック)入力にはクロック回路(CL
1)からの基準クロックパルス(周期2μ秒)が入力さ
れているため、第6図に示すように、D入力に“1"の信
号が入力された直後のその基準クロックパルスの立下り
でDフリップフロップ(DF1)のQ出力は“1"となり、
フリップフロップ(FF0)がリセットされ、開かれてい
たアンド回路(AN1)又は(AN2)が閉じると共に、転送
クロックパルス発生ブロック(10)内のフリップフロッ
プ(FF1)乃至(FF6)がリセットされ、それらのQ出力
(Q1)乃至(Q6)がすべて“0"になる。そして、アンド
回路(AN1)又は(AN2)がそのようにして閉じると、次
の基準クロックパルスの立下りでDフリップフロップ
(DF1)のQ出力は“0"に戻り、結局そのQ出力からは
2μ秒の時間幅の正パルスが出力されたことになる。こ
の正パルスがリセットパルスである。一方、Dフリップ
フロップ(DF2)はDフリップフロップ(DF1)のQ出力
が“1"になった直後のクロック回路(CL1)からの基準
クロックパルスの立下りでQ出力が“1"になり、Dフリ
ップフロップ(DF1)のQ出力が“0"に戻った直後の同
クロック回路の基準パルスの立下りでQ出力が“0"に戻
る。したがってDフリップフロップ(DF2)のQ出力に
は、リセットパルスの立下りと同期して立上る2μ秒の
時間幅の正パルスが生じるが、これがシフトパルスであ
る。このシフトパルスはマイクロコンピュータ(30)の
端子(T21)に入力されると共に、端子(T7)を介して
光電変換ブロック(1)におけるイメージセンサーのシ
フトゲート(SG)に入力される。
Referring again to FIG. 1, the terminal (T17) of the microcomputer (30) is the output terminal of the integral clear paris. Also, the terminal (T19) of the microcomputer (30)
Outputs a signal of "1" when the shift pulse generation is enabled, and the image sensor array (P
During transfer of the accumulated charge from A) to the CCD shift register (SR), the signal "0" that inhibits the generation of shift pulse is output. Furthermore, the terminal (T18) of the microcomputer (30)
From, when the above-mentioned predetermined time elapses from the extinction time (t0) of the integration clear pulse, or when a shift pulse occurs before the predetermined time elapses, the "1" signal is output in response to the generation of the shift pulse. Is output. This signal becomes a latch pulse for the luminance determination circuit (40). Terminal (T1
The integration clear pulse output from 7) is input to the integration clear gate (ICG) of the image sensor in the photoelectric conversion block (1) through the terminal (T6), while the flip-flop (FF0) is set and its Q Set the output to "1" to open the AND circuit (AN1). When the flip-flop (FF0) is set and the signal (1) that permits the generation of the shift pulse is output from the terminal (T19),
And circuit (AN2) is also opened. From the output terminal (T14) of the brightness determination circuit (40), only when the subject brightness is high as shown by (l5) in FIG. 5, a predetermined time (100 m The signal (e) of "1" is output at the time point (t2) before the elapse of seconds). On the other hand, when the subject brightness is low, as indicated by (1) (l2) (l3) (l4) in FIG. 5, the output from the terminal (T18) of the microcomputer (30) is (t3 At the point of time)), it becomes "1", and the output (e) of the output terminal (T15) of the brightness determination circuit (40) is kept at "0". Therefore, when the subject brightness is high, the output of the AND circuit (AN2) becomes "1" at the time of (t2), and when the subject brightness is low, the output of the AND circuit (AN1) becomes "1". ", And one of the outputs of" 1 "is input to the D input of the D flip-flop (DF1) via the OR circuit (OR1). The clock circuit (CL
Since the reference clock pulse (cycle 2 μs) from 1) is input, as shown in FIG. 6, D is input at the falling edge of the reference clock pulse immediately after the “1” signal is input to the D input. The Q output of the flip-flop (DF1) becomes "1",
The flip-flop (FF0) is reset, the opened AND circuit (AN1) or (AN2) is closed, and the flip-flops (FF1) to (FF6) in the transfer clock pulse generation block (10) are reset. Q outputs (Q1) to (Q6) are all "0". When the AND circuit (AN1) or (AN2) is closed in this way, the Q output of the D flip-flop (DF1) returns to "0" at the next falling edge of the reference clock pulse, and eventually the Q output This means that a positive pulse having a time width of 2 μsec has been output. This positive pulse is the reset pulse. On the other hand, in the D flip-flop (DF2), the Q output becomes "1" at the falling edge of the reference clock pulse from the clock circuit (CL1) immediately after the Q output of the D flip-flop (DF1) becomes "1", Immediately after the Q output of the D flip-flop (DF1) returns to "0", the Q output returns to "0" at the fall of the reference pulse of the same clock circuit. Therefore, a positive pulse having a time width of 2 μsec which rises in synchronization with the falling edge of the reset pulse is generated at the Q output of the D flip-flop (DF2), which is a shift pulse. This shift pulse is input to the terminal (T21) of the microcomputer (30) and also to the shift gate (SG) of the image sensor in the photoelectric conversion block (1) via the terminal (T7).

以上は第1図の全体の回路構成とそれを構成する回路ブ
ロックについての説明があるが、次に全体の作動を説明
するに先立ち、第7図、第8図を参照して各部での信号
について説明しておく。
The above is a description of the entire circuit configuration of FIG. 1 and the circuit blocks constituting it. Before explaining the overall operation, refer to FIG. 7 and FIG. Will be explained.

