JPH0669975A - 多値ｑａｍ変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 多値化によってもフィルタに必要なＲＯＭ容
量の増加分量を低く抑える装置を提供する。 【構成】 入力信号がマッピング回路１によって第１パ
ス、第２パスとも直交成分と同相成分の信号に分解さ
れ、直交成分は第１パスと第２パスが切換回路６で切り
換えられＲＯＭフィルタ９に供給される。ＲＯＭフィル
タから読み出された信号は加算回路によって第１パスの
信号と第２パスの信号が加算される。加算された信号は
搬送波発生回路２５で発生する搬送波を変調器２１で変
調する。同相成分に付いて同様の構成の別回路があり、
同様の動作を行う。最後に直交成分と同相成分が加算器
２３で加算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、帯域制限用にＲＯＭフ
ィルタを用いた多値ＱＡＭ変調器の改良に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】割り当てられた周波数帯域を有効に利用
するため従来、多値ＱＡＭ変調が用いられており、特に
近年のデジタル無線通信においては１６ＱＡＭ変調方式
の採用が検討されている。図４はこのような１６ＱＡＭ
の信号点配置であり、図５は１６ＱＡＭ直交変調器の一
例を示すブロック図である。

【０００３】１６ＱＡＭ変調の場合、データ入力端子に
シリアルなデータが供給されるがそのデータは４ビット
の集合を一つの送信情報単位（以下、シンボルと称す
る）。その４ビットのビット構成の一般例を示すと、最
初の２ビットは同相成分用のビットであって、図４の同
相軸（Ｉ）上の位置を表すデータである。次の２ビット
は直交成分用のビットであって、直交軸（Ｑ）上の位置
を表すデータである。

【０００４】このようにデータ入力端子に供給された、
４ビット毎に意味づけられたデータは図５のシリアル／
パラレル変換回路２６によってシリアルな入力データ４
ビット毎にパラレルな４ビットの出力信号に変換され
る。この４ビットのパラレル信号のうち２ビットは同相
成分を表す信号であり、残りの２ビットは直交成分を表
す信号である。

【０００５】そして同相成分、直交成分ともシリアル／
パラレル変換回路２６の内部に有するパラレル／シリア
ル変換回路（図示していない）によってそれぞれ２ビッ
トのシリアル信号に変換され、同相成分を表す信号はシ
フトレジスタ２８に供給され直交成分を表す信号はシフ
トレジスタ２７に供給される。

【０００６】シフトレジスタ２７、２８は例えば図６の
ようになっており、それぞれ４ビットのパラレル信号を
出力するレジスタがｍ段シリアル接続されている。ここ
でｍはＲＯＭフィルタ２９、３０の相関シンボル数であ
る。

【０００７】通常、フィルタの応答は−∞〜＋∞のシン
ボルとフィルタのインパルスレスポンスとの畳み込み演
算によって求められる。すなわち現シンボルに対するフ
ィルタの応答は−∞〜＋∞のシンボルパターンにより影
響を受けていることになり。ＲＯＭフィルタ方式の場合
でも、厳密にフィルタの応答を求めようとすると、−∞
〜＋∞迄のシンボルに対する応答を全て記憶する必要が
ある。

【０００８】しかし、現実的には無理なため、現シンボ
ルと前後数シンボルでフィルタの応答を代表させ、数シ
ンボルに対する影響のみを考えた応答波形を記憶してお
く。このとき、何シンボルで代表させたかというシンボ
ル数を相関シンボル数と定義することにする。

【０００９】そしてシフトレジスタ２７の出力はアドレ
ス信号としてＲＯＭフィルタ２９に供給され、このＲＯ
Ｍフィルタ２９にはその他にカウンタ３１からｎビット
のデータがアドレス信号として供給されている。従って
ＲＯＭフィルタ２９には（ｍ×２＋ｎ）本の信号線が接
続されていることになり、この信号線の信号がアドレス
信号としてＲＯＭフィルタ２９に供給され、そのアドレ
ス信号に対応したデータがＲＯＭフィルタ２９から読み
出されることになる。

【００１０】ここでカウンタ３１から供給されるｎビッ
トの信号はサンプリング用の信号であり、シフトレジス
タ２７から供給される信号が上位アドレスとなり、カウ
ンタ３１から供給される信号が下位アドレスとなって、
上位アドレスと下位アドレスの双方で指定された信号が
ＲＯＭフィルタ２９から読み出されるようになってい
る。

【００１１】ｎビットカウンタ３１はクロック信号が供
給される度にカウントが進行する出力がｎビットのリン
グカウンタとなっている。このため、クロック信号が供
給される度に下位アドレス信号が変化し、そのアドレス
信号に対応したデータがＲＯＭフィルタ２９から読み出
される。

