JPH0656571B2

JPH0656571B2 - 温度補償付電圧基準回路

Info

Publication number: JPH0656571B2
Application number: JP59281957A
Authority: JP
Inventors: ステイーヴン・エム・ピートキーウイツツ; デレク・エフ・ボウアーズ
Original assignee: プレシジヨン・モノリシツクス・インコ−ポレ−テツド
Priority date: 1984-08-15
Filing date: 1984-12-28
Publication date: 1994-07-27
Anticipated expiration: 2009-07-27
Also published as: JPS6149224A; US4633165A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、電圧基準回路に関し、更に詳細には、所定の
態様で温度に従つて変化する出力電圧によつて特徴づけ
られる電圧基準回路であつて、自然な温度変化に対し基
準出力を相補的に調節する補償サブ回路を含み、基準電
圧の正味の温度変化を減少させる電圧基準回路に関す
る。

（従来技術）電圧基準回路は、入力電圧，出力電流又は温度の変化に
かかわりなく出力電圧を実質的に一定にする必要があ
る。その電圧基準回路は各種の装置、例えば、デイジタ
ル−アナログ変換器，電源，冷接点（cold junction）
サーミスタ補償回路，アナログ−デイジタル変換器，パ
ネル・メータ，較正用標準装置，高精度電流源及び制御
設定点回路に使用される。

近年の電圧基準回路は、一般に、ツエナーダイオード又
はバンドギヤツプ発生電圧に基づいている。ツエナーダ
イオード装置は電力消費が大きいこと、及び雑音特性が
良くないことが特徴である。一方、バンドギヤツプ電圧
基準装置は、負及び正の温度係数の一対の電圧を加算す
ることによつて温度変化に対し一定の出力電圧を供給す
るように設計される。負の温度係数の電圧はトランジス
タのベース・エミツタ接合から得られ、正の温度係数の
電圧は異なる電流密度で動作する２つのトランジスタの
ベース・エミツタ電圧の差から得られる。その差電圧は
増幅され、第１のトランジスタのベース・エミツタ電圧
に加えられるとき、加算値が１．２３ボルトに等しいと
非常に小さな温度係数の電圧レベルとなる。、その１．
２３ボルト・レベルは増幅され、典型的には５．０乃至
１０．０ボルトの安定した出力電圧が供給される。

現在入手可能なバンドギヤツプ電圧基準装置は、残念な
がら温度に対し完全に不変動ではなく、ある場合には温
度による変化が許容レベルを超えてしまう。温度による
電圧変動を均衡化させるように発達してきた従来の回路
の一例を第１図に示す。これは１９８２年IEEE Interna
tional Solid State Circuits Conference Digestの第
２９６頁、Ｇ．McGlinchey著「Ａ Monolithic12b 3us
ADC」の第４図を簡略化したものである。この回路は、
出力基準電圧の温度依存性を著しく減少させる温度補償
部を有する。しかし、この回路は正及び負電圧源の両方
を必要とする。ところが、独立型の電圧基準は通常正電
圧源のみを必要とする。従つて、ユーザーは負電圧源を
設けなければならず、それによつてコストが高くなり、
装置の複雑さも増すことになる。更に、この従来回路
は、製造変動（processing variations）を補償する適
当なメカニズムがなく、この製造変動が温度依存性をも
たらす。

第１図において、バンドギヤツプ電圧基準回路２は点線
の中に示されている。この回路は、出力増幅器４，正及
び負入力を増幅器に供給する抵抗−トランジスタ回路網
６，正電圧源端子８，そして増幅器４の出力とグランド
との間に直列に接続される抵抗Ｒ１及びＲ２から成る出
力インピーダンス回路を含む。Ｒ１とＲ２の接続点は基
準回路のトランジスタのためのバイアス点として作用す
る。