第7図はDフリップフロップ(DF1)のQ出力に生じる
リセットパルスによりリセットされた直後のフリップフ
ロップ(FF1)乃至(FF6)の出力と、転送パルス(φ
1)及びDフリップフロップ(DF2)のQ出力であるシ
フトパルスの関係を示している。上述のようにリセット
パルスの立上りでフリップフロップ(FF1)乃至(FF6)
がリセットされ、それらのQ出力(Q1)乃至(Q6)はす
べて“0"となる。これにより、オア回路(OR2)の出力
は、“0"となるから、転送クロックパルス(φ2)は
“0"に立下り、逆に転送クロックパルス(φ1)は“1"
に立上る。そして、2μ秒が経過すると、リセットパル
スが立下り、これと同時にシフトパルスが“1"に立上っ
て、このシフトパルスはさらに2μ秒後に“0"に立下
る。次にオア回路(OR2)の出力が“1"となるのは、フ
リップフロップ(FF3)のQ出力(Q3)が“1"になると
きであって、これはリセットパルスが“0"に立下ってか
ら8μ秒後であり、結局、転送クロックパルス(φ1)
は10μ秒“1"の状態に保たれる。シフトパルスはこの転
送クロックパルス(φ1)が“1"の状態にある間に発生
して消滅する。このように、(t2)又は(t3)の時点の
直後に転送クロックパルス発生ブロック(10)をリセッ
トし、新たに出力される転送クロックパルス(φ1)が
継続している間にシフトパルスを発生させるのは、イメ
ージセンサアレイ(PA)におけるフォトダイオードアレ
イ(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn-1)(Pn)の電荷
蓄積(積分)の終了時点が不必要に遅くなるのを避ける
ためである。これを仮に(t2)又は(t3)の時点の後に
第1番目に発生する転送クロックパルス(φ1)に同期
してシフトパルスを発生させた場合、(t2)又は(t3)
の時点から最大でほぼ転送クロックパルスの1周期の時
間フォトダイオード(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn
-1)(Pn)の電荷蓄積が不必要に行われる可能性があ
り、被写体がきわめて明るい場合には電荷蓄積が飽和し
て、正しい画像信号が得られなくなる恐れがある。又、
(t2)又は(t3)の時点の後のどの時点でシフトパルス
が発生するかも必ずしも一定しないから、画像信号レベ
ルが一定しない問題も生じる恐れがある。これに対し、
第7図では(t2)又は(t3)の時点から基準クロックパ
ルスの2周期(4μ秒)内には必ずシフトパルスが発生
するから、そのような恐れは皆無である。
FIG. 7 shows the outputs of the flip-flops (FF1) to (FF6) immediately after being reset by the reset pulse generated at the Q output of the D flip-flop (DF1) and the transfer pulse (φ
1) and the shift pulse which is the Q output of the D flip-flop (DF2). As described above, flip-flops (FF1) to (FF6) are generated at the rising edge of the reset pulse.
Are reset and their Q outputs (Q1) to (Q6) are all "0". As a result, the output of the OR circuit (OR2) becomes "0", the transfer clock pulse (φ2) falls to "0", and conversely the transfer clock pulse (φ1) becomes "1".
Rise to. Then, after 2 μsec has elapsed, the reset pulse falls, the shift pulse rises to “1” at the same time, and the shift pulse falls to “0” 2 μsec later. Next, the output of the OR circuit (OR2) becomes "1" when the Q output (Q3) of the flip-flop (FF3) becomes "1", which means that the reset pulse rises to "0". It is 8 μs after it goes down, and eventually the transfer clock pulse (φ1)
Is held in the state of “1” for 10 μs. The shift pulse is generated and disappears while the transfer clock pulse (φ1) is in the "1" state. In this way, the transfer clock pulse generation block (10) is reset immediately after the time (t2) or (t3), and the shift pulse is generated while the newly output transfer clock pulse (φ1) continues. The reason is that the end point of the charge accumulation (integration) of the photodiode array (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2) (Pn-1) (Pn) in the image sensor array (PA) is unnecessary. This is to avoid being late. If a shift pulse is generated in synchronism with the first transfer clock pulse (φ1) generated after (t2) or (t3), then (t2) or (t3)
From the point of time, the time is approximately one cycle of the transfer clock pulse at the maximum. The photodiodes (P1) (P2) (P3) ...
-1) The charge accumulation of (Pn) may be unnecessarily performed, and when the subject is extremely bright, the charge accumulation may be saturated and a correct image signal may not be obtained. or,
Since the point after the time point (t2) or (t3) at which the shift pulse is generated is not always constant, there is a possibility that the image signal level may not be constant. In contrast,
In FIG. 7, since there is always a shift pulse within two cycles (4 μsec) of the reference clock pulse from the time point (t2) or (t3), there is no such fear.

なお、第7図に示したように、次の転送クロックパルス
(φ1)は出力(Q3)(Q4)(Q5)(Q6)がすべて“0"
となる120μ秒後に“1"となり、この状態が保たれる時
間は8μ秒である。この転送クロックパルス以降の転送
クロックパルスはすべて8μ秒間“1"の状態でその後12
0μ秒間は“0"の状態となる。したがって、転送クロッ
クパルス(φ1)の周期は128μ秒で、そのデューティ
サイクルは1/2ではなく、“1"の状態と、“0"の状態の
継続時間比は1/15となる。このようにしておけば、CCD
シフトレジスタ(SR)の1セルからの蓄積電荷の画像信
号出力回路(VS)への転送は転送クロックパルスの立下
りで行われるから、信号処理、特にA/D変換器(ADC)で
のA/D時間を十分に確保することができ、変換速度が遅
い安価なA/D変換器を(ADC)として使用することができ
るから、これを使用するカメラのコストダウンを達成す
ることが可能となる。
As shown in FIG. 7, the outputs (Q3) (Q4) (Q5) (Q6) of the next transfer clock pulse (φ1) are all "0".
After 120 μs, it becomes “1”, and the time to keep this state is 8 μs. All transfer clock pulses after this transfer clock pulse are in the state of "1" for 8 μs and then 12
It is in the state of "0" for 0 microseconds. Therefore, the cycle of the transfer clock pulse (φ1) is 128 μs, and its duty cycle is not 1/2, and the duration ratio between the state of “1” and the state of “0” is 1/15. If you do this, CCD
Transfer of the accumulated charge from one cell of the shift register (SR) to the image signal output circuit (VS) is performed at the falling edge of the transfer clock pulse, so signal processing, especially A in the A / D converter (ADC) Since it is possible to secure a sufficient / D time and use an inexpensive A / D converter (ADC) with a slow conversion speed, it is possible to reduce the cost of the camera that uses this. Become.

