JPH06506091A - ディジタル／アナログ信号変換方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタル／アナログ信号変換方法および装置（技術分野） 本発明は、一連のディジタル・サンプルをアナログ信号に変換する方法、かかる ディジタル・サンプルをアナログ電力に変換する方法、およびこれらの方法を実 施するための装置に関する。

（背景技術） オーディオ・システムはますますディジタル技術を利用しているが、一連のディ ジタル・サンプルをアナログ電力に直接変換する装置は現在存在しない。このよ うな装置を提供する試みとして、本願はディジタル／アナログ変換の新規な方法 を開発した。　・ （発明の概要） 本発明の第１の特質によれば、ナイキスト周波数（ｎｙｑｕｔｓｔ　ｒａｔｅ） より高い速度の一連のディジタル・サンプルをアナログ信号に変換する方法が提 供され、本方法は、前記ディジタル・サンプルによりフィルムされるｎビット・ ワードの長さを減少させ、ディジタル・サンプルを変調して前記ディジタル・サ ンプルの値と関連する特性を持つ一連の出力パルスを生じるステップからなり、 本方法は更に、前記変調に先立ち前記ディジタル・サンプル値を調整することを 含む。

本発明の方法は、ナイキスト周波数より高い速度のディジタル・サンプルを用い て良好なシステム解像度が得られることを保証する。例えば、ディジタル・サン プルが予め記録されたコンパクト・ディスクの如きソースから受取られる時、後 で検索するため要求される早い速度を持つようにコンパクト・ディスクに予め処 理されたディジタル情報を記憶することを可能にする。しかし、ディジタル・サ ンプルがナイキスト周波数あるいはこれより低い速度で提供される場合は、本方 法は、連続するディジタル・サンプルの速度をナイキスト周波数より高い速度へ 増すステップをいんことが望ましい。この速度は、例えば、別のサンプルを前記 ディジタル・サンプル間に内挿することにより増すことができる。

例えば、前記ディジタル・サンプルの値は、前記ディジタル・サンプルをその表 示を形成するように内挿してサンプルをこの表示の値へ調整することにより調整 することができる。

一実施例では、前記内挿は前記サンプルの線形表示を形成するように構成される 。別の実施例では、前記ディジタル・サンプルの連続的に変化する表示に対する Ｎ次の多項近似が形成される。

望ましくは、ディジタル・サンプルは可聴範囲内の周波数を持つアナログ信号を 表わし、出力パルスが可聴範囲の周波数を含む。ある実施例においては、ディジ タル・サンプルは規則的に起生ずる。望ましくは、前記方法は更に、ディジタル ・サンプルをフィルタして可聴帯域内のノイズを減衰させる。

望ましい一実施例では、前記ディジタル・サンプルにより形成されるｎビット・ ワードのワード長さは、各ワードの最下位ビットを落とすことにより減少される 。

ディジタル・サンプルに対する高い繰返し数の使用はシステムの解像度を強化す るが、高い速度は以降の処理ステップに問題を生じ得る。これらの問題は、例え ばノイズ整形回路によりディジタル・サンプルのワード長さを減少することによ り、解像度を損じることなく克服することができる。

本発明の別の特質によれば、一連のディジタル・サンプルをアナログ信号に変換 する方法が提供され、この方法は前記ディジタル・サンプルの値と関連する特性 を有する一連の出力パルスを生じるようにディジタル・サンプルを変調すること を含み、本方法は更に、前記変調に先立ち前記ディジタル・サンプルを調整する ことを含み、このディジタル・サンプルは、前記ディジタル・サンプルの連続的 に変化する表示が比較波形によりサンプルされ次いで変調されたならば、前記調 整されたディジタル・サンプルの前記変調により生じる出力パルスの前記特性が 生成されたものと同じであるように調整される。

本発明の方法は、高品質のディジタル−アナログ変換を可能にして、問題となる 帯域に対する入力の実質的にゼロの高調波歪みを可能にする。当然、これは大半 の事件が行われてきた可聴帯域に対して重要であるが、本方法は必要に応じて他 の周波数帯域でも用いることができる。

一実施例においては、本方法は更に、前記の連続的に変化する表示および前記比 較波形が一致する時間のシステムの解像度に対して正確な近似を生成し、この時 間近似を用いて前記ディジタル・サンプルを調整するステップを含む。

更に、および（または）あるいは、本方法は更に、前記比較波形と一致する時前 記の連続的に変化する表示の値のシステム解像度に対して正確な近似を生成し、 この近似値を用いて前記ディジタル・サンプルを調整することを含む。

一実施例では、前記の連続的に変化する表示に対するＮ次の多項近似が（Ｎ＋１ ）の隣接ディジタル・サンプルから形成される。例えば、Ｎは、前記多項近似が ４つの隣接ディジタル・サンプルから形成されるように３に等しい。

本方法は更に、２つ以上の隣接ディジタル・サンプルの平均値を形成することに より、前記の連続的に変化する表示と前記比較波形が一致する時間の評価を生成 し、評価時の前記比較波形と前記多項表示間の差を生成するステップを含む。

一実施例では、前記差の導関数が更に生成され、より良好な時間の評価が前記最 初の評価から、またこの最初の時間に生成される差とその導関数から生成するこ とができる。

反復法を用いて、比較波形および連続的に変化する表示が一致する時間のがより 良好な評価を生成することが望ましく、ここで評価時の比較波形あるいは連続的 に変化する表示の値が前記の調整ディジタル・サンプルとなりあるいはこれを表 わすようにセットされる。

一実施例では、前記ディジタル・サンプルが均一にサンプリングするパルス幅変 Ｗ４？５により変調され、これにおいては、前記ディジタル・サンプルが、前記 周期的な比較波形と一致する前記ディジタル・サンプルと対応するアナログ波形 の値をエミュレートするように変調に先立ち調整される。

本方法は更に、例えば、ディジタル・サンプルの繰返し数をナイキスト周波数よ り高い速度へ増すステップを含む。例えば、繰返し数は、前記ディジタル・サン プル間に別のサンプルを内挿することにより増すことができる。

前記ディジタル・サンプルがｎビット・ワードを生成する実施例においては、本 方法は更に、例えば、各ワードの最下位ビットを落とすことにより前記ワードの 長さを減少することを含む。

更に、および（または）あるいは、ディジタル・サンプルは可聴帯域におけるノ イズを減衰するためフィルタすることができる。

先に述べた方法の望ましい実施例においては、前記ディジタル・サンプルが規則 的に起生じ、ｎビット・ワードを形成する。本方法は更に、各ワードの最下位ビ ットを落し、落したビットを可聴帯域ノイズを減衰させるフィルタへ加え、フィ ルタされたビットを規則的に生じるディジタル・サンプルへフィードバックする ことを含む。

望ましい実施例では、ディジタル・サンプルは、前記一連の出力パルスのパルス 幅が前記の調整ディジタル・サンプルの値と関連し、例えばこれに比例するよう に、パルス幅変調器により変調される。例えば、本方法は更に、幅がサンプル値 に比例するパルスを出力するため、調整されたディジタル・サンプルを各サンプ ルに応答して構成されるカウンタへ加えることによりパルス幅変調を行うことを 含む。

一実施例では、出力ラッチが第１のカウンタによりオンにされ、ディジタル・サ ンプルの値が第２のカウンタにおいてカウントされ、前記第２のカウンタのカウ ントにより決定される遅れの後出力ラッチがこの第２のカウンタによりオフにさ れる。

一実施例では、本方法は更に、前記一連の出力パルスを低域通過フィルタへ加え ることを含む。この更なるステップは、本方法がディジタル−アナログ変換方法 を提供することである時に使用される。

本発明はまた、先に述べたように、一連のディジタル・サンプルをアナログ信号 へ変換する方法を用いてディジタル信号をアナログ電力へ変換する方法に拡張さ れ、本方法は更に、前記ディジタル・サンプルを表わすアナログ電力出力を生じ るため前記一連の出力パルスを電力増幅器へ加えることを含む。

本方法は更に、変調出力電圧を生じるため前記一連の出力パルスを電力スイッチ へ加えることを含む。更に、および（または）あるいは、本方法は更に、不要な 成分を減少するため前記変調出力電圧をフィルタすることを含む。