【００１２】カウンタ３１は前述したようにクロック信
号が供給される度にカウントが進行するものであるが、
それは下位アドレス信号として供給されているので、カ
ウンタ３１が１カウント変化することによる全体として
のアドレス変化量は少ない。従って下位アドレスのアド
レス信号が隣接する部分にほぼ同様な内容であるが、若
干異なるデータを記憶させておくことにより、アドレス
信号が刻々と変化することにより、変化量の少ないデー
タ、すなわち滑らかに変化するデータを読み出すことが
でき、サンプリングが実行されることになる。

【００１３】このカウント動作によりＲＯＭの上位アド
レスとなっているデータパターンに対するフィルタ応答
データをサンプリング間隔毎に読み出す。カウントが一
巡するとデータパターンもシフトするため、フィルタリ
ング処理が順次行われることになる。

【００１４】以上の例はシフトレジスタ２７およびＲＯ
Ｍフィルタ２９についての説明であるが、シフトレジス
タ２８およびＲＯＭフィルタ３０の構成および動作も同
様である。

【００１５】このようにして得られたベースバンド信号
を、Ｄ／Ａ変換器１７、１８によりアナログ信号に変換
してＤ／Ａ変換器１７、１８で変換されたアナログ信号
をローパス・フィルタ１９、２０に入力して標本化雑音
を除去した後、搬送波発生回路２５の出力と、π／２移
相器２４により位相をπ／２ずらした出力のそれぞれの
搬送波に振幅変調を行い、加算器２３でそれぞれ加算す
ることにより１６ＱＡＭ変調波を得ている。

【００１６】この回路のＲＯＭフィルタに必要なアドレ
ス信号のビット数はシフトレジスタの出力ビットが２ビ
ットであり、それがｍ段シリアルに接続されているので
シフトレジスタから供給されているビット数はこの例の
ように１６ＱＡＭでは２ｍビットである。そのほかにサ
ンプリング用のｎビットの信号が必要であるから、ＲＯ
Ｍフィルタ１個分では（２ｍ＋ｎ）ビットのアドレス信
号が供給されることになる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな回路で６４ＱＡＭ変調器を実現しようとするとシフ
トレジスタの出力は３ビット必要になるので（３ｍ＋
ｎ）ビットのアドレス信号が必要であり、２５６ＱＡＭ
では（４ｍ＋ｎ）ビットのアドレス信号が必要である。

【００１８】すなわちシフトレジスタの段数をｍ、この
ｍ段のシフトレジスタの各段から出力されるデータのビ
ット数をｋ、１シンボルあたりのサンプリング信号に必
要なビット数をｎ、ＲＯＭフィルタの出力ビット数をｈ
とすると、従来の多値ＱＡＭ変調器におけるＲＯＭフィ
ルタの必要容量の合計は次の（１）式で与えられる。 ＲＯＭ容量＝２^(k・m+n)×ｈ（ビット）×２（個）・・
・・（１）

【００１９】このように多値ＱＡＭ変調では、多値化に
より同相、直交軸での振幅値（状態数）が増加するた
め、前述の従来技術による構成では、振幅識別のための
アドレス信号のビット数｛（１）式におけるｋ｝が増加
する。このためＲＯＭフィルタを用いた場合、フィルタ
に必要なＲＯＭ容量は大幅に増加し、多数個のＲＯＭが
必要となることから、ハード量の増加や経済性の低下を
招き、あまり多値の変調は行えないという課題を有して
いる。

【００２０】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
もので、多値化によってもフィルタに必要なＲＯＭ容量
の増加分量を低く抑える装置を提供するものである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、多値ＱＡＭ変調が４相位相変調の重畳によ
り発生することができることに着目して、データ変換回
路により、それぞれの４相位相変調データに変換し、同
相、直交成分それぞれの帯域制限、および加算をベース
バンド帯で行った後、直交変調を行うことにより多値Ｑ
ＡＭ変調波を得ようとするものである。

【００２２】このため本発明は複数のパスに対応する同
相成分データを記憶させた第１のＲＯＭフィルタと、複
数のパスに対応する直交成分データを記憶させた第２の
ＲＯＭフィルタと、入力データを同相成分と直交成分に
分けた状態で複数のパス成分を表すデータに分離して出
力するマッピング回路と、マッピング回路から出力の直
交成分を各パス毎に切り換え前記第１のＲＯＭに供給す
るる第１の切換回路と、マッピング回路から出力の同相
成分を各パス毎に切り換え前記第２のＲＯＭに供給する
第１の切換回路とを備えたものである。

【００２３】

【作用】その結果、振幅識別に必要なビット数は、多値
化されても４相位相変調に分解されるため、おのおのの
４相位相変調でみた場合、同相、直交成分どちらも１シ
ンボル当り１ビットで判別が付くため、１つのＲＯＭを
時分割に使用したとしても従来技術のように急激に増加
することはない。