増幅器４の出力の基準電圧は、一対の電流源Ｉ１及びＩ
２に電力を供給し、その電流源はダイオード接続された
トランジスタＴ１及びＴ２を夫々介してグランドに接続
される。Ｉ１の大きさは一定の値Ｉｃ、典型的には６０
マイクロアンペアに設定される。Ｉ２の大きさはT/Toの
Ｉ１倍に等しくされる（ここで、Ｔは絶対温度でＴｏは
基準温度、典型的には２５℃である）。McGlincheyの論
文にはＩ１及びＩ２を確立するのに使用することのでき
る回路が示されている。Ｔ１及びＴ２のベースは差動入
力をトランジスタＴ３及びＴ４から成る差動増幅器に供
給し、トランジスタＴ３及びＴ４のエミツタは一緒に接
続される。電流源Ｉ３は、負電圧供給源端子１０に接続
され、差動増幅器トランジスタを通して電流を流す。

差動増幅器トランジスタＴ３及びＴ４のコレクタは、共
にトランジスタＴ５及びＴ６から成るミラー回路に結合
され、このミラー回路には基準電圧出力端子から電力が
供給される。Ｔ３に対するＴ４の電流はＴ１に対するＴ
２の電流によつて決定され、Ｔ１に対するＴ２の電流は
Ｉ２とＩ１との間のT/Toの関係に従つて温度によつて変
化する。温度がＴｏを越えて上昇すると、Ｉ２によつて
Ｔ２を流れる電流はＴｏを越える温度に比例する量だけ
増加する。Ｔ４に対するバイアスが大きくなるとそのト
ランジスタを流れる電流が増加し、差動増幅器の動作に
よつてＴ３を流れる電流が対応して低下する。Ｔ５を流
れる電流は、Ｔ３と直列に結合され、Ｔ３を流れる電流
の低下と同じ量だけ低下し、この電流の低下はミラー回
路によつてＴ６を流れる電流の同様の低下として反映さ
れる。Ｔ６を流れる電流は、Ｔ４と直列に結合され、Ｔ
４を流れる電流増加とＴ３を流れる電流低下との結合と
に等しい量だけ、Ｔ４を流れる電流よりも少なくなる。

Ｔ４とＴ６を流れる電流の差は、電圧基準出力インピー
ダンス回路において、Ｒ１とＲ２の接続点から線１２に
出力訂正電流Ｉｏとして供給される。この電流は電圧基
準出力からＲ１を介して送られ、Ｒ１の両端の電圧と増
幅器４の出力Ｖｏにおける基準電圧との両方を上昇させ
る。このようにして、温度上昇による基準電圧の降下
は、線１２に沿つて出力インピーダンス回路に送られる
補償電流の増加によつて補償され、この出力インピーダ
ンス回路が基準電圧変動の補償に貢献している。

以上の補償法が第２図及び第３図に示される。第２図は
温度補償なしの出力基準電圧を示す。この電圧は、動作
温度範囲の下限の温度Ｔｏで所望の基準値にあり、温度
の上昇に伴なつて次第に降下している。その値は関数(k
T/q)In(T/To)となることがわかつた（ここで、ｋはボル
ツマン定数、ｑは電荷）。第３図に示す補償電流Ｉｏは
温度Ｔｏで実質上零で、温度の上昇とともに増加する。
回路は、Ｉｏによつてもたらされる基準出力電圧調節が
温度上昇による基準電圧の低下との均衡をとり、実質上
一定の出力基準電圧となるように設計される（第２図及
び第３図の曲線の傾斜は例示のため誇張してある）。

以上の補償回路は電圧基準回路の温度特性を著しく改善
するけれども、前述したように通常必要としない負電源
を必要とする。更に、製造過程における変動を補償する
ため回路を都合よく調節するのに多くの回路素子の整合
が必要となる。

（発明の概要）前述の従来技術に関連する問題に鑑み、本発明の目的
は、所定の温度範囲に亘って温度変化に実質上不感動な
電圧出力を有し、付加的電源を必要としない温度補償電
圧基準回路を提供することである。