本発明の更に別の特質によれば、一連のディジタル・サンプルをアナログ信号へ 変換する装置が提供され、本装置は、ナイキスト周波数より高い速度で連続的な ディジタル・サンプルを前記ワードの長さを減少するよう構成されるｎビット・ ワードとして受取る整形手段と、前記ディジタル・サンプルを受取るように接続 され前記ディジタル・サンプルの値と関連する特性を有する一連の出力パルスを 生じるように構成された変調手段とを含み、本装置は更に、前記変調手段による 変調に先立ち前記ディジタル・サンプルを調整するよう構成された調整手段を含 む。

ディジタル・サンプルは、ナイキスト周波数より高い速度で記憶される。しかし 、サンプルが例えば従来のコンパクト・ディスクから検索される場合、本装置は 更に、連続的なディジタル・サンプルを受取る入力手段と、この入力手段に接続 され前記ディジタル・サンプルの速度をナイキスト周波数以上に増すように構成 された内挿手段とを含み、前記整形手段が前記内挿手段から速度の増したディジ タル・サンプルを受取るように接続されている。望ましい一実施例においては、 前記内挿手段が、前記受取った連続的ディジタル・サンプル間に別のサンプルを 内挿することにより前記速度を増すように構成されている。

−・実施例では、前記ディジタル・サンプルをその表示を生成するように内挿し 、またサンプルを前記表示値に調整することにより、前記調整手段が前記ディジ タル・サンプルの値を調整するよう構成される。例えば、一実施例では、本装置 は、（Ｎ＋１）の隣接ディジタル・サンプルの値を取得する手段と、前記サンプ ルの表示を計算する手段とを含む。前記計算手段は、前記サンプルの線形表示を 生成するように構成される。あるいはまた、前記計算手段は、前記ディジタル・ サンプルの連続的に変化する表示に対するＮ次の多項近似を生成するよう構成さ れる。

本発明はまた一連のディジタル・サンプルをアナログ信号へ変換する装置に拡張 され、本装置は、ディジタル・サンプルを受取る入力手段と、前記ディジタル・ サンプルを受取るためこの入力手段に接続され、かつ前記ディジタル・サンプル の値と関連する特性を有する一連の出力パルスを生じるよう構成された変調手段 とを含み、また本装置は更に、前記変調手段による変調に先立ち前記ディジタル ・サンプルを調整するよう構成された調整手段を含み、前記調整手段は、前記デ ィジタル・サンプルの連続的に変化する表示が比較波形によりサンプルされ次い で変調されたならば、前記調整されたディジタル・サンプルの前記変調により生 じる出力パルスの前記特性が生じたものと同じものであるように、前記ディジタ ル・サンプルを調整するよう構成される。

本発明の装置は、適当な分野における従来のどんなり／Ａコンバータとしても使 用することができる。

一実施例では、前記調整手段は、前記連続的に変化する表示および前記比較波形 が一致する時間のシステム解像度に対して正確な近似を生成することにより前記 ディジタル・サンプルを調整するよう構成され、前記時間の近似は前記ディジタ ル・サンプルを調整するため用いられる。

望ましくは、前記調整手段は、前記比較波形と一致する時前記連続的に変化する 表わすの値のシステム解像度に対して正確な近似を生成することにより前記ディ ジタル・サンプルを調整するように構成され、この近似値は前記ディジタル・サ ンプルを調整するため用いられる。

本装置は更に、（Ｎ＋１）の隣接ディジタル・サンプルの値を取得する手段と、 取得された値から前記連続的に変化する表示に対するＮ次の多項近似を計算する 手段とを含む。例えば、Ｎは、前記多項近似が４つの隣接ディジタル・サンプル から生成されるように３に等しい。

望ましくは、本装置は更に、時間評価を生じるため２つ以上の隣接ディジタル・ サンプルの平均値を生成する手段と、評価時の前記比較波形と前記多項近似間の 差を決定する手段とを含む。本装置は、前記差の導関数を生成する手段と、前記 第１の時間評価および第１の時間の終りにおいて決定された差およびその導関数 からより良好な時間評価を生成する手段とを含む。望ましくは、本装置は、時間 評価における１回以上の反復を行う手段と、前記ディジタル・サンプルを比較波 形または評価時の連続的に変化する表示の値に調整する手段とを有する。

先に述べた各装置の調整手段は、チップ上の集積回路あるいは他の適当な手段に より実現される。前記調整手段の構成要素は、シリコンその他の半導体材料で形 成することもでき、あるいはソフトウェアで提供することもできる。望ましくは 、この調整手段は記憶手段および処理手段からなる。例えば、隣接ディジタル・ サンプルの値は、前記記憶手段に記憶され、前記処理手段の制御下で計算のソフ トウェア・ルーチンで使用される。

本装置は更に、入力手段と接続されて前記ディジタル・サンプルの繰返し数を例 えばナイキスト周波数より高い速度へ増加するように構成された手段を含む。

例えば、繰返し数増加手段は、前記ディジタル・サンプル間に別のサンプルを内 挿する内挿手段を含む。一実施例においては、この内挿手段は過剰サンプリング ・フィルタである。繰返し数増加手段が提供される一実施例においては、ノイズ 整形フィルタが増加された繰返し数でディジタル・サンプルを受取るように接続 される。

本装置は、前記ディジタル・サンプルを受取るように接続され可聴帯域内のノイ ズを減衰するように構成された手段を含む。

一実施例では、前記調整手段はディジタル・パルス幅変調器を含む。例えば、前 記ディジタル・パルス幅変調器は、前記調整されたディジタル・サンプルからデ ータを受取り一連の出力パルスを出力する主カウンタを含む。望ましくは、この カウンタは、前記出力パルスの幅が前記調整ディジタル・サンプルの値に比例す るように構成される。一実施例では、前記ディジタル・パルス幅変調器は更に、 出力ラッチと、この出力ラッチをオンにするよう構成された前置カウンタとを含 み、生カウンタはこの出力ラッチをオフにするように構成されている。

一実施例では、本装置は更に、前記変調手段の出力と接続されたフィルタ手段ヲ 含ム。このフィルタ手段は、一般に本装置がディジタル／アナログ・コンバータ として使用される時に提供される。

本発明はまた、ディジタル・サンプルをアナログ電力へ変換するためのディジタ ル電力増幅器に拡張し、先に述べた如き装置を含む。このディジタル電力増幅器 は更に、前記装置の出力に接続されて前記出力パルスを受取る増幅器手段を含む 。

例えばコンパクト・ディスク・プレヤーなどから受取る可聴帯域におけるディジ タル信号を増幅するディジタル電力増幅器に対する必要が明らかに存在する。

無論、この電力増幅器は、負荷に高精度で給電する必要がある状況において使用 することができる。

望ましい実施例においては、前記増幅手段はフィルタに接続された電力スイッチ 手段を含む。

本発明の実施態様については、添付図面に関して例示として本文において以下に 記載される。

（図面の簡単な説明） 図１は、２つのモードのパルス幅変調のいずれか一方を生じるための概念的な回 路を略図的に示し、 図２（ａ）、（ｂ）および（Ｃ）は、図１のパルス幅変調器の動作による波形を 示し、 図３は、本発明の電力増幅器のブロック図、図４は、固有サンプルおよび均一サ ンプルされたＰＷＭ間の相違を示すパルス幅変調法の入力波形部分を示す図、 図５は、本発明の装置により使用される計算法を示す図、図６は、本発明の装置 のアルゴリズムの実現を示すフロー図、図７は、本発明の装置のノイズ整形フィ ルタの一実施例のブロック図、図８（ａ）および（ｂ）は、本発明の装置に対す るノイズ整形フィルタの選択を示すフィルタの伝達関数を示すグラフ、図、 図１０は、本発明の装置に対する電力スイッチを示す概略図、図１１は、ＡＤ級 スイッチ動作を行う電力スイッチの別の実施例を示す概略図、を示す図、 図１３は、別の装置に生じる類似の出カスベクトルを示す図、図１４は、本発明 の装置により生じる２重トーン入力に対する出カスベクトルを示す図、および 図１５は、別の装置により生じる同じ入力に対する出カスベクトルの比較を示す 図である。