【００２４】

【実施例】本発明の実施例を従来例と同様、１６ＱＡＭ
変調を例に説明する。一般に多値ＱＡＭ変調は４相位相
変調の重畳により発生することができる。１６ＱＡＭ変
調の場合は、図２に示すように振幅の大きいの第一パス
による４相位相変調と、振幅の小さい第二パスによる４
相位相変調の重畳として発生することができる。

【００２５】この考えを取り入れた実施例の一例を、図
１を用いて説明する。入力されたデータはマッピング回
路１により、第一パスと第二パスに分け、かつそれぞれ
の同相、直交成分データに変換する。このデータをそれ
ぞれ、第一パス直交成分用シフトレジスタ２、第二パス
直交成分用シフトレジスタ３、第一パス同相成分用シフ
トレジスタ４、第二パス同相成分用シフトレジスタ５に
入力し、ＲＯＭフィルタの相関シンボル数（ｍシンボ
ル）分のデータを保持する。

【００２６】このマッピング回路の機能は１６ＱＡＭの
４ビット信号と、コンスタレーション（信号配置、以下
同じ）との関係を重畳方式に適したビットパターンに変
更することにある。例えば、１６ＱＡＭの４ビット信号
パターンに対するコンスタレーションが図７のようだっ
たとする。

【００２７】ここで第一パスの２ビットの信号に対する
コンスタレーションが図８（ａ）で表され、第二パスの
２ビット信号に対するコンスタレーションが図８（ｂ）
で表されているとする。仮に１６ＱＡＭの４ビット信号
の組を（Ｉ１、Ｉ２、Ｑ１、Ｑ２）として、（Ｉ１、Ｑ
１）の組を第一パスの信号、（Ｉ２、Ｑ２）の組を第二
パスの信号とする。

【００２８】この場合、重畳変調方式における合成後の
ビットパターン（Ｉ１’、Ｉ２’、Ｑ１’、Ｑ２’）は
図９となる。図７と図９を比べると分かるように、ビッ
トパターンとコンスタレーションとの関係が一致してい
ない。そのまま図７の信号を第一パス、第二パスに分解
すると、第一パスの信号はビットパターンとコンスタレ
ーションが一致するため、そのままで良いが、第二パス
の２ビットの信号パターンは図１０の（ａ）〜（ｄ）に
示すように、各象限で異なるため、符号変換を行う必要
がある。

【００２９】この例では図１１の回路を用いれば簡単に
符号変換を行う個とができる。変換前のビットパターン
と変換後のビットパターンを表１に示す。

【００３０】

【表１】

【００３１】ＲＯＭフィルタ９、１０には、あらかじめ
第一パス、第二パスそれぞれの相関シンボルのパターン
に対するフィルタ応答が全て書き込まれており、第一パ
ス第二パス切り換え回路６で第一パス直交成分用シフト
レジスタ２と第二パス直交成分用シフトレジスタ３の出
力を切り換える。また第一パス第二パス切り換え回路７
で第一パス同相成分用シフトレジスタ４と第二パス同相
成分用シフトレジスタ５の出力を切り換える。

【００３２】そして、それぞれのシフトレジスタの出力
データに対する応答信号をＲＯＭフィルタ９、１０から
読み出し、ＲＯＭフィルタ読み出し制御回路８を用いて
１シンボルの分割毎に出力し、第一パス直交成分フィル
タ出力ラッチ回路１１、第二パス直交成分フィルタ出力
ラッチ回路１２、第一パス同相成分フィルタ出力ラッチ
回路１３、第二パス同相成分フィルタ出力ラッチ回路１
４でストアする。

【００３３】次に加算回路１５、１６で第一パス、第二
パスの加算を行う。このようにして第一パス、第二パス
それぞれの加算処理をベースバンド部のディジタルデー
タで行う。次に加算回路１５、１６の出力をＤ／Ａ変換
器１７、１８でディジタル信号からアナログ信号に変換
し、サンプリング雑音除去用ローパスフィルタ１９、２
０を通した後、搬送波発生回路２５の出力と、搬送波発
生回路２５の出力をπ／２移相器２４でπ／２位相をず
らした搬送波に対し、変調器２１、２２で変調を行う。
次に変調器２１、２２の出力を加算器２３で加算し１６
ＱＡＭ変調波を得る。

【００３４】第一パスは図２（ａ）に示すように直交成
分および同相成分共、「−２」および「＋２」の２種類
の位置を指定できれば良いので直交成分に１ビット、同
相成分に１ビットを用意すれば良い。また、第二パスも
「−１」および「＋１」の２種類の位置を指定できれば
良いので、直交成分および同相成分にそれぞれ１ビット
を用意すれば良い。