本発明のこれらのそして他の目的を達成するため、電圧
基準回路には、従来のような差動増幅器ではなく、受動
インピーダンス素子（好適には抵抗）を含み、出力基準
インピーダンス回路に補償電流として反映される電流差
を発生する温度補償回路が設けられる。一対の整合され
たトランジスタには夫々Ｉ１及びＩ２電流が供給され、
それらのベース間に接続される受動インピーダンス素子
はベース電圧差に比例する電流を流す。この電流は電流
ミラーによつて反映され、基準出力回路に対し比例した
補償電流を発生する。グランド基準以外に必要となる唯
一の外部電圧は、電圧基準回路のための通常の正電源で
ある。

好適実施例においては、抵抗は例えばトリミング回路を
設けることによつて可変にされ、基準回路の製造工程変
動を補正する。一対のトランジスタは抵抗の両端の電流
ミラーに接続され、抵抗の両端とグランドとの間に接続
される一対の高抵抗素子によつて静止電流が供給され
る。その補償電流は電圧基準出力回路の中間位置に送ら
れ結合トランジスタの飽和を防止している。

（実施例の説明）第４図を参照すると、本発明の好適実施例が示され、温
度補償回路はバンドギヤツプ電圧基準（リフアレンス）
部２と共に使用され、第１図の従来回路とは出力インピ
ーダンス回路を除き本質的に同じである。第４図におい
て、第１図の素子に対応する素子には同じ参照符号を用
いている。一定電流Ｉｃが電流源Ｉ１によつて周知の態
様で発生され、Ｉｃ(T/To)に等しい大きさの温度依存電
流が電流源Ｉ２によつて周知の方法と同様にして発生さ
れる。Ｉ１は基準出力電圧バスＶｏとグランドとの間に
トランジスタＴ７のコレクタ・エミツタ回路を介して接
続され、Ｉ２は出力基準電圧バスＶｏとグランドとの間
に別のトランジスタＴ８のコレクタ・エミツタ回路を介
して接続される。

第４図に示す本発明と第１図の従来回路との基本的差異
は、第１図の差動増幅器T3,T4の代りに受動インピーダ
ンス素子、好適には抵抗Ｒ３を使用することである。Ｒ
３はＴ７とＴ８のベース間に接続され、２つのトランジ
スタのベース間の電圧差に比例する電流を流す。Ｒ３を
流れる電流は、最終的には電圧基準部の出力インピーダ
ンス回路に反映され、温度補償機能を達成する。

Ｒ３の値は、そこに流れる電流の大きさが電圧基準回路
の製造過程の変動を補償できるように調節することがで
きる。例えば、製造変動は実際の出力電圧−温度曲線を
第２図に示すより少し大きい傾斜を有するようにしてし
まうかもしれない。その場合に、Ｒ３の抵抗値は減少さ
せられ、それによつてＲ３を流れる電流と電圧基準部に
与えられる温度補償の両方が比例して増加する。

Ｒ３の抵抗値を調節するメカニズム、例えば「ツエナー
・ザツプ(zener zap)」トリミング、レーザー・トリミ
ング又はＲ３をポテンシヨメータにすること等を利用す
ることができる。好適な方法はツエナー・ザツプで、第
４図に示される。この技術を実施する方法は多数ある
が、第４図においては、Ｒ３に調整用抵抗Ｒ４及びＲ５
を並列に接続し、この抵抗Ｒ４及びＲ５には夫々ツエナ
ー・ダイオードＺ１及びＺ２が直列に接続される。Ｚ１
及びＺ２に「ザツプ」電圧を外部から与えるためにトリ
ミング端子ＴＴ１及びＴＴ２が設けられ、第３のトリミ
ング端子ＴＴ３がツエナー・ダイオードの共通のアノー
ドに接続され基準電圧を供給する。通常の動作において
は、Ｒ４及びＲ５の回路がＺ１及びＺ２によつてオープ
ン状態にされている。ＴＴ３に基準電圧が加えられ、Ｔ
Ｔ１及び／又はＴＴ２に適当な外部電圧が加えられる
と、それらのツエナー・ダイオードは短絡する。これに
よつてR4,R5の回路が形成され、並列に接続されること
によつてＲ３の抵抗値を減少させる。トリミングの精度
を上げるために、ツエナー制御部を更に付加することが
できる。第１図の従来回路においては調節を可能にする
ため多くの素子の整合が必要であつたが、第４図に示す
本発明の実施においては、後述するようにＲ３を基準出
力抵抗Ｒ８及びＲ９とほぼ同じ大きさにするだけでよ
い。