第8図はイメージセンサーのシフトパルス発生後の画像
信号出力回路(VS)及び増幅器(26)の出力を転送クロ
ックパルス(φ1)(φ2)及び基準信号発生回路(R
S)の出力と共に示している。第7図の場合、シフトパ
ルスが発生した時点では、CCDシフトレジスタ(SR)は
空の状態になっているものとしてある。この空の状態を
つくるには、フォトダイオード(P1)(P2)(P3)…
(Pn-2)(Pn-1)(Pn)の蓄積電荷をCCDシフトレジス
タ(SR)に転送することなく、CCDシフトレジスタ(S
R)のセル数分だけ転送クロックパルス(φ1)(φ
2)をそのレジスタに与えればよい。例えば、そのレジ
スタ(SR)のセル数が100であるときは、100個の転送ク
ロックパルス(φ1)及び(φ2)を与えれば、そのレ
ジスタの蓄積電荷はすべて排出されてしまう。但し、イ
メージセンサーを起動させた当初は一回の電荷排出動作
ではCCDシフトレジスタ(SR)の蓄積電荷は完全に排出
されないのが実際であるため、この場合は通常数回の排
出動作を繰返すことによって完全な空状態を作る。この
ような一連の動作をイメージセンサーのイニシャライズ
作動と言う。第8図において、シフトパルスの発生によ
りフォトダイオード(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn
-1)(Pn)の蓄積電荷がCCDシフトレジスタ(SR)に並
列的に転送され、第1番目の転送クロックパルス(φ
1)の立下りでセル(R1)の蓄積電荷が画像信号出力回
路(VS)に転送される。その結果画像信号出力回路(V
S)は端子(T3)にセル(R1)の蓄積電荷に対応した出
力(Vos1)を出力する。以後転送クロックパルス(φ
1)が立下る毎に、セル(R2)(R3)…(Rn+3)の蓄
積電荷に対応した出力(Vos2)(Vos3)…(Vos(n+
3))が順次画像信号出力回路(VS)から出力される。
それらの出力のうち、(Vos1)(Vos2)(Vos3)は空送
り用セル(R1)(R2)(R3)の蓄積電荷に対応する出力
であり、又、(Vos4)乃至(Vos13)はアルミニウム被
覆されたフォトダイオード(P1)乃至(P16)、すなわ
ちセル(R4)乃至(R13)の蓄積電荷に対応する暗出力
である。これら2種類の出力間には、ΔSで示したよう
に、フォトダイオード(P1)乃至(P10)に発生する暗
電流にもとづく蓄積電荷量に相当する差が生じる。
FIG. 8 shows the output of the image signal output circuit (VS) and the amplifier (26) after the shift pulse of the image sensor is transferred to the transfer clock pulse (φ1) (φ2) and the reference signal generation circuit (R).
S) is shown together with the output. In the case of FIG. 7, it is assumed that the CCD shift register (SR) is in an empty state when the shift pulse is generated. To create this empty state, photodiodes (P1) (P2) (P3) ...
The charge accumulated in (Pn-2) (Pn-1) (Pn) is transferred to the CCD shift register (S
R clock pulses (φ1) (φ)
2) should be given to the register. For example, when the number of cells of the register (SR) is 100, if 100 transfer clock pulses (φ1) and (φ2) are given, all the charges accumulated in the register will be discharged. However, it is true that the charge stored in the CCD shift register (SR) is not completely discharged in the first charge discharging operation when the image sensor is started. In this case, therefore, the discharging operation is usually repeated several times. Creates a completely empty state. Such a series of operations is called an initialization operation of the image sensor. In FIG. 8, the photodiodes (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2) (Pn
-1) (Pn) accumulated charge is transferred in parallel to the CCD shift register (SR), and the first transfer clock pulse (φ
At the trailing edge of 1), the accumulated charge in the cell (R1) is transferred to the image signal output circuit (VS). As a result, the image signal output circuit (V
S) outputs the output (V os1 ) corresponding to the accumulated charge of the cell (R1) to the terminal (T3). After that, transfer clock pulse (φ
Every time 1) falls, the output (V os2 ) (V os3 ) ... (V os (n +) corresponding to the accumulated charge of the cells (R2) (R3) ... (Rn + 3)
3)) is sequentially output from the image signal output circuit (VS).
Among these outputs, (V os1 ) (V os2 ) (V os3 ) is an output corresponding to the accumulated charge of the empty feed cells (R1) (R2) (R3), and (V os4 ) to (V os4 ). Vos13 ) is the dark output corresponding to the accumulated charge of the photodiodes (P1) to (P16) coated with aluminum, that is, the cells (R4) to (R13). As shown by ΔS, a difference corresponding to the accumulated charge amount based on the dark current generated in the photodiodes (P1) to (P10) occurs between these two types of outputs.

(V1)で示した演算回路(22)の出力は、各(Vos)に
ついてV1=Vref−Vosの演算によって得られたものであ
り、上記暗出力(Vos4)乃至(Vos13)に対応した演算
回路(22)の出力うち(Vos5)乃至(Vos12)に対応す
るものが上述のピーク値検出回路(24)に取込まれる。
そして、それらのうちの最大値を有するものがピーク値
検出回路(24)から(V2)として出力される。第7図で
は、破線がこの(V2)を示しており、したがって、V′
=V1−V2がVout=E+(V1−V2)×Aで表わされる増幅
器(26)の出力に対応する。
The output of the calculation circuit (22) shown by (V1) is obtained by calculating V1 = V ref −V os for each (V os ), and the dark outputs (V os4 ) to (V os13 ). which corresponds to the output of which (V OS5) to (V OS 12) of the arithmetic circuits corresponding (22) is taken to the peak value detection circuits described above (24).
Then, the one having the maximum value is output from the peak value detection circuit (24) as (V2). In FIG. 7, the broken line shows this (V2), and therefore V '
= V1-V2 corresponds to the output of the amplifier (26) represented by Vout = E + (V1-V2) * A.

次に、第9図のフローチャートを参照して第1図に示し
たマイクロコンピュータ(30)の動作とそれによる回路
全体の作用を説明する。
Next, the operation of the microcomputer (30) shown in FIG. 1 and the operation of the entire circuit by the operation will be described with reference to the flowchart of FIG.