【００３５】このため、例えば第一パス直交成分用シフ
トレジスタ２は図３に示すように１ビットのシフトレジ
スタがｍ段シリアルに構成されていれば良く、それに対
応するＲＯＭフィルタ９の入力アドレス信号数はシフト
レジスタから供給されるデータのｍビットと、従来例の
場合と同様にサンプリング用のｎビットと、第一パスで
あるか第二パスであるかを識別するための１ビット、す
なわち（ｍ＋ｎ＋１）ビットあれば良い。

【００３６】したがって、１６ＱＡＭに例を取ると、従
来（２ｍ＋ｎ）ビット必要であったアドレス信号が（ｍ
＋ｎ＋１）ビットで済み、ＲＯＭの必要容量を大幅に低
減できる。本発明による１６ＱＡＭ変調器において、Ｒ
ＯＭフィルタの必要容量の合計は次の（２）式で与えら
れる。 ＲＯＭ容量＝２^(m+n+1)×ｈ（ビット）×２（個）・・
・・・（２）

【００３７】６４ＱＡＭの場合は第一１から第三パスを
用意すれば良く、２５６ＱＡＭでは第一から第四を用意
すれば良い。すなわち必要なパスのシフトレジスタおよ
び切り変え回路を増加するだけで良く、何れの場合もＲ
ＯＭフィルタの必要容量を指数的に増加させることなく
多値ＱＡＭ変調器を実現することができる。

【００３８】比較のためｍ＝８、ｎ＝５、ｈ＝８とした
場合について、従来および本発明の１６ＱＡＭにおける
ＲＯＭフィルタの必要容量を表２に示す。

【００３９】

【表２】

【００４０】このように本発明による１６ＱＡＭ変調器
はＲＯＭフィルタの必要容量を著しく低減できる。また
１６値より多値のＱＡＭ変調器においてはより著しい低
減効果を有する。更にＲＯＭフィルタ出力信号の精度を
上げるため、相関シンボル数ｍ（すなわち、シフトレジ
スタの段数）を大きくするほど、この低減効果は一層顕
著になる。

【００４１】

【発明の効果】以上のように本発明は、ＲＯＭフィルタ
にパス毎のデータを記憶させておき、そのＲＯＭフィル
タにパス毎のアドレス信号を供給するようにしたので、
どのように多値化したＱＡＭ変調であってもＲＯＭフィ
ルタの必要容量が著しく増えることがなくなり、高次の
ＱＡＭ変調が可能になるという効果を有する。

【００４２】また、４相位相変調の重畳変調に相当する
加算信号処理を低周波のベースバンド信号についてデジ
タル的に行う構成であることから、回路動作を安定化す
る個とができると共に、集積回路化が容易という利点も
有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明の基本概念を示す図である。

【図３】図１におけるシフトレジスタの内部構成を示す
ブロック図である。

【図４】従来技術の一実施例である１６ＱＡＭの信号点
配置図である。

【図５】従来技術の一実施例を示すブロック図である。

【図６】図５におけるシフトレジスタの構成を示すブロ
ック図である。

【図７】１６ＱＡＭの４ビットの信号パターンに対する
コンスタレーションを示す図である。

【図８】１６ＱＡＭの第一パスおよび第二パスのそれぞ
れ２ビット信号に対するコンスタレーションを示す図で
ある。

【図９】重畳変調方式での合成後のビットパターンに対
するコンスタレーションを示す図である。

【図１０】重畳変調方式での合成後における第二パスの
２ビット信号パターンのコンスタレーションを示す図で
ある。

【図１１】重畳変調方式での合成後における第二パスの
２ビット信号パターンの信号変換を行う回路を示す回路
図である。

【符号の説明】

１ マッピング回路 ２〜５ シフトレジスタ ６、７ パス切換回路 ８ ＲＯＭフィルタ読み出し制御回路 ９、１０ ＲＯＭフィルタ １１〜１４ フィルタ出力ラッチ回路 １５、１６ 加算回路 ２１、２２ 変調器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同相成分用のＲＯＭフィルタから読み出
   した信号によって搬送波を変調した信号と、直交成分用
   のＲＯＭフィルタから読み出した信号によって前記搬送
   波と位相がπ／２異なる搬送波を変調した信号を合成し
   て出力する多値ＱＡＭ変調器において、 複数のパスに対応する同相成分データを記憶させた第１
   のＲＯＭフィルタと、 複数のパスに対応する直交成分データを記憶させた第２
   のＲＯＭフィルタと、 入力データを同相成分と直交成分に分けた状態で複数の
   パス成分に分離して出力するマッピング回路と、 前記マッピング回路から出力の直交成分を各パス毎に切
   り換え前記第１のＲＯＭに供給する第１の切換回路と、 前記マッピング回路から出力の同相成分を各パス毎に切
   り換え前記第２のＲＯＭに供給する第１の切換回路とを
   備えたことを特徴とする多値ＱＡＭ変調器。