（実施例） オーディオ・システムは、ディジタル技術の精度およびこの技術が生じるノイズ による低下のない利点を利用するため、この技術をますます使用している。しか し、現在では、オーディオ・システムは、音の再生のためアナログ電力増幅器を 駆動するため使用されるアナログ電圧または電流にディジタル・サンプルを変換 しなければならない。

本出願人は、ディジタル・オーディオ・データを直接アナログ電力へ変換するこ とができる真のディジタル電力増幅器を模索してきた。パルス幅変調（ＰＷＭ） が中間的なディジタル／アナログ変換段を用いないディジタル電力増幅に適する ことが判った。

ＰＷＭの多（の分類があるが、大半の基礎的事項はサンプリングのモードに関す る。基本的には２つのモード、即ち、固有サンプリングと均一サンプリングがあ り、最初はこの２つのサンプリング・モードの結果は略々似たものになるように 思われるが、その相違が非常に重要であることが判った。

図１は、２つのモードのパルス幅変調のいずれか一方を生じるための概念的回路 を略図的に示している。この点から、本回路は、一方の入力が鋸歯状信号ジェネ レータ４から出力を受取るコンパレータ２を含む。高い周波数の鋸歯状波形Ｃｗ （ｔ）は比較即ちサンプリング波形である。固有サンプリングの場合は、変調さ れるべき入力信号１ｎ（ｔ）がコンパレータ２の他方の入力へ直接加えられる。

この入力波形１ｎ（ｔ）は、正弦波か、あるいは他の連続的に変化する即ちアナ ログ信号であり得る。

図２（ａ）は、入力信号ｉｎ　（ｔ）と比較波形ｃｗ（ｔ）の部分を示す。コン パレータ２は、比較波形ｃｗ　（ｔ）がその最小値にある時は常にオンになり正 の出力を生じるように、また比較波形ｃｗ（ｔ）が入力波形１ｎ（ｔ）と交差す る時は常にゼロに降下してオフとなるように構成されている。結果として得る固 有サンプル・パルス変調波形ＮＳが図２（ｂ）に示される。この点から、波形Ｎ Ｓの各パルスの幅が、入力波形ｆｎ　（ｔ）が比較波形ｃｗ　（ｔ）と交差する 時大刀波形の振幅を表わすことが明らかであろう。更に、波形ＮＳのパルス幅が 入力ｉｎ　（ｔ）の規則的に隔てられたサンプルに基くことを認識することが重 要である。

このため、波形ＮＳの状態の変化は、入力波形ｉｎ　（ｔ）および比較波形ｃｗ （ｔ）が交差する時に常に生じる。

無論、ディジタル・オーディオ・システムから得られる信号は１ｎ（ｔ）の如き 連続的に変化する入力信号ではないが、その代わり、一連のディジタル・サンプ ル即ちビットである。多くの用途において、これらのディジタル・サンプルは規 則的に隔てられ即ち起生し、以下の説明の目的のため、サンプルが規則的に生じ るものとする。しかし、本発明は、サンプルが規則的に生じない時でも等しく使 用し得る。

規則的に生じるディジタル・サンプルの入力は、図１においては、クロックされ るサンプル／保持装置６の提供により表わされ、従って鋸歯状信号ジェネレータ ４と同じ周波数で動作する。同じ入力信号１ｎ（ｔ）がサンプル／保持装置６へ 送られるならば、この装置の出力は各々が１パルス周期だけ保持される値を有す る一連のサンプルである。図２（ａ）は、各パルス周期に対する値Ｉｎ（ｎ）、 Ｉｎ（ｎ＋１）１１、を示し、また装ｒ１６の出力であり得る出力信号ｓ　（ｔ ）を示す。図２（ａ）に示されるサンプルＩｎは、装置６の出力ではなく、ディ ジタル・オーディオ・システムからの実際のサンプル出力であり得ることが判る であろう。図２（ａ）に示される表示においては、明瞭にするため、サンプル／ 保持装置Ｆｔ６の出力ｓ　（ｔ）が、鋸歯状波形ｃｗ（ｔ）の各周期の初めにお ける信号１ｎ（【）の値とは異なる各周期に対する信号値Ｉｎ（ｎ）、Ｉｎ（ｎ ＋１）１１、に保持されよう示される。しかし、通常は、図１に示される回路は 、その値が各パルス周期の初めにおける信号１ｎ（Ｌ）のレベルに保持される信 号ｓ　（ｔ）を生じることになる。

コンパレータ２により行われる変調は、後エツジの変調であり得、先に述べたよ うに、コンパレータ２は、比較波形ｃｗ　（Ｌ）がその最小値にある時に常にオ ンにされ、入力波形ｓ　（ｔ）が比較波形ｃｗ　（Ｌ）と交差する時はオフにさ れる。

生成される均一にサンプルされた波形ＵＳが図２（Ｃ）に示される。

最初は、図２（ｂ）および（Ｃ）に示された波形ＮＳおよびＵＳは非常に似て見 えるが、これらは、後エツジを決定する入力波形１ｎ（ｔ）またはｓ　（ｔ）の 値が異なる時間に生じるため、基本的に非常に異なっている。このため、均一に サンプルされたＰＷＭパルス幅を決定するため使用される入力ｓ　（ｔ）のサン プルは時間的に規則的に隔てられるが、固有サンプルされたＰＷＭパルス幅を決 定するため使用される入力波形ｉｎ　（Ｌ）のサンプルは時間的に不規則に隔て られている。スピーカを駆動するため直列または並列のビット・シーケンスでデ ィジタル・オーディオ・データを直接アナログ電力へ変換するための装置を提供 する初期の試みでは、均一にサンプルされたＰＷＭを使用することが提起された 。このような均一にサンプルされたＰＷＭが固有サンプル形態とは異なる変調ス ペクトルを有すること、またこれが更に固有サンプル形態よりも高い高調波歪み レベルを結果として生じることが判った。更に、この時、ディジタル・オーディ オ・データ・ストリームに固有の均一なサンプリングの故に、固有サンプルＰＷ Ｍを用いることは非常に無しいと考えられた。理論的な考察およびシミュレーシ ョンにより、均一にサンプルされたＰＷＭが歪みを生じることが避けられない本 質的に非リニアなプロセスであることが判ったが、立下がり信号レベルまたは増 加するパルス繰返し数により増加する線形性が得られることもまた判った。

図３は、パルス幅変調を使用するが均一にサンプルされたパルス幅変調に対して 識別された問題は生じない実際の電力増幅器を略図的に示している。この点にお いて、前記増幅器は、電力増幅器１０の駆動に使用されるか使用されないディジ タル／アナログ・コンバータ８を含むものと考えることができる。Ｄ／Ａコンバ ータ８は、直列または並列のいずれかの形態における一連のビットが加えられる 入力端子１２を含んでいる。過剰サンプリング・フィルタ１４は、以下に述べる ようにサンプリング速度を増加させ、その出力が「交差点」検出器１６へ送られ る。今度は、検出器１６の出力が、その出力が均一ディジタル・パルス幅変調器 ２０に接続されるノイズ整形回路１８へ送られる。先に述べたように、変調器２ ０の出力は電力増幅器１０へ加えられ、あるいはアナログ出力を生じるため使用 される。後者の場合、変調器２０の出力は一般にアナログ低域通過フィルタ（図 示せず）へ加えられることになる。

回路１４．１８および２０については、以下において記述することにする。この 点において、均一にサンプルされたＰＷＭの場合、回路１４．１８が実際のディ ジタル電力増幅器を提供する上で非常に重要であることが判った。過剰サンプリ ング・フィルタ１４の使用は、ＰＷＭを更に線形にしかつシステムの解像度を強 化することが判った。ワード長さが短縮されるノイズ整形回路１８が変調器２゜ に対するより実際の内部クロック速度を生じ、従って実際の増幅器の達成を可能 にした。

しかし、パルス幅変調の基本的要件である考えられた先に述べた問題を克服する ことを可能にするものがコンバータ８の回路の「交差点」検出器１６であるから 、この要素の動作を最初に調べることになる。この観点から、検出？５１６は、 均一サンプル・モードではなく歪みが低い固有サンプル・モードを模倣するよう に、変換プロセスを調整す４調整手段として慟（。連続的に変化する信号が周期 的な比較波形によりサンプルされたならば、変調器が受取った値と実質的に同じ ものである調整値を知るように、検出６１６は変調に先立ってこれをディジタル ・サンプルを調整することにより達成する。このため、連続的に変化する信号は 、実際に受取ったディジタル・サンプルの表示である。