まず、図示しないスイッチの操作によりマイクロコンピ
ュータ(30)にスタート信号が与えられると、♯1のス
テップでマイクロコンピュータ(30)は端子(T22)に
“1"の信号を出力して、イメージセンサーのイニシャラ
イズ作動を行う。すなわち、転送クロックパルス(φ
1)(φ2)としてクロック回路(CL2)からの周期の
早いクロックパルスが端子(T4)(T5)を介してCCDシ
フトレジスタ(SR)に入力される。このとき、端子(T1
9)からはシフトパルスの発生を禁止する信号“0"が出
力されており、シフトパルスは発生しないから、CCDシ
フトレジスタ(SR)はイメージセンサーアレイ(PA)か
ら蓄積電荷を受取ることなく、自身の蓄積電荷を順次排
出する。(あるいは、シフトパルスの発生を禁止せず、
通常のCCD駆動と同様に積分クリアパルスを発生し、そ
の後蓄積電荷を無視できるように直ちにシフトパルスを
発生させ、次に転送クロックパルスによりCCDシフトレ
ジスタの蓄積電荷排出を行せてもよい。)この排出動作
は上述のように数回繰返され、それによってCCDシフト
レジスタ(SR)は空状態となる。ここで、1回の排出動
作はCCDシフトレジスタ(SR)のセス数だけ転送クロッ
クパルス(φ1)(φ2)が与えられることによって終
了する。その数回の排出動作を保証する所定時間が経過
すると、マイクロコンピュータ(30)は端子(T22)の
出力を“0"にして、クロック回路(CL1)からの基準ク
ロックパルスにもとづいて形成される“1"状態と“0"状
態の継続時間比が1/15のパルスを転送クロックパルス
(φ1)とし、それと逆位相のパルスを転送クロックパ
ルス(φ2)として、CCDシフトレジスタ(SR)に入力
させる。次にマイクロコンピュータ(30)は♯2のステ
ップで端子(T19)からシフトパルスの発生を許可する
“1"の信号を出力し、こによりアンド回路(AN1)が開
かれる。そして、♯3のステップで端子(T17)から積
分クリアパルスが出力されると、フリップフロップ(FF
0)がセットされ、アンド回路(AN2)も開かれる。同時
にその積分クリアパルスが積分クリアゲート(ICG)に
入力され、イメージセンサーアレイ(PA)の各フォトダ
イオードの蓄積電荷がクリアされる一方、FET(Q1)(Q
4)が導通してコンデンサー(C1)(C2)が電源電圧の
レベルまで充電される。この積分クリアパルスは(t0)
の時点で消滅し、これによりイメージセンサーアレイ
(PA)の各フォトダイオードが電荷蓄積を開始すると共
に、モニター用受光素子(PM)で検出される被写体輝度
に応じた速度で輝度モニター回路(MC)の出力電圧(V
m)が第5図に示すように降下し始める。又、マイクロ
コンピュータ(30)は積分クリアパルスが消滅すると同
時に、内部のプログラマブルプリセットカウンタを♯4
のステップでセットし、このカウンタが所定時間である
100m秒をカウントし始める。次にマイクロコンピュータ
(30)は♯5のステップで輝度モニター回路(MC)の出
力電圧(Vm)の降下量が2.8Vに達しているかどうかを端
子(T20)に入力される輝度判定回路(40)の出力
(e)にもとづいて判定し、出力(e)が“1"で、第5
図に(15)で示した場合であることを判定すると、♯9
のステップに移行して端子(T19)の出力を“0"にし、
シフトパルスの発生を禁止する。但し、出力(e)が
“1"になると、第6図に示したように、きわめて短時間
のうちにDフリップフロップ(DF1)からリセットパル
スが続いてDフリップフロップ(DF2)からシフトパル
スがされ、そのリセットパルスによってフリップフロッ
プ(FF0)がリセットされてアンド回路(AN1)(AN2)
が閉じるから、♯9のステップで発生を禁止するシフト
パルスは、後述の♯10のステップ以降に新たに発生する
可能性のあるシフトパルスである。これに対し、♯5の
ステップで出力(e)が“0"で、第5図で(1)(l
2)(l3)(l4)で示したいずれかの場合であることを
判定すると、マイクロコンピュータ(30)は♯6のステ
ップで上述のプログラマブルプリセットカウンタの内容
から“1"を減じ、♯7のステップでそのカウンタの内容
が“0"になったかどうかを判定する。そして、その内容
が“0"になっていなければ♯5のステップに戻り、♯6
のステップを経て♯7のステップで再びプログラマブル
プリセットカウンタの内容が“0"になったかどうかを判
定する。ここで、♯5・♯6・♯7のステップサイクル
に要する時間をtsとすれば、ts×N=100m秒となるよう
に設定されており、したがって、N回♯5、♯6、♯7
のステップを繰返せば、プログラマブルプリセットカウ
ンタの内容は“0"になる。すなわち、♯4のステップで
このカウンタがセットされてから100m秒が経過すると、
マイクロコンピュータ(30)♯8のステップでは端子
(T18)から“1"の信号を出力し、この信号はアンド回
路(AN1)(OR1)を介してDフリップフロップ(DF1)
のD入力に入力される。したがって、Dフリップフロッ
プ(DF1)からリセットパルスが出力され、フリップフ
ロップ(FF0)がリセットされてアンド回路(AN1)(AN
2)が閉じる一方、続いてDフリップフロップ(DF2)か
らシフトパルスが発生する。但し、この場合も、さらに
時間が経過し、輝度モニター回路(MC)の出力電圧(V
m)の降下量が2.8Vに達すると、輝度判定回路(40)の
出力(e)が“1"になり、それが♯5のステップで判定
されるため、端子(T19)からは以降シフトパルスの発
生を禁止する“0"の信号が出力される。
First, when a start signal is given to the microcomputer (30) by operating a switch (not shown), the microcomputer (30) outputs a signal of "1" to the terminal (T22) in step # 1 and the image sensor Perform the initialization operation. That is, transfer clock pulse (φ
1) As (φ2), a fast-cycle clock pulse from the clock circuit (CL2) is input to the CCD shift register (SR) via the terminals (T4) (T5). At this time, the terminal (T1
Since the signal "0" that prohibits the generation of shift pulse is output from 9) and no shift pulse is generated, the CCD shift register (SR) does not receive the accumulated charge from the image sensor array (PA) and The accumulated charges of are sequentially discharged. (Or, do not prohibit the generation of shift pulses,
It is also possible to generate an integration clear pulse as in the normal CCD drive, then immediately generate a shift pulse so that the accumulated charge can be ignored, and then discharge the accumulated charge of the CCD shift register by the transfer clock pulse. ) This discharging operation is repeated several times as described above, so that the CCD shift register (SR) becomes empty. Here, one discharging operation is completed by applying the transfer clock pulses (φ1) (φ2) by the number of processes of the CCD shift register (SR). After a lapse of a predetermined time to guarantee the discharging operation several times, the microcomputer (30) sets the output of the terminal (T22) to "0" and is formed based on the reference clock pulse from the clock circuit (CL1). Input the pulse of which the duration ratio of "1" state and "0" state is 1/15 as transfer clock pulse (φ1) and the pulse of opposite phase as transfer clock pulse (φ2) to CCD shift register (SR) Let Next, the microcomputer (30) outputs a signal of "1" which permits the generation of the shift pulse from the terminal (T19) in the step of # 2, whereby the AND circuit (AN1) is opened. When the integration clear pulse is output from the terminal (T17) in step # 3, the flip-flop (FF
0) is set and the AND circuit (AN2) is also opened. At the same time, the integration clear pulse is input to the integration clear gate (ICG) to clear the accumulated charge of each photodiode of the image sensor array (PA), while the FET (Q1) (Q
4) becomes conductive and the capacitors (C1) and (C2) are charged to the level of the power supply voltage. This integration clear pulse is (t0)
Disappears at each point of time, which causes each photodiode of the image sensor array (PA) to start accumulating charges, and the brightness monitor circuit (MC) at a speed according to the brightness of the subject detected by the monitor light receiving element (PM). Output voltage (V
m) begins to descend as shown in Fig. 5. Further, the microcomputer (30) sets the internal programmable preset counter to # 4 as soon as the integration clear pulse disappears.
Set in the step of, this counter is a predetermined time
Start counting 100 ms. Next, the microcomputer (30) inputs to the terminal (T20) whether or not the drop amount of the output voltage (Vm) of the brightness monitor circuit (MC) has reached 2.8V in step # 5. ) Output (e), the output (e) is "1", the fifth
When it is determined that the case is shown by (15) in the figure, # 9
Go to step and set the output of the terminal (T19) to “0”,
Disables the generation of shift pulses. However, when the output (e) becomes "1", as shown in FIG. 6, the reset pulse is continuously output from the D flip-flop (DF1) and the shift pulse is output from the D flip-flop (DF2) within an extremely short time. The reset pulse resets the flip-flop (FF0) and the AND circuits (AN1) (AN2).
Is closed, the shift pulse which is prohibited from being generated in the step of # 9 is a shift pulse which may be newly generated after the step of # 10 described later. On the other hand, the output (e) is "0" in the step of # 5, and (1) (l
2) If it is determined to be one of the cases shown in (l3) and (l4), the microcomputer (30) subtracts “1” from the contents of the programmable preset counter described above in step # 6, and the microcomputer At the step, it is judged whether or not the content of the counter becomes "0". If the content is not "0", the process returns to step # 5 and # 6
Then, in step # 7, it is determined again whether the content of the programmable preset counter becomes "0". Here, if the time required for the step cycle of # 5, # 6, and # 7 is ts, it is set such that ts × N = 100 msec. Therefore, N times # 5, # 6, and # 7 are set.
If the steps of are repeated, the contents of the programmable preset counter become "0". That is, if 100 msec has elapsed after this counter was set in step # 4,
In the step of the microcomputer (30) # 8, a signal of "1" is output from the terminal (T18), and this signal is passed through the AND circuit (AN1) (OR1) to the D flip-flop (DF1).
Input to the D input of. Therefore, a reset pulse is output from the D flip-flop (DF1), the flip-flop (FF0) is reset, and the AND circuit (AN1) (AN
While 2) is closed, a shift pulse is subsequently generated from the D flip-flop (DF2). However, even in this case, the time elapses further and the output voltage (V
When the drop amount of m) reaches 2.8 V, the output (e) of the brightness determination circuit (40) becomes "1", which is determined in the step of # 5. A "0" signal that prohibits pulse generation is output.