Ｒ３の両端は夫々トランジスタＴ９及びＴ１０を介して
電流ミラー回路に結合される。Ｔ９及びＴ１０はＴ７及
びＴ８と整合するnpnトランジスタの形で与えられる。
Ｔ９及びＴ１０のエミツタは夫々Ｔ７及びＴ８のベース
とＲ３の両端とに接続され、それらのベースはＴ７及び
Ｔ８のコレクタに接続され、それらのコレクタは電流ミ
ラー入力及び出力端子１４及び１６に接続される。抵抗
Ｒ６及びＲ７はグランドとＲ３の両端及びＴ９，Ｔ１０
の接続点との間に接続される。

電流ミラー１８は、第１図の従来回路に使用される２ト
ランジスタ・ミラーではなく、精度を上げるため周知の
ウイルソン(Wilson)電流ミラーの形にするのが望まし
い。電流ミラーには基準回路出力端子Ｖｏから電力が供
給され、該ミラーは入力端子１４を通つてＴ９のコレク
タに流れる入力電流を出力端子１６に流れる等しい出力
電流に反映させる。

ミラー入力及び出力電流は等しいけれども、Ｔ９及びＴ
１０のコレクタ電流は温度がＴｏと異なるときには等し
くならない。もし温度がＴｏよりも高いと、Ｉ２はＩ１
よりも大きくなつてＴ８のベース電圧は周知のトランジ
スタ方程式によつて決定される量だけＴ７のベース電圧
よりも大きくなる。これらの式に基づいて、Ｔ７及びＴ
８のベース・エミツタ電圧はこれらのコレクタ電流を飽
和電流で割つた商の自然対数に比例して変化する。各ト
ランジスタのエミツタは接地されているので、そのベー
ス電圧はこの商の対数に従つて直接的に変化する。

Ｔ８及びＴ７のベース電圧差はＲ３にＴ８からＴ７に向
つて電流を流す。この電流はＴ１０のコレクタ・エミツ
タ電流の増加によつて与えられる。Ｒ３を流れる電流は
Ｒ６を通つてグランドにもどり、Ｔ９を流れるコレクタ
・エミツタ電流をＲ３を流れる電流に等しい量だけ低下
させ、Ｒ３とＲ６の接続点の電流のバランスを維持す
る。Ｔ９を流れる電流の低下は、ミラー入力端子１４か
らの電流に対応する低下をもたらす。この電流の低下は
ミラーによつてミラー出力端子１６に送られる電流の等
しい低下として反映される。Ｔ１０のコレクタ・エミツ
タ電流はＲ３に流れる電流によつて増加されており、ま
た端子１６へのミラー出力電流はＲ３を流れる電流によ
つて減少されてしまつているので（ベース電流は無
視）、Ｒ３を流れる電流の２倍に等しい電流の不均衡
が、ミラー出力電流とＴ１０のコレクタ電流との間に生
じる。補償ライン２０がミラー出力端子１６と電圧基準
出力インピーダンス回路との間に与えられ、この不均衡
を訂正する出力補償電流Ｉｏを供給する。Ｉｏは所望の
温度補償を行ない、所望の温度範囲に亘つて基準電圧出
力を安定させる。

トランジスタ方程式によつて示されるようにトランジス
タ電圧と電流との対数関係からスタートすると、Ｒ３を
流れる電流は式(kT/q)In(T/To)に従つて変化するという
ことができる。電圧基準部の出力はTIn(T/To)に従つて
変化するので、各抵抗値を適当に選択すれば、補償電流
Ｉｏを実際の基準回路温度特性に正確に合わせることが
可能となる。