先の論議から、″規則的に生じるサンプルが比較波形ｃｗ（ｔ）と交差する時点 と比較して、連続的に変化する信号１ｎ（ｔ）（図２　（ａ）　）が比較波形ｃ ｗ（１）と交差する時点における差が存在するため、固有サンプル・パルス幅変 調および均一サンプル・パルス幅変調間の差が生じることが判る。検出器１６は 、均一サンプル信号とその固有サンプルされた連続的に変化する表示との間の差 の近似を計算して、この計算を用いて変調器２０に対するディジタル・サンプル 入力を調整するように構成されている。この技法がディジタルからアナログへの 信号フォーマットの高品質の歪みの少ない変換であることが判った。

特に正確であるが実際に達成し得る可能性を有することが判った１つの構成にお いては、検出器１６が、短い時間間隔において元のアナログ波形に対する多項近 似を生じるため、少数の隣接した均等間隔の入力サンプルを使用する。次に、こ の多項式を用いて中間のサンプリング時点における対応する入力振幅値と数値的 に近似化する。これらの振幅値は、固有サンプルされたＰＷＭパルス幅と正比例 する。この技法は、図４および図５を参照して更に詳細に知り得る。図４は、比 較波形ｃｗ　（ｔ）の１つの周期を示し、またこれが連続的に変化し得る入力信 号１ｎ（ｔ）の一部と交差することを示している。図４はまた、規則的に間隔を おいたサンプル値Ｉｎ　（ｎ）、Ｉｎ　（ｎ＋１）１１、から得られるサンプル ／保持信号Ｓ（【）を示している。図４は、比較波形ｃｗ　（ｔ）との各入力ｉ ｎ　（ｔ）またはｓ　（ｔ）の交差点即ち一致点が異なる時点で生じることを明 瞭に示し、また選択された時点例えばｔｏにおけるいずれかの入力波形の値を調 べるならば、その値が異なることが必然の結果であることも理解されよう。この ような構成においては、波形ｓ　（ｔ）の値をその交差点において対応するアナ ログ入力１ｎ（ｔ）の値に調整することが要求される。

図５は、検出器１６が使用する計算法を示している。図５は、２つの隣接する入 力ディジタル・サンプル１ｎ（ｎ）およびｉｎ　（ｎ＋１）を示す。図５はまた 、周期の鋸歯状関数Ｔｃであるアナログ比較波形ｃｗ（Ｌ）をも示し、ここで、 各周期において、この周期の初めからの時間【および比較波形の最大振幅すに対 して、ｃｗ　（ｔ）＝ｔ　（−ｂ≦ｃｗ　（ｔ）≦ｂ）　（１）となる。

アナログ入力１ｎ（ｔ）が比較波形ｃｗ（ｔ）と交差即ち一致する時、この入力 の値が検出器１６から出力されＰＷ変調器２０へ入力することができるようにこ の値を知ることが望まれる。この目的のため、比較波形ｃｗ　（ｔ）が入力と等 しい時、あるいは同様に比較波形および入力間の差がゼロとなる時ｔ、の評価が 得られる。次にこのｔヨの近似値を用いて、入力が比較波形と等しい振幅値であ るｉｎ　（ｔヨ）（またはｃｗ（ｔ、））を評価する。このプロセスの詳細は以 下に述べる。

ディジタル入力シーケンスからの（ｎ＋１）の隣接サンプルに基いて連続的に変 化する信号即ちアナログ信号に対するＮ次の多項近似値であるｉｆｆｉｗ（ｔ） の取得から始める。次に、下記の如く新しい開数ｆ　（ｔ）を定義する。即ち、 ｒ　（ｔ）＝ｃｗ　（ｔ）　ｉ　ｆｉｗ（ｔ）　（２）但し、ｒ　（ｔ＝ｔ、） 　＝□ Ｎ＝３の場合、Ｌ、に対する良好な初期評価値である（。から１６ビツトに対す るｔｌの近似のために１つのＮｅｗｔｏｎ−Ｒａｐｈｓｏｎ反復が充分であるこ とを示すことができる。即ち、 ｔ−＃ｊ＋＝Ｌａ　ｆ　（Ｌｏ）／ｒ’　（ｔｏ）　（３）図５から、ｉｆｌ＋ ＋（ｔ）が充分に正確であることが判った比較波形ｃｗ（ｔ）と交差する時に対 する初期評価値ｔ０が対象とするサンプリング間隔の各終りに生じる２つの間隔 をおいた入力サンプル１ｎ（ｎ、）およびｉｎ　（ｎ＋１）の平均に正比例する ことが判る。即ち、 ｔ、＝ｋ　（ｉｎ　（ｎ）＋ｉｎ　（ｎ＋１））／２　（４）式（３）の評価、 および次の式（１）の評価により、１ｎ（ｔ）およびｃｗ（ｔ）間の交差点にお ける比較波形の値であるｃｗ（ｔ、）（または１ｎ（ｔ、））に対する近似値ｃ ｗ（ｔ＋）を得る。

このアルゴリズムは、例えばチップに設けられる適当な集積回路により容易に構 成することができる。データおよびこれから得た情報を記憶するためのメモリー 、および計算を実現するソフトウェア・ルーチンを実行するためのプロセッサ装 置が提供されることが望ましい。＋ｎ、（ｔ）およびその導関数＋ｎ’＊Ｄ）は 、標準的な差テーブル法を用いることにより少数のサンプルごとに得られ更新さ れる。

更に、ｉｆｌ’、（ｔ）＜＜ｃｗ’　（ｔ）＝１の結果として、１／ｆ’　（ｔ ｏ）が下式により近似化することができる。即ち、１／ｒ’　（ｔ＋）＝１／　 （ｃｗ’　（ｔｏ）−ｉ　ｎ、／　（ｔｏ））＝１／（１−ｔｔｔ＊’　（Ｌｌ ｌ））＝１／（１−δ）　（５）＝１＋δ＋δ２＋・・・・＃１＋δ＋・・・＋ δ“但し、δ＝ｔ　ｎ’、（ｔｏ）＜＜１である。この除算は、Ｍ＝３により充 分に正確に近似化することができ、これにより時間を費やす除算命令が避けられ る。

このため、要約すると、手順は、（＋）内挿多項式ｉｆ１．（ｔ）およびその導 関数Ｈ１，’（ｔ）を得て、（ｉｉ）式（４）を評価して交差点の時間に対する 粗近似を見出し、（ｉｉｉ）式（２）および（５）を用いて、比較波形とアナロ グ入力に対する多項近似式間の差を見出し、この粗近似度におけるこの差の導関 数を見出し、（ｉｖ）式（３）を評価して交差点の時間に対する高品質の評価を 得て、最後に（Ｖ）ｔ（１）を用いて交差点における比較波形の値を計算する。

（式１から、第４のステップおよび第５のステップが同じ値の結果を生じること が判る。） 図６は、アルゴリズムが実際に集積回路上に構成することができる方法を示すフ ロー図を示す。図６が先に述べた計算を実施するためのソフトウェア・プログラ ムを表わすことが判る。初期設定において、図６に示されたルーチンが、ディジ タル・サンプル入力次の入力の１ｎ（ｎ）、ｉｎ　（ｎ＋１）、１ｎ（ｎ＋２） および１ｎ（ｎ＋３）の如き４つの値を得るため照会される機能ブロック２２を 有する。一般に、入力値の全てが隣接し連続するサンプルからのものである。