上述のようにして発生したシフトパルスはマイクロコン
ピュータ(30)の端子(T21)に入力されると共に、端
子(T7)を介してシフトゲート(SG)に入力される。こ
れによってイメージセンサーアレイ(PA)の各フォトダ
イオードの蓄積電荷がCCDシフトレジスタ(SR)の対応
するセルに転送され、さらに転送クロックパルス(φ
1)(φ2)によって順次そのレジスタ(SR)の各セル
の蓄積電荷が画像信号出力回路(VS)に転送される。す
ると、画像信号出力回路(VS)の出力端子(T3)からは
画像信号(Vos1)(Vos2)…(Vos(n+3))が順次
出力され、増幅器(26)からはVout=E+(V1−V2)A
で表わされる信号が順次出力される。これらの信号は逐
次A/D変換器(ADC)でディジタル信号に変換され、デー
タバス(DB1)を介してマイクロコンピュータ(30)に
入力される。
The shift pulse generated as described above is input to the terminal (T21) of the microcomputer (30) and also to the shift gate (SG) via the terminal (T7). As a result, the accumulated charge of each photodiode of the image sensor array (PA) is transferred to the corresponding cell of the CCD shift register (SR), and the transfer clock pulse (φ
1) (φ2) sequentially transfers the accumulated charge of each cell of the register (SR) to the image signal output circuit (VS). Then, image signals (V os1 ) (V os2 ) ... (V os (n + 3)) are sequentially output from the output terminal (T3) of the image signal output circuit (VS), and V out = E + from the amplifier (26). (V1-V2) A
The signals represented by are sequentially output. These signals are sequentially converted into digital signals by the A / D converter (ADC) and input to the microcomputer (30) via the data bus (DB1).

一方、マイクロコンピュータ(30)は上述のシフトパル
スが端子(T21)に入力すると、♯10のステップで端子
(T17)から積分クリアパルスを出力する。このため、
イメージセンサーアレイ(PA)の各フォトダイオードの
蓄積電荷がクリアーされ、その積分クリアパルスの消滅
と同時に各フォトダイオードの電荷蓄積が再開される。
もちろん、輝度モニター回路(MC)の出力も上述したと
同様モニター用受光素子(PM)により検出された被写体
輝度に応じた速度で降下し始める。すなわち、第2回目
の電荷蓄積サイクルが開始されるが、マイクロコンピュ
ータ(30)は積分クリアパルスの消滅と同時に内部のプ
ログラマブルプリセットカウンタを今度はCCDシフトレ
ジスタ(SR)のセルの数をカウントするようにセットす
る。これが♯11のステップである。マイクロコンピュー
タ(30)は、その各セルの蓄積電荷に対応したディジタ
ル信号をA/D変換器(ADC)から受取ってそれを内部のラ
ンダムアクセスメモリーにストアし(♯12のステッ
プ)、その度毎にプログラマブルプリセットカウンター
の内容から1を減じて(♯13のステップ)、その内容が
“0"になったかどうかを♯14のステップで判定する。♯
11ステップでセットされたプログラマブルプリセットカ
ウンタ内容が“0"になると、次の♯15のステップに移行
する。このステップでは、マイクロコンピュータ(30)
は例えば次のような演算を行って撮影レンズ(TL)の焦
点調節状態、すなわち予定焦点面(F)に対するデフォ
ーカス量及びデフォーカス方向を算出する。すなわち、
上記イメージセンサーアレイ(PA)のフォトダイオード
(P1)(P2)(P3)…(Pn-2)(Pn-1)(Pn)から(P
1)乃至(P10)を除いたもののうち、第4図において上
述の第1像が形成される領域に含まれるものを基準部の
フォトダイオード、第2像が形成される領域に含まれる
ものを参照部のフォトダイオードとし、この基準部及び
参照部のフォトダイオードをイメージセンサーアレイ
(PA)の一方の側から夫々(A1)(A2)…(Am)、(B
1)(B2)…(Bm+K-1)としたとき、それらに蓄積され
た電荷に対応したA/D変換器(ADC)からのディジタル信
号を夫々(a1)(a2)…(am)、(b1)(b2)…(b2m
+1)とすると、 のK組の演算を行い、C1、C2…Ck-1、Ckのうちで最小と
なるものを求める。例えば、C2の値が最小となれば、基
準部のフォトダイオード(A1)(A2)…(Am)に形成さ
れる像に参照部のフォトダイオード(B2)(B3)…(B
m)(Bm+1)に形成される像が最も合致している。し
たがってこの場合イメージセンサーアレイ(PA)上にお
けるフォトダイオード(A1)と(B2)の間の間隔が上述
の第1、第2像の間隔であり、これを焦点検出光学系に
よって定まる合焦時における第1、第2像の所定の間隔
と比較すれば、撮影レンズのそのときのデフーカス量及
びデフォーカス方向を算出できる。なお、ここで述べた
演算の仕方は一例であって、より正確にデフォーカス量
を判定するには、例えば本出願人が特願昭58-2622号、
特願昭58-113936号において提案している演算方法を用
いればよい。
On the other hand, when the above-mentioned shift pulse is input to the terminal (T21), the microcomputer (30) outputs an integral clear pulse from the terminal (T17) in step # 10. For this reason,
The accumulated charge of each photodiode of the image sensor array (PA) is cleared, and the charge accumulation of each photodiode is restarted at the same time when the integration clear pulse disappears.
Of course, the output of the brightness monitor circuit (MC) also starts to drop at a speed corresponding to the brightness of the subject detected by the monitor light receiving element (PM) as described above. That is, although the second charge storage cycle is started, the microcomputer (30) causes the internal programmable preset counter to count the number of cells of the CCD shift register (SR) at the same time when the integration clear pulse disappears. Set to. This is step # 11. The microcomputer (30) receives a digital signal corresponding to the accumulated charge of each cell from the A / D converter (ADC) and stores it in the internal random access memory (step # 12), and each time it receives it. Then, 1 is subtracted from the contents of the programmable preset counter (step # 13), and it is determined in step # 14 whether the contents become "0". #
When the contents of the programmable preset counter set in step 11 become "0", the process proceeds to step # 15. Microcomputers at this step (30)
Calculates the focus adjustment state of the taking lens (TL), that is, the defocus amount and the defocus direction with respect to the planned focal plane (F) by performing the following calculation, for example. That is,
Photodiodes (P1) (P2) (P3) ... (Pn-2) (Pn-1) (Pn) to (Pn) of the image sensor array (PA)
Among those excluding 1) to (P10), those included in the area where the above-mentioned first image is formed in FIG. 4 are the photodiodes of the reference portion and those included in the area where the second image is formed. The photodiode of the reference portion is used, and the photodiodes of the reference portion and the reference portion are provided from one side of the image sensor array (PA) (A1) (A2) ... (Am), (B).
1) When (B2) ... (Bm + K-1), the digital signals from the A / D converter (ADC) corresponding to the charges accumulated in them are (a1) (a2) ... (am), ( b1) (b2)… (b2m
+1) Performs set of K operations, obtaining what the minimum among the C1, C2 ... C k-1 , C k. For example, when the value of C2 is the minimum, the photodiodes (B2), (B3), ...
The image formed at m) (Bm + 1) is the best match. Therefore, in this case, the space between the photodiodes (A1) and (B2) on the image sensor array (PA) is the space between the first and second images described above, which is determined by the focus detection optical system during focusing. By comparing the predetermined distance between the first and second images, it is possible to calculate the defocus amount and the defocus direction of the taking lens at that time. Note that the calculation method described here is an example, and in order to more accurately determine the defocus amount, for example, the applicant of the present invention has a Japanese Patent Application No. Sho 58-2622,
The calculation method proposed in Japanese Patent Application No. 58-113936 may be used.