抵抗Ｒ６及びＲ７はＲ３よりもかなり大きい抵抗値を有
し、Ｔ９及びＴ１０に静止電流を供給して、Ｒ３に電流
が流れない温度Ｔｏにおいてさえもこれらのトランジス
タをオンに保持する。このＲ６及びＲ７の機能は一対の
電流源によつて与えることもできるが、高抵抗が最も簡
単である。

本発明が従来技術に対してもたらす他の改善点は、補償
電流ライン２０が電圧基準回路に接続されることによつ
て与えられる。第１図の従来回路を参照すると、補償電
流は出力インピーダンス回路のＲ１とＲ２の接続点にも
たらされる。この点は典型的には１．２０５ボルトに保
持されている。本発明による第４図においては、３つの
抵抗Ｒ８，Ｒ９及びＲ１０が基準出力端子Ｖｏとグラン
ドとの間に直列に接続され、Ｒ９とＲ１０の接続点２２
は従来回路と同じく１．２０５ボルトに保持され、電圧
基準回路内のトランジスタにバイアスを与える。ライン
２０は、接続点２２の補償電流を伝達するのではなく、
２つの直列抵抗Ｒ８，Ｒ９を使用し、ライン２０をその
２つの抵抗の接続点２４に接続して、接続点２２とＶｏ
との中間の位置に接続される。これによつてＴ１０のコ
レクタ電圧を上昇させ、そのトランジスタを逆バイアス
に保持する。このことは望ましいことである。その理由
は、Ｔ１０及びＴ８のベース・エミツタ回路によつてグ
ランドから分離されているので、典型的ベース・エミツ
タ電圧降下０．７ボルトによりＴ１０のベース電圧は約
１．４ボルトになるからである。もし電流補償ライン２
０が出力インピーダンス回路の１．２０５ボルト点２２
に接続されていたとすると、Ｔ１０のコレクタはそのベ
ースよりも低い電圧となつて、このトランジスタは少し
順方向バイアスを受けるであろう。その順方向バイアス
量はそれ程大きくないので回路は多分動作するであろう
が、Ｔ１０には逆バイアスが維持される方が望ましい。

前述の回路は、軍用温度範囲−55℃〜125℃でかなり正
確に動作することがわかつた。Ｒ３を調節することが可
能であるので従来よりも誤差が少なくなり、負電圧源が
必要ないので簡単になり、電圧基準回路の使用コストを
低減させることができた。

以上、本発明を実施例に従つて説明したが、各種修正及
び他の実施例が可能であることは当業者には明らかであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の温度補償を設けた電圧基準回路の回路図
である。第２図及び第３図は第１図の従来技術と本発明について
補償のない電圧基準と補償電流との温度依存性を表わす
グラフである。第４図は本発明の好適実施例の回路図である。（符号説明）２：バンドギヤツプ電圧基準部Ｉ１，Ｉ２：電流源ＴＴ１，ＴＴ２，ＴＴ３：トリミング端子１８：電流ミラー

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】（ａ）温度によって変化する出力基準電圧
を発生し得る電圧基準回路と、（ｂ）抵抗と、（ｃ）前記出力基準電圧の温度変化と相補的に温度に対
し変化する電流を前記抵抗に発生させる電流発生手段で
あって、（ｉ）温度変化に対して実質的に不変である第１の電流
を生じさせる手段と、（ii）温度変化に伴い変動する第２の電流を生じさせる
手段と、（iii）それぞれの入力電流に伴い変化する出力電圧を
有する第１及び第２の回路手段と、（iv）前記第１及び第２の電流を、前記第１及び第２の
回路手段に入力電流としてそれぞれ供給する手段と、（ｖ）前記第１及び第２の回路手段の出力電圧の差を、
前記抵抗の両端に印加する手段と、を備える電流発生手
段と、（ｄ）前記発生された電流に応答して、前記出力基準電
圧の温度依存性を実質上補償するように出力基準電圧を
調整する手段と、から構成される温度補償付電圧基準回路。
【請求項２】前記抵抗が前記電圧基準回路の製造過程に
おける変動を補償できる調整範囲を有するように調節可
能である特許請求の範囲第１項記載の温度補償付電圧基
準回路。