この４つの値の入力は、機能ブロック２６において用いられて、問題となる４つ の値により挟まれる間隔にわたり連続的に変化するアナログ信号の表示である＋ ｎａ（ｔ）を計算するため使用される。更に、この多項式の導関数、即ちｉｆｌ ’、、（ｔ）もまた計算される。次の機能ブロック３２では、比較波形ｃｗ（ｔ ）が多項式Ｎｌ、、（ｔ）と交差する時間の初期評価値ｔ０が形成される。これ は、式（４）を用いる交差点、例えばｉｎ　（ｎ＋１）およびｉｎ　（ｎ＋２） のいずれか一方にある２つの入力サンプルの値を平均化することにより行われる 。機能ブロック３４は、多項式の値およびその導関数、即ちｉｎ、、（ｔ、）お よびｉｎ’＊（ｔｏ）を計算することができる。この多項式から、先の式２に従 って機能ブロック３６により関数ｒ（ｔｏ）を得ることができる。式５の拡張も また、関数ｒ（ｔｏ）の導関数の逆数、即ち１／ｆ’　（ｔｏ）を計算するため 機能ブロック３６により使用される。

機能ブロック３８は、機能ブロック３６の出力およびブロック３２からの時間の 初期評価値を用いて交差点の時間の初期評価を生成する。本例においては、これ は１つのＮｅｗｔｏｎ−Ｒａｐｈｓｏｎ反復により行われる。次に、最後の評価 値（ｅｓｔｉｍａｔｅ）ｔｌを用いて時間１．における比較波形ｃｗ（ｔ、、） の値を計算し、この値が機能ブロック４２により出力される。このルーチンは、 全く新しいか望ましくは３つの元の値および次に入る値を含むことが望ましい４ つの新しい値を用いて反復することができる。

図６のフロー図では、全ての計算が逐次であることが示される。しかし、機能ブ ロック３２乃至４２における計算の状態とは無関係に機能ブロック２６により、 入力値が使用可能な多項式およびその導関数として受取ることができることが判 るであろう。データに対するある種の待ち行列システムは明瞭に提供することが できる。これにより、全ての計算がリアルタイムに行うことができることを保証 する充分な計算躯力を回置にする。

以上で、「交差点」検出器１６が設計され開発される前に、コンノく一夕８の過 剰サンプリング・フィルタ１４およびノイズ整形回路１８が均−ｉこサンプルさ れたパルス幅変調システムで使用されるため生成されたことが明らかになった。

しかし、図３に示されるように、３つの要素をコンバータ８に内蔵することがで きる。

ＰＷＭの使用がディジタル電力増幅器により最初に行われた時、周波数の入力正 弦波が３２．４４．１または４８ＫＨｚの標準的な可聴サンプ１ルグ周波数ｆＣ でサンプルされたならば、ディジタル・サンプルが均一にサンプルされた／＜ル ス幅変調器により変調された時、′入力信号の著しい歪みが存在することが判ワ た。

例えば、数学的分析により、元のアナログ信号の周波数ｆｍが１５ＫＨｚであり 、比ｑ＝ｆｃ／ｆｍが２．１３となるようにこれが３２ＫＨ２のサンプリング周 波数においてサンプルされたならば、第４高調波が基本波より大きくなることが 判った。見出された解決法は、このような歪みを避けるため、パルス繰返し数、 即ちｒｃの値を増すことであった。一般に、ナイキスト周波数より高（なるよう に速度を増加することが必要である。増加した繰返し数およびこれによることな く現れ得る歪みの必要は分析的に示され、１９８４年１０月８日乃至１１日の第 ７６回ＡＥＳ会議におけるＡＥＳのプレプリント第２１３５号であるＭ、５ａｎ ｄｌｅｒ著ｒＴｏｗａｒｄｓ　ａ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｐｏｗｅｒ　ａｍｐｌｉｆ ｉｅｒ」、および１９８６年３月４日乃至７日の第８０回ＡＥＳ会議におけるプ レプリント第２３６１号であるＭ、５ａｎｄｌｅｒ著ｒＰｒｏｇｒｅｓｓ　ｔｏ ｗａｒｄｓ　ａ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｐｏｗｅｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒＪにおける シミュレーション結果をもたらした。

過剰サンプリング・フィルタ１４は、サンプリング周波数を増し、これによりナ イキスト周波数以上にパルス繰返し数を増し、これを行うための手段を含む。

サンプルが規則的であり規則的な繰返し数に止まる場合は、内挿法が選好される 。

このため、フィルタ１４は、装置に対する入力間に別のディジタル・サンプルを 内挿するように構成されたＩＩＲまたはＦＩＲフィルタでよく、これによりディ ジタル入力信号のサンプリング周波数が増加される。このことは周知の技術であ り、そのこれ以−にの記述は不要である。

熱論、ディジタル・サンプルのパルス繰返し数は、コンバータ８に対する入力が 受取られるディジタル装置において増加する。例えば、少数の最近のコン／＜ク ト・ディスク・プレーヤは、そのサンプリング周波数がディジタル・オーディオ ＣＤプレーヤに対して通常である４４．ＩＫＨ７より高いディジタル・サンプル を生成する。あるいはまた、コンパクト・ディスクは、記憶された情報が現在周 知であるよりも高い繰返し数で生じるよう検索と同時に構成される一連のディジ タル・サンプルとなるように予め記録することができる。ディジタル・サンプル が既にナイキスト周波数より高い繰返し数を有する場合、過剰サンプリング・フ ィルタ１４は熱論必要でない。

低い歪みおよび高い解像度の場合、到来するサンプルのサンプリング周波数が高 いかあるいはフィルタ１４により著しく増加されることが判った。これらのサン プルは、先に述べたように検出器１６により値に対する調整が行われた後、変調 器２０へ送られることになる。ディジタル入力に対しては、変調器２０は、一般 にクロックが与えられるカウンタとして構成される。このような場合、カウンタ を駆動するマスター・クロックはパルスの繰返し周波数の倍数で動作しなければ ならず、この倍数はビット数の２の累乗である。ディジタル・オーディオ信号で ある４４．１ＫＨｚの１６ビツトの入力信号がそのサンプリング周波数がフィル タ１４により１６倍だけ７０５．６ＫＨｚに増加されたならば、これは変調器２ ０のロジックが４６．２ＧＨｚの速度でクロックされねばならないことを意味す ることになる。増幅器１０としての出力電力回路は、１ナノ秒より著しく短い間 で過渡状態を生じるスイッチを含む必要がある。

この潜在的な問題は、基本的に信号表示におけるビット数をサンプリング速度と 引換えにするノイズ整形回路１８を提供することにより克服される。即ち、ノイ ズ整形回路１８は、ディジタル・サンプルにより形成されるワードにおけるビッ ト数を短縮するように構成されて、調整されるサンプルのパルス幅変調が要求さ れるクロック速度を著しく低げることにより実施し得ることを保証する。このた め、ノイズ整形回路１８は、各ワードの最下位ビットを落すかあるいはワードを 概数で表わすことができる。−例として、８ビツトのノイズ整形回路出力のワー ド長および７０５．６ＫＨｚのパルス繰返し周波数は僅かに１８０．６ＭＨｚの クロック速度を要求する。

以」二のことから、過剰サンプリングが高い解像度を可能にすることが判る。こ の観点から、本発明の装置は音の劣化即ち歪みをもつ従来の１６ビツトのコンパ クト・ディスク入力から出力を生じることができ、同様に３２ビツト入力を処理 することができる。しかし、このような過剰サンプリングは、利用される変調器 のクロック速度が非現実的に高い必要があるという実際の問題を生じる。これら の実際の問題はノイズ整形回路の実施により克服される。

ノイズ整形回路１８はまた、量子化エラーをオフ信号帯域幅へ強制することによ り可聴帯域におけるノイズを減衰させるよう働く。帯域幅が増加するように元の サンプリング速度がフィルタ１４により増加された場合、このことは付加された ノイズを信号に占有されないスペクトルの一部へ入れることになり、その結果と して比較的低い周波数の可聴帯域にわたり低いノイズを得ることになる。