♯15のステップでの上述の演算が終わると、マイクロコ
ンピュータ(30)は再び輝度判定回路(40)の出力
(e)にもとづいて、輝度モニター回路(MC)の出力
(Vm)の電圧降下量がステップ♯11から♯15の期間にお
いて2.8Vに達したかどうかを♯16のステップで判定す
る。なお♯11から♯15までのステップの実行には例えば
50m秒を要するものとする。出力(e)が“1"であり、
出力(Vm)の電圧降下量2.8Vに達しておれば、♯17のス
テップで再び積分クリアパルスを端子(T17)から出力
して、♯12から♯15のステップの実行中にイメージセン
サーアレイ(PA)の各フォトダイオードに蓄積された電
荷をクリアし、再度それらに電荷蓄積を開始させる。こ
のようにするのは、♯16のステップでの判定時に出力
(e)が“1"であると、イメージセンサーアレイ(PA)
の各フォトダイオードの電荷蓄積がすでに飽和している
恐れがあるからである。この場合、マイクロコンピュー
タ(36)は積分クリアパルスが消滅すると同時に♯17の
ステップで内部のプログラマブルプリセットカウンタを
100m秒をカウントするようにセットし、続いて♯18のス
テップで端子(T19)からシフトパルスの発生を許可す
る“1"の信号を出力する。そして、これ以後は♯5のス
テップに戻って、順次上述のステップを繰返す。これに
対し、♯16のステップで出力(e)が“0"であり、出力
(Vm)の電圧降下量が2.8Vに達していなければ、♯19の
ステップでマイクロコンピュータ(30)は上記プログラ
マブルプリセットカウンタを50m秒をカウントするよう
にセットし、続いて上記の♯18のステップに移行する。
このとき、50m秒をカウントするようにカウンタをセッ
トするのは、上述のように♯10のステップで出力された
積分クリアパルスが消滅してからすでに約50m秒が経過
しており、残り50m秒をそのカウンタでカウントさせれ
ば、合計100m秒間の電荷蓄積をイメージセンサーアレイ
(PA)の各フォトダイオードに許容することになるから
である。すなわち、この場合は、♯5、♯7、♯8のス
テップサイクルが最大50/ts回繰返される。もちろん、
プログラマブルプリセットカウンタを他の目的と兼用せ
ず、専用に用いることができる場合は、♯10のステップ
の終了後そのプログラマブルプリセットカウンタを100m
秒のカウントを行うようにセットすればよく、♯20のス
テップは不要となる。
After the above calculation in step # 15, the microcomputer (30) again determines the voltage drop amount of the output (Vm) of the brightness monitor circuit (MC) based on the output (e) of the brightness determination circuit (40). In step # 16, it is determined whether or not the voltage reaches 2.8V in the period from step # 11 to # 15. To execute the steps from # 11 to # 15, for example,
It shall take 50 ms. The output (e) is "1",
If the voltage drop amount of the output (Vm) has reached 2.8V, the integration clear pulse is output again from the terminal (T17) in step # 17, and the image sensor array ( PA) clear the charge stored in each photodiode and let them start charge storage again. This is because if the output (e) is "1" at the time of the determination in step # 16, the image sensor array (PA)
This is because the charge storage of each photodiode may already be saturated. In this case, the microcomputer (36) sets the internal programmable preset counter in step # 17 at the same time when the integration clear pulse disappears.
It is set to count 100 ms, and then in step # 18, the terminal (T19) outputs a "1" signal that permits the generation of shift pulses. After that, the process returns to step # 5 and the above steps are repeated. On the other hand, if the output (e) is “0” in the step # 16 and the voltage drop amount of the output (Vm) has not reached 2.8V, the microcomputer (30) is programmed by the above step in the step # 19. The preset counter is set so as to count 50 msec, and then the above step # 18 is performed.
At this time, the counter is set to count 50 msec because about 50 msec has already passed from the disappearance of the integral clear pulse output in step # 10 as described above, and the remaining 50 msec. This is because if the counter is counted by that counter, the charge accumulation of 100 msec in total is allowed in each photodiode of the image sensor array (PA). That is, in this case, the step cycles # 5, # 7, and # 8 are repeated up to 50 / ts times. of course,
If the programmable preset counter can be used for other purposes without being used for other purposes, set the programmable preset counter to 100 m after the end of step # 10.
It may be set so as to count seconds, and step # 20 is unnecessary.

以上、第9図を参照してマイクロコンピュータ(30)の
動作とそれによる回路全体の作用について説明したが、
以上述べたところからも理解されるように、この実施例
では、シフトパルスによってイメージセンサーアレイ
(PA)のフォトダイオードの蓄積電荷の転送が始まって
からマイクロコンピュータ(30)でのデフォーカス量及
びデフォーカス方向の演算が終了するまでは新たなシフ
トパルスの発生を禁止しており、又イメージセンサーア
レイ(PA)の各フォトダイオードには、その演算終了を
待つことなく前回のシフトパルス発生の直後から電荷蓄
積を開始させている。この理由は次の通りである。
The operation of the microcomputer (30) and the operation of the entire circuit due to the operation have been described above with reference to FIG.
As can be understood from the above description, in this embodiment, the defocus amount and the defocus amount in the microcomputer (30) are started after the transfer of the accumulated charge of the photodiode of the image sensor array (PA) is started by the shift pulse. The generation of new shift pulses is prohibited until the calculation of the focus direction is completed. Also, each photodiode of the image sensor array (PA) does not have to wait for the calculation to end immediately after the generation of the previous shift pulse. Charge accumulation is starting. The reason for this is as follows.