図７は、ノイズ整形回路１８の一構成を略図的に示す。図示の如く、入力サンプ ルＩｎは最初に５０で示される並列の高速ラッチ・アレイ５０へ送られる。これ が入力の遅れを最小限に抑える。次に、サンプルはフィートノくツク信号が加え られる加算器５２へ送られる。入力１２（図３）におけるディジタル・サンプル が１６ビツト・ワードである場合、加算器５２は一般に１６ビツトの入力を持ち 、１５ビツトまでのフィードバックの選択がある。この１６ビツト・ワーＩ′Ｉ よＮビットの量子化装ｆｆ５６へ送られ、これがフィードバック・ループ付近の 最下位ビットの予め定めた数Ｎを送出する。−に１位ビットは出力ラッチ５８へ 送られる。量子化装ｆ１５６により捨てられた下位ビット、即ち量子化ノイズは 、加算器５２ヘフイードバツクされる前にフィードバック・フィルタ６０へ送ら れる。このフィルり６０は、サンプリング周波数と比較して低い周波数で高い開 ループ利得を生じるように選択される。例えば、フィードバック・フィルタ６０ は、下記の如きノイズ整形伝達関数ＮＴＦ　（Ｚ）から得られる単純な高帯域通 過多項タイプのものでよい。即ち、 ＮＴＦ　（Ｚ）＝　（１−ｚ−’）”≧ｎ＝１≧　Ｈ（Ｚ）＝ｚ−’ｎ＝２≧　 Ｈ（Ｚ）＝２ｚ−’−ｚ−”ｎ＝３≧　Ｈ（Ｚ）＝：３ニー’−３ｚ−”＋ｚ− ”・・・など　（６） 但し、ｎはフィルタ次数である。

このようなフィルタがどれだけ帯域ノイズを減衰するかは略々入力信号に依存し ないが、ノイズの環カスベクトル密度の形状に依存する。白の量子化ノイズを仮 定すると、出力のエラー・スペクトルは低周波数のノイズ成分がより高し１周波 数におけるノイズ成分より揺かに高くなる如きである。

ノイズの整形は公知の技術であり、従ってこれ以上本文では記述しな０゜変調器 に要求されるクロック速度を低減するも依然として高品質の変換を可能にするた めの他の技術が熱論使用することができる。例えば、多ビット・シグマ・デルタ 変調器が代用できる。この点では、ノイズ整形回路１８の出力は短いワード長さ を持つが、可聴帯域にわたって信号品質の劣化がない。従って、出力は２０ＫＨ ｚまでの信号分解能を提供することができるが、例えこれが僅かに８ビツトで表 わされてもこれは依然として１６ビツト信号の分解能に相当する。熱論、どんな ビット数でも捨てることにより出力のワード長さを然るべく変化させるようにＮ ビットの量子化装置５６を構成することができる。

図７のノイズ整形回路は、第１または第２次のループ・フィルタにより１６ビツ トの２の相補型並列データを処理してパルス幅変調器２０に対して１と１６の間 の予めセットしたビット数を出力するように構成することができる。加算器５２ に与えるかあるいは更に別の加算器（図示せず）の利用により、ディザをノイズ 整形回路１Ｂによりフィルタされつつある信号へ加算することができる。

理論的には、ノイズ整形回路１８は標準的なフィルタにより構成することができ る。しかし、このノイズ整形回路により出力される信号はパルス幅変調器へ加え られることになり、ノイズ整形回路により生じる高周波数、高利得のノイズは変 調により問題となる可聴帯域へ反射され得る。このような問題は、特性が最適化 されたフィルタをノイズ整形回路として用いることにより克服することができる 。

図８８は、前に触れた単純高帯域通過多項タイプ・フィルタ、この場合第５次の フィルタであるフィルタのノイズ伝達関数を示している。この従来のフィルタの ノイズ伝達関数が６０乃至１８０ＫＨｚにわたり高いノイズ利得を有し、このノ イズが信号帯域幅へ反射され得ることが判る。しかし、この問題は、ノイズ利得 を反射を生じる特定の周波数で減少するようにフィルタのノイズ伝達関数を整形 することにより回避することができる。例えば、図８ｂに示されるように、フィ ルタ特性はＡで示される可聴帯域におけるノイズを減衰するように整形すること ができる。ノイズの伝達関数はまた、高利得ノイズが反射を生じることが知られ る周波数の帯域Ｂで降下するように構成される。

回路要件に適する特性を持つようにカストマイズされたフィルタを作る技術は、 無給公知であり、本願の範囲外にある。

片側あるいは両側変調を提供するよう構成されるパルス幅変調器の一構成が図９ に示される。７０５．６ＫＨｚにおける８ビツト・ワード入力の場合、１８０Ｍ Ｈｚのクロック速度が必要であり、この速度では論理信号のあるものが回路板の 全長を移動しなければならないためこれら信号のタイミングが重要であることが 判る。ｖＡ９に示されるパルス幅変調器は、コンピュータ支援設計を用いて高い 公差に設計された低銹電率の多層板を含み、コンピユータ化された数値制御され た工具を用いて作られた回路のレイアウトに特別な注意を払ってＣＭＯ８技術で 構成された。高速信号はできるだけ多く区分され、必要に応じてマイクロ波スト リップ線加工技術が用いられた。パッケージ・リード・インダクタンスを最小限 に抑えるため面実装されたデバイスが用いられ、個々のデバイスは独立的な局部 給電により給電される。相補型クロックを用いて、必要に応じて出力を対称に維 持し、同期および非同期の両遅延線技術を用いることにより伝播遅れが補償され た。

図９に示されるパルス幅変調器２０は、前置カウンタ７２によりセットされるよ うに構成された出力ラッチ７６を含み、このカウンタ出力は１つの入力に接続さ れて主カウンタ７４によりリセットされ、その出力は出力ラッチ７６の他の入力 に接続される。前置カウンタ７２は、入力クロック（図示せず）の予めセットさ れた細分割によりクロックされ、主カウンタ７４は入力クロックの同じ予めセッ トされた細分割によりクロックされる。前ｍカウンタ７２に対する入力は、負荷 回路６４によりラッチ６２からのものである。このラッチ６２および負荷回路６ ４は共に入力クロックの予めセットされた細分割によりクロックされるが遥かに 遅い速度でクロックされる。一実施例においては、カウンタ７２．７４のクロッ ク速度に対するラッチ６２ＴＯ負荷回路６４のクロック速度比は８　：　２３０ ４である。主カウンタ７４に対する入力は、同様に負荷回路６８によるラッチ６ ６からのものである。ラッチ６６は、ラッチ６２と同じクロック・パルスにより クロックされる。

両側変調の場合は、プロセッサが出力パルスの前と後の両エツジに対するディジ タル・サンプルに対する調整値を計算する。次いで前エツジの値は前置カウンタ ７２へ与えるため変調器の入力側７０へ送られ、後エツジの値は主カウンタへ与 えるため入カフ８へ送られる。動作においては、クロックを供される各ラッチ６ ２．６６は各人カフ０．７８に値を捕捉してこれを保持する。負荷回路６４がク ロックされる時ラッチ６２により保持される値がこの負荷回路６４へ送られ、こ の値は次に前置カウンタ７２ヘロードされる。次に、カウンタ７２はゼロまで減 算し、ゼロに達する時出力ラッチ７６をセットする出力パルスを生じる。この出 力パルスもまた、ラッチ６６から値を受取りこれにより主カウンタ７４をロード する負荷回路６８へ加えられる。同様にこの主カウンタ７４は減算して、出力パ ルスを出力して、ゼロに達する時出力ラッチ７６をリセットする。このため、ラ ッチ７６のｓｒがパルス幅変調された波形であることが判る。

均一変調に幾つかの種別があることが理解されよう、例えば、片側ＡＤ変調、両 側ＡＤ変調（パルス当たり１サンプル）、パルス当たり両側２サンプルのＡＤ変 ｍｌ（パルス・エツジ当たり１サンプル）、片側ＢＤ変調、および両側ＢＤ変調 （パルス当たり１サンプル）である。パルス当たり両側２サンプルの種別ＡＤパ ルス幅変調を用いる図９に示される変調器構造が特に適するが、これらの種別の どれか、実際には他のどんな変調方式でも使用可能である。熱論、図９に示され る変調器の特定構造が単に事例として示され、別の構造も使用可能である。

変調器２０の出力が２出力パルス・ストリームであり、２つの相補パルス間の周 期が入力１２に加えられたディジタル信号サンプルの値に比例することが理解さ れよう。このため、ディジタル／アナログ・コンバータ８はスタンド・アロン・ コンバータに基いて使用することができる。しかし、図３は、ディジタル電力増 幅器の一部としての現在選好される構成のコンバータ８を使用することを示して いる。このため、図３から明らかなように、出力パルス・ストリームが電力増幅 段１０へ送られる。

また、電力増幅段１０が必要に応じて構成できることが理解されよう。励磁した 特定の実施例においては、この電力増幅段１０は、入力信号を反映するパルス状 電圧出力を有する電力スイッチ８０を含む。変調器２０からの出力パルスは、電 力スイッチ８０および低域通過フィルタ８４により負荷へ与えられる。

電力スイッチの一実施例が図１０に示され、これにおいては、例えば２個の電力 トランジスタ８６、ＭＯＳＦＥＴが正と負のレール間に直列に接続されている。

バッファ８８．９０により出力パルスが直接ＭＯ３ＦＥＴ８６のゲートへ送られ ることが判る。これらバッファの一方である８８はインバータであり、他方のバ ッファ９０は非反転型である。この２つのトランジスタ８６が交互にオンに切換 えられることが判るが、トランジスタに大きな電流の過渡状態を流れさせること になるため、両方のトランジスタが同時に完全に導通状態にないことに注意すべ きである。

これらの交互の出力段における電力ＭＯ３ＦＥＴの使用は、これらが電流制御デ バイスであるため好まれ、これらのオン／オフ時間はゲートに対する電流の充電 および放電の速度によって制御される。正しい駆動条件下では、これらの時間は ５ナノ秒の短さであり、従ってＭＯＳＦＥＴはコンバータ８により生成される出 力パルスに対して完全に応答し得る。

電力ＭＯ３ＦＥＴにまたがって生じるパルス電圧は、複雑なＰＷＭ変調波形から 全ての不要な成分を取除くための低域回収フィルタ８４へ送られる。このフィル タ要件は非常に厳しいが、線形性を最大化するためには、使用される誘導子が空 冷されるかあるいは少なくとも空隙のあるフェライト・コアであることが望まし い。空冷された導体は嵩が大きくなるが、このことはこの形式の増幅器がラウド スピーカの交差フィルタがフィルタ８４と組合わされる新しい形態のディジタル 制御される駆動ラウドスピーカに対して用いられるならば、ある程度相殺される 。

熱論、この種のフィルタおよびその構成は必要に応じて選択することができる。

遅延および振幅特性間の妥協にノンいて多数のフィルタ構造が比較され、現在で は、Ｂｅ５ｓｅｌ多相フイルタの優れた遅延歪み特性にも拘わらず、Ｂｕｔｔｅ ｒｗ□ｒｔｈフィルタが選好される。

図１１は、種別ＡＤスイッチングを用いる別の電力スイッチであるブリッジ回路 を示す。このブリッジ回路は、正および負のレール間に接続され、４個の電力ス イッチ９２が一緒に１つのブリッジ構造に接続される。図示の如く、２個のスイ ッチ９２が常に開いており、他の２個のスイッチは常に閉じている。各スイッチ の状態は、出力パルスＡかあるいは出力パルスの逆数Ａの印加により変化する。

適当なフィルタ、望ましくはＬＣフィルタを含む負荷が、ブリッジ回路に跨って 接続されている。明らかに、電力スイッチ９２は適当に構成され、例えば前の如 く電力ＭＯ３ＦＥＴでよい。

図３に示される如きディジタル電力増幅器のコンピュータのシミュレーションの 結果が図１２および図１４に示されている。比較結果は図１３および図１５に示 される。このため、図１２は、５ＫＨｚの略々完全なスケールの正弦波入力のデ ィジタル表示が入力１２に与えられた時、電力増幅器１０からの信号出力のスペ クトルを示す。図１３は、同じ入力に対するものであるが交差点検出器１６を持 たないディジタル増幅器へ送られる出カスベクトルを示している。図１２のスペ クトルは完全に高調波歪みがないが、図１３では１０ＫＨｚおよび１５ＫＨｚに おける高調波歪みが明瞭に示されることがすぐ判るであろう。

図１４および図１５は、図１２および図１３のスペクトルを生じると同じシステ ムから生じる同様な出カスベクトルである。しかし、図１４および図１５におい ては、入力は４対１の振幅比を持つ２５０Ｈｚおよび８ＫＨｚの正弦波からなる ２重トーン入力であった。図１４からは、本発明の回路から得られる結果が高調 波および相互変調歪みのない出カスベクトルであることが判るであろう。図１５ のスペクトルもまた、入力トーンの高調波歪みならびに入力トーン間の相互変調 歪みを示している。

全て過剰サンプリング・フィルタ１４およびノイズ整形フィルタ１８を含むディ ジタル電力増幅器のコンピュータ・シミュレーションにより生じたものである図 １２乃至図１５は、これらの技法がどのように問題となる周波数範囲にわたる高 品質の変換を結果として生じるかを明瞭に示している。

本文に述べた装置および方法の修正およびその変更がなされたことが理解されよ う。例えば、交差点検出器１６は数式を解くことを含み、これが更に元のデイジ タル・サンプルの連続的に変化する表示に対して近似化する多項式を生成する・ ことを含む。この多項式の生成は、ディジタル信号の多数のサンプル、本文似の べた実施例においては４つのサンプルを用いて多項式を定義する係数を得ること を含む。多項式を生成する１つの方法は先に述べたが、他に多くのものが存在す る。このため、先に述べた方法は、サンプルが時間方向に等間隔におかれる順方 向補間法を用いる。あるいはまた、サンプルが振幅方向に不等間隔におかれるい わゆる逆方向補間法も使用することができる。しかし、サンプルがどのように選 択されても、多くの異なる補間法を使用することができる。

多項式が一旦得られると、数式の解即ち開平が交差点および変調器で使用される 修正サンプル値を与えることが判る。熱論、多項式がどれだけ得られるかの疑問 がある。これは修正されるべきサンプル毎に１つあるか、あるいは連続する交差 点を見出す毎に１回以上多項式を用いることによりサンプル当たりの平均的計算 量を減少することが可能である。

どのような方法で多項式が得られるにしても、後続のサンプルに対する多項式を 更新することを容易にするために、差テーブルを維持することが望ましい。

特定の実施例は、修正された出力パルスが固有サンプルされるアナログ波形によ り生じ得るものに近似するようにディジタル・サンプルの値を調整することを述 べた。しかし、あるいは、異なる結果を得るようにディジタル・サンプルを他の 方法で調整することも可能である。例えば、ディジタル・サンプルの線形補間は 特定の実施例はど低い歪みを生じないが、処理電力が少なくて済む。

入力信号は厳密に帯域が制限されている。従って、信号がどれだけ１つのサンプ リング時点から次のサンプリング時点まで変化し得るかの上方限界がある。これ は、あり得る全ての交差点のセットよりも著しく小さなサブセットである特定の 交差点に対しである範囲の値を提供するように用いることができる。これは、先 に述べた交差点取得法と関連する最大反復回数を減少するため使用することがで きる。

励磁された回路においては、コンバータ８の特定の構成要素が特定の順序で配置 される。しかし、この順序は単に構成要素がテストおよびシミュレーションのた め接続された順序であった故に示される。変調器２０がコンバータ８の出力を生 じるためであるとすれば、その位儂はその出力に充分に固定することができるが 、他の構成要素は明らかにどんな順序でも配置することができる。例えば、検出 器１６が過剰サンプリング・フィルタ１４の前方にあれば、交差点の計算は有利 であり得るより低い速度で行うことができる。しかし、これは交差点の評価の精 度を損なうおそれがあるため、多項式の順序を増やすことが必要となろう。

あるいはまた、過剰サンプリング・フィルタ１４とノイズ整形回路１８の双方の 後に交差点検出器１６を置くことが有利であることもある。この場合は、検出器 １６の数値処理は短いワード長のサンプルについて行われることになる。このこ とは、より多（の検出器がシリコン中に有効に構成することができ、索引テーブ ルなどを計算の一部の代わりに用いることができることを意味する。

上記の事例では、コンバータ８の特定の構成要素が個別の構成要素として示され る。熱論、コンバータおよび増幅器は一連の識別し得る構成要素から構成される 必要はなく、検出器１６、過剰サンプリング・フィルタ１４およびノイズ整形回 路１８の個々の要素により提供される機能は必要に応じて提供することができる 。