すなわち、焦点検出にもとづいて撮影レンズを駆動し、
その焦点調節を行う場合、一定時間内に行われる焦点検
出動作の回数が多い程短時間で撮影レンズを合焦させる
ことができる。そこで、1回の焦点検出動作に要する時
間を考えると、それは、CCDのイメージセンサーアレイ
(PA)での電荷蓄積(光電流積分)時間Tiと、そのイメ
ージセンサーアレイの蓄積電荷をCCDシフトレジスタ(S
R)を介して画像信号出力回路(VS)へ転送し、続いて
それの信号処理とデフォーカス量及びデフォーカス方向
の算出を行うのに必要な時間Td(これを便宜上データ処
理時間と呼ぶ)の和(Ti+Td)であり、焦点検出動作を
繰返し連続的に行う場合、先の検出動作が完了してから
次の検出動作を行うようにすると、n回の検出動作を行
わせるのに必要な時間は(Ti+Td)×nとなる。ところ
が、CCDのイメージセンサーアレイ(PA)での電荷蓄積
(光電流積分)の速度はそれに入射する光の強度に依存
しており、入射光強度が低いとその速度は遅くなり、長
時間電荷蓄積を行わせなければならない。このため、1
回の焦点検出動作に要する時間が長くなって、一定の時
間内に行える焦点検出動作の回数が制約を受け、短時間
で撮影レンズを合焦させることができなくなる。一方、
CCDの場合、シフトレジスタ(SR)から画像信号出力回
路(VS)に蓄積電荷を転送しているときにイメージセン
サーアレイ(PA)に電荷蓄積を行わせても何ら問題はな
い。したがって、シフトパルスが発生した直後に積分ク
リアパルスを発生させることができ、こうしておけば上
述のデータ処理時間Tdの間にイメージセンサーアレイ
(PA)が新たな電荷蓄積を行うので、入射光強度が低い
場合でも1回の焦点検出動作に要する時間が短くなり、
一定時間内に行われる焦点検出動作の回数が多くなっ
て、短時間に撮影レンズを合焦させることができるよう
になる。しかしながら、一方でCCDシフトレジスタ(S
R)の蓄積電荷が画像信号出力回路(VS)に転送されて
いる途中で新たな蓄積電荷がCCDシフトレジスタ(SR)
に転送されると(これはCCDの構造上は可能である)CCD
シフトレジスタ(SR)内で新旧の蓄積電荷が混ざり合
い、誤まった画像信号が出力される。又、マイクロコン
ピュータ(30)においても、♯15のステップでの演算中
はランダムアクセスメモリーのデータを保持しておかね
ばならないから、新たな信号を受け付けることはできな
い。したがって、上述のデータ処理時間Tdの間はシフト
パルスを禁止する訳である。
In other words, drive the shooting lens based on focus detection,
When performing the focus adjustment, the photographing lens can be focused in a shorter time as the number of focus detection operations performed within a fixed time increases. Therefore, considering the time required for one focus detection operation, the charge accumulation (photocurrent integration) time Ti in the CCD image sensor array (PA) and the charge accumulated in the image sensor array are calculated by the CCD shift register ( S
R) to the image signal output circuit (VS), and then the time Td required for signal processing and calculation of the defocus amount and defocus direction (this is called data processing time for convenience). (Ti + Td), and when performing focus detection operation repeatedly and continuously, if the next detection operation is performed after the previous detection operation is completed, it is necessary to perform the detection operation n times. The time is (Ti + Td) × n. However, the speed of charge accumulation (photocurrent integration) in the CCD image sensor array (PA) depends on the intensity of the light incident on it, and if the incident light intensity is low, the speed slows down, and charge accumulation for a long time occurs. Must be done. Therefore, 1
The time required for each focus detection operation becomes long, and the number of focus detection operations that can be performed within a certain period of time is restricted, so that the taking lens cannot be focused in a short time. on the other hand,
In the case of CCD, there is no problem even if the image sensor array (PA) is made to accumulate charges while transferring the accumulated charges from the shift register (SR) to the image signal output circuit (VS). Therefore, the integration clear pulse can be generated immediately after the shift pulse is generated, and in this way, the image sensor array (PA) performs new charge accumulation during the above-described data processing time Td, so that the incident light intensity is reduced. Even if it is low, the time required for one focus detection operation is shortened,
The number of focus detection operations performed within a certain period of time increases, and it becomes possible to focus the taking lens in a short time. However, on the other hand, the CCD shift register (S
R) accumulated charge is being transferred to the image signal output circuit (VS) while new accumulated charge is transferred to the CCD shift register (SR)
Transferred to the CCD (which is possible due to the structure of the CCD)
Old and new accumulated charges are mixed in the shift register (SR), and an erroneous image signal is output. Also, the microcomputer (30) cannot hold a new signal because the data in the random access memory must be held during the calculation in step # 15. Therefore, the shift pulse is prohibited during the above-mentioned data processing time Td.

第10図(A)(B)は上記実施例において焦点検出動作
がどのようにして繰返されるかを図示したものであり、
同図(A)はTi<Tdの場合、(B)はTi>Tdの場合であ
る。同図(A)で点線は♯10のステップで発生する積分
クリアパルスの消滅後の電荷蓄積期間を示しているが、
この間に蓄積された電荷は上述したように♯17のステッ
プで発生する積分クリアパルスによってクリアされる。
これに対し、第11図(A)(B)は、先にも仮定したよ
うに、常にデータ処理が終わった後でイメージセンサー
アレイ(PA)のフォトダイオードに電荷蓄積を開始させ
るようにした場合で、同図(A)はTi<Tdの場合、同図
(B)はTi>Tdの場合を示す。第11図(B)を第10図
(B)と比較すれば、明らかに上記実施例の場合が一定
時間内における焦点検出動作の回数が多くなることが判
る。
FIGS. 10A and 10B show how the focus detection operation is repeated in the above embodiment,
In the same figure, (A) is the case of Ti <Td, and (B) is the case of Ti> Td. In the figure (A), the dotted line shows the charge accumulation period after the disappearance of the integration clear pulse generated in step # 10.
The charges accumulated during this period are cleared by the integral clear pulse generated in step # 17 as described above.
On the other hand, as shown in FIGS. 11 (A) and 11 (B), in the case where the photodiode of the image sensor array (PA) is made to start the charge accumulation after the data processing is always finished, as previously assumed. In the figure, (A) shows the case where Ti <Td, and (B) shows the case where Ti> Td. Comparing FIG. 11 (B) with FIG. 10 (B), it can be clearly seen that the number of focus detection operations in a given time increases in the case of the above embodiment.

以上、一実施例についてこの発明を説明したが、この発
明は上記実施例に限定されるものではない。例えば、自
己走査型イメージセンサーとしては、CCDだけでなく、B
BD(Bucket Brigade Device)、CID(Charge Injection
Device)、MOS(Metal Oxide Semiconductor)型イメ
ージセンサー等を用いることができる。又、焦点検出方
式も第4図の焦点検出光学系を用いるものに限られるの
ではなく、例えば特開昭54-159259号公報、特開昭57-70
504号、特開昭57-45510号公報等に示されているよう
に、撮影レンズの予定焦点面乃至はそれと共役な面にレ
ンズレットを配置すると共にその背後に自己走査型イメ
ージセンサーを配置することにより、撮影レンズの焦点
調節状態としてデフォーカス量とデフォーカス方向を共
に算出する方式、あるいは特開昭55-155308号公報、特
開昭57-72110号公報、特開昭57-88418号公報等に示され
ているように、撮影レンズの予定焦点面乃至はそれと共
役な面上及びその前後に夫々自己走査型イメージセンサ
ーを配置し、撮影レンズの焦点調節状態としてデフォー
カス方向のみ検出する方式等にもこの発明は適用可能で
ある。
Although the present invention has been described with reference to the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments. For example, not only CCD but also B
BD (Bucket Brigade Device), CID (Charge Injection)
Device), MOS (Metal Oxide Semiconductor) type image sensor, etc. can be used. Also, the focus detection method is not limited to the one using the focus detection optical system shown in FIG. 4, but is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open Nos. 54-159259 and 57-70.
No. 504, JP-A-57-45510, etc., a lenslet is arranged on the planned focal plane of the taking lens or a plane conjugate therewith, and a self-scanning image sensor is arranged behind it. As a result, a method of calculating both the defocus amount and the defocus direction as the focus adjustment state of the photographing lens, or JP-A-55-155308, JP-A-57-72110, and JP-A-57-88418. As shown in Fig. Etc., a self-scanning image sensor is arranged on the planned focal plane of the taking lens or on a plane conjugate therewith and before and after it, and only the defocus direction is detected as the focus adjustment state of the taking lens. The present invention can also be applied to the above.

効果 以上、実施例について説明した通り、この発明のカメラ
の焦点検出装置によれば、モニター回路の出力と比較す
べき基準電圧をモニター回路と同じ特性の素子及び回路
構成を採用した基準信号発生回路によって容易に確保で
きる。そして、その場合、電源電圧が変動し、モニター
回路の出力の初期値が変化すれば、基準信号発生回路の
出力も同様に変化するから、モニター回路の出力の基準
信号発生回路の出力に対する所定レベルの低下を常に正
しく検出ができ、したがって被写体輝度条件が変化しな
い場合には常に同じタイミングでシフトパルスを発生さ
せることができる。
Effects As described above with reference to the embodiments, according to the focus detection apparatus for a camera of the present invention, a reference signal generation circuit adopting an element and a circuit configuration having a reference voltage to be compared with the output of the monitor circuit and having the same characteristics as the monitor circuit. Can be easily secured by. In that case, if the power supply voltage fluctuates and the initial value of the output of the monitor circuit changes, the output of the reference signal generation circuit also changes. Therefore, the output of the monitor circuit has a predetermined level with respect to the output of the reference signal generation circuit. Can always be detected correctly, so that the shift pulse can always be generated at the same timing when the subject brightness condition does not change.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第1図はこの発明の一実施例の全体回路図、第2図は第
1図の光電交換ブロック(1)の詳細を示す図、第3図
はイメージセンサーアレイの各画素を構成するフォトダ
イオードと積分クリアゲートの等価回路図、第4図は上
記実施例における焦点検出用光学系を示す図、第5図は
モニター回路の出力の時間的変化を示す図、第6図は第
1図の輝度判定回路(40)及びブロック(20)の具体例
を示す回路図、第7図及び第8図は第1図の回路の各部
における出力波形を示す図、第9図は上記実施例におけ
るマイクロコンピュータの動作を示すフローチャート、
第10図(A)(B)は上記実施例において焦点検出動作
がいかに繰返されるかを示すタイムチャート、第11図は
常にデータ処理の後、イメージセンサーのイメージセン
サーアレイを構成する各フォトダイオードに電荷蓄積を
開始させる場合に、焦点検出動作がいかに繰返されるか
を示すタイムチャートである。 (PA)(ICG)(SG)(SR)…自己走査型イメージセン
サー、(PA)…イメージセンサーアレイ(電荷蓄積
部)、(SR)…シフトレジスタ(転送部)、(VS)…画
像信号出力回路、(MC)…モニター回路、(MP)…モニ
ター用受光手段、(RS)…基準信号発生回路、(Q1)
(Q4)…スイッチ素子、(C1)(C2)…容量素子、(Q
2)(Q3)(Q5)(Q6)…バッファ回路、(30)…マイ
クロコンピュータ(積分クリアパルス発生手段)、(4
0)(AC4)…判定手段、(DF2)…シフトパルス発生手
段、(10)…転送クロックパルス発生手段。
FIG. 1 is an overall circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing details of the photoelectric exchange block (1) in FIG. 1, and FIG. 3 is a photodiode constituting each pixel of the image sensor array. And an equivalent circuit diagram of the integration clear gate, FIG. 4 is a diagram showing the focus detection optical system in the above-mentioned embodiment, FIG. 5 is a diagram showing a temporal change of the output of the monitor circuit, and FIG. 6 is a diagram of FIG. A circuit diagram showing a concrete example of the brightness determination circuit (40) and the block (20), FIGS. 7 and 8 are diagrams showing output waveforms in each part of the circuit of FIG. 1, and FIG. A flow chart showing the operation of the computer,
FIGS. 10 (A) and (B) are time charts showing how the focus detection operation is repeated in the above embodiment, and FIG. 11 shows data on each photodiode constituting the image sensor array of the image sensor after data processing. 6 is a time chart showing how the focus detection operation is repeated when charge accumulation is started. (PA) (ICG) (SG) (SR) ... self-scanning image sensor, (PA) ... image sensor array (charge storage unit), (SR) ... shift register (transfer unit), (VS) ... image signal output Circuit, (MC) ... Monitor circuit, (MP) ... Monitor light receiving means, (RS) ... Reference signal generation circuit, (Q1)
(Q4)… Switch element, (C1) (C2)… Capacitance element, (Q
2) (Q3) (Q5) (Q6) ... buffer circuit, (30) ... microcomputer (integral clear pulse generation means), (4
0) (AC4) ... Judgment means, (DF2) ... Shift pulse generation means, (10) ... Transfer clock pulse generation means.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】電荷蓄積型イメージセンサーアレイから転
送される蓄積電荷にもとづいて撮影レンズの焦点調節状
態を検出するカメラの焦点検出装置において、被写体輝
度を検出するモニター用受光素子と、上記イメージセン
サーアレイの蓄積電荷をクリアする積分クリアパルスを
発生する積分クリアパルス発生手段と、上記積分クリア
パルスの入力時は出力が所定レベルになり、その後は上
記受光手段により検出される被写体輝度に応じた速度で
出力が変化するモニター回路と、上記積分クリアパルス
の入力時は出力がモニター回路と同様の所定レベルにな
り、その後上記モニター回路の出力と比較すべき基準信
号を出力として発生する基準信号発生回路と、上記モニ
ター回路の出力がその基準信号発生回路の出力に対して
所定の関係に達すると上記イメージセンサーの蓄積電荷
を転送させるためのシフトパルスを発生するシフトパル
ス発生手段とを設け、上記モニター回路及び基準信号発
生回路はともに上記積分クリアパルスによって導通遮断
状態が変化するスイッチ素子と、このスイッチ素子に接
続された容量素子とを有し、上記モニター用受光手段は
その出力端が上記容量素子への電荷蓄積路に接続され、
上記モニター回路と基準信号発生回路のスイッチ素子、
容量素子を互いに同一特性の素子及び回路構成で構成し
たことを特徴とするカメラの焦点検出装置。
1. A focus detection device for a camera, which detects a focus adjustment state of a photographing lens based on accumulated charges transferred from a charge accumulation type image sensor array, and a monitor light-receiving element for detecting subject brightness, and the image sensor. An integral clear pulse generating means for generating an integral clear pulse for clearing the accumulated charges in the array, and an output at a predetermined level when the integral clear pulse is input, and thereafter a speed according to the subject brightness detected by the light receiving means. A monitor circuit whose output changes at, and a reference signal generation circuit that generates the reference signal to be compared with the output of the monitor circuit as the output when the integration clear pulse is input. And the output of the monitor circuit reaches a predetermined relationship with the output of the reference signal generation circuit. And a shift pulse generating means for generating a shift pulse for transferring the accumulated charge of the image sensor, both the monitor circuit and the reference signal generating circuit, the switch element whose conduction cutoff state is changed by the integral clear pulse, A capacitive element connected to the switch element, and the output end of the monitor light receiving means is connected to a charge storage path to the capacitive element,
Switch element of the above monitor circuit and reference signal generation circuit,
A focus detection device for a camera, wherein the capacitive element is configured by an element having the same characteristics and a circuit configuration.
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