特定の記述においては、入力がディジタル・オーディオ信号の従来の供給源から 得られ、またこれら信号が例えば増幅器を給電するため本発明の装置により処理 されるものとした。しかし、本発明の方法により前以て要求される信号処理を行 いその結果を記憶することも可能である。例えば、コンパクト・ディスクから検 索されるディジタル信号は、予め処理されて本発明の装置に使用されるようにデ ィスクに記憶されることもある。

本文に述べ図示した本発明に対する他の修正および変更は、頭書の特許請求の範 囲内で可能である。

一−Ｉ内容に変更なし） 浄書（内容に変更なし） 浄書（内容に変更なし） 浄！（内容に変更なし） 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、　８ａ 周波数／Ｈｚ ノイズ伝達関数（「標準」５次） 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、　８ｂ 周波数／Ｈｚ ノイズ伝達関数（「最適化」５次） 浄書（内容に変更なし） 一■ 浄書（内容に変更なし） 浄書（内容に変更ない ＦＩＧ、　１４ ２重音入力（こ対する疑似固有サンプルＰＷＭ出カスペクトル２乗値（ｄＢ）対 周波数（Ｈ２） 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、　１５ ２重音入力１こ対する均一サンプルＰＷＭ出カスペクトル２乗値（ｄＢ）対周波 数（Ｈ７） 手続補正書（方力 平成　６年　２月２４日い

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. １．ナイキスト周波数より高い周波数にある一連のディジタル・サンプルをアナ ログ信号へ変換する方法において、前記ディジタル・サンプルにより形成される ｎビットのワード長さを短縮し、前記ディジタル・サンプルの値と関連する特性 を有する一連の出力パルスを生じるようにディジタル・サンプルを変調するステ ップを含み、更に前記変調に先立ち前記ディジタル・サンプルの値を調整するこ とを含む方法。
2. ２．前記ディジタル・サンプルの値が、該ディジタル・サンプルの連続的に変化 する表示へのＮ次の多項近似を形成することにより、また前記サンプルを前記多 項近似値に調整することにより調整される請求の範囲第１項記載の方法。
3. ３．別のサンプルを前記ディジタル・サンプル間に内挿することにより、連続す るディジタル・サンプルの周波数をナイキスト周波数より高い周波数に増加する ステップを含む請求の範囲第１項または第２項に記載の方法。
4. ４．前記ディジタル・サンプルにより形成されるｎビット・ワードのワード長が 各ワードの最下位ビットを落すことにより短縮される請求の範囲第１項乃至第３ 項のいずれかに記載の方法。
5. ５．一連のディジタル・サンプルをアナログ信号へ変換する方法において、該デ ィジタル・サンプルの値と関連する特性を有する一連の出力パルスを生じるよう にディジタル・サンプルを変調することを含み、更に前記変調に先立ち前記ディ ジタル・サンプルを調整することを含み、該調整されたディジタル・サンプルの 前記変調により生じる出力パルスの前記特性が該ディジタル・サンプルの連続的 に変化する表示が比較波形によりサンプルされ次に変調されたように生じたもの と同じであるように、前記ディジタル・サンプルが調整される方法。
6. ６．前記連続的に変化する表示および前記比較波形が一致する時点のシステム分 解能に正確な近似を形成し、該時間の近似を用いて前記ディジタル・サンプルを 調整するステップを更に含む請求の範囲第５項記載の方法。
7. ７．（Ｎ＋１）の隣接ディジタル・サンプルから前記連続的に変化する表示に対 するＮ次の多項近似を形成するステップを更に含む請求の範囲第６項記載の方法 。
8. ８．２つ以上の隣接ディジタル・サンプルの平均値を形成することにより、また 前記比較波形および評価された時間における前記多項式間の差を形成し、更に前 記差の導関数を形成し、前記第１の時間の評価および該第１の時間において形成 された差から時間の更に良好な評価およびその導関数を形成することにより、前 記連続的に変化する表示および前記比較波形が一致する時間の評価値を形成する ステップを更に含む請求の範囲第７項記載の方法。
9. ９．前記ディジタル・サンプルがパルス幅変調器により変調され、比較波形によ りサンプルされる時に該ディジタル・サンプルと対応するアナログ波形の値をエ ミュレートするため変調に先立ちディジタル・サンプルが調整される請求の範囲 第１項乃至第８項のいずれかに記載の方法。
10. １０．前記ディジタル・サンプルが規則的に生じて可聴レンジの周波数を持つア ナログ信号を表わし、前記出力パルスが可聴レンジの周波数を含む請求の範囲第 １項乃至第９項のいずれかに記載の方法。
11. １１．請求の範囲第１項乃至第１０項に記載の如き一連のディジタル・サンプル をアナログ電力へ変換する方法を用いてディジタル・サンプルをアナログ電力へ 変換する方法において、前記一連の出力パルスを電力増幅器へ与えて前記ディジ タル・サンプルを表わすアナログ電力出力を生じることを更に含む方法。
12. １２．一連のディジタル・サンプルをアナログ信号へ変換する装置において、連 続するディジタル・サンプルをナイキスト周波数より高い周波数でｎビット・ワ ードとして受取る、前記ワード長さを短縮するよう配列される整形手段と、前記 ディジタル・サンプルを受取るよう接続され、該ディジタル・サンプル値と関連 する特性を有する一連の出力パルスを生じるよう構成された変調手段とを含み、 更に前記変調手段による変調に先立ち前記ディジタル・サンプルを調整するよう 構成された調整手段を含む装置。
13. １３．連続するディジタル・サンプルを受取る入力手段と、該入力手段と接続さ れ前記ディジタル・サンプル周波数を前記ナイキスト周波数よりも増加する補間 手段とを更に設け、前記整形手段が前記補間手段から増加した周波数のディジタ ル・サンプルを受取るよう接続され、前記補間手段が、前記受取られた連続ディ ジタル・サンプル間に別のサンプルを補間することにより前記周波数を増加する よう構成される請求の範囲第１２項記載の装置。
14. １４．ｎビット・ワード長さを短縮する前記手段が、各ワードの最下位ビットの 通過を阻止するよう構成される請求の範囲第１２項または第１３項に記載の装置 。
15. １５．一連のディジタル・サンプルをアナログ信号へ変換する装置において、デ ィジタル・サンプルを受取る入力手段と、該入力手段と接続されて前記ディジタ ル・サンプルを受取り、前記ディジタル・サンプル値と関連する特性を有する一 連の出力パルスを生じるよう構成された変調手段とを含み、更に前記変調手段に よる変調に先立ち前記ディジタル・サンプルを調整するよう構成された調整手段 を含み、調整された前記ディジタル・サンプルの前記変調により生じる出力パル スの前記特性が前記ディジタル・サンプルの連続的に変化する表示が比較波形に よりサンプルされ次いで変調されたように生成されたものと同じであるように、 前記調整手段が前記ディジタル・サンプルを調整するよう構成される装置。
16. １６．前記調整手段が、前記連続的に変化する表示および前記比較波形が一致す る時のシステム分解能に対して正確な近似を形成することにより、前記ディジタ ル・サンプルを調整するよう構成され、前記時間近似を用いて前記ディジタル・ サンプルを調整する請求の範囲第１５項記載の装置。
17. １７．前記入力手段と接続され、前記ディジタル・サンプルの速度を増加するよ う構成された手段と、前記ディジタル・サンプルをｎビット・ワードとして受取 るよう接続され、前記ワード長さを短縮するよう構成された手段とを更に設ける 請求の範囲第１５項または第１６項に記載の装置。
18. １８．前記調整手段が、（Ｎ＋１）の隣接ディジタル・サンプルの値を取得する 手段と、取得された値から前記ディジタル・サンプルの連続的に変化する表示に 対するＮ次の多項近似を計算する手段とを含む請求の範囲第１２項乃至第１７項 のいずれかに記載の装置。
19. １９．２つ以上の隣接するディジタル・サンプルの平均値を形成して時間の評価 を行う手段と、評価された時間における比較波形と前記多項近似間の差を決定す る手段とを設け、更に前記差の導関数を形成する手段と、前記第１の評価時間お よび該第１の時間において決定された差およびその導関数からより良好な時間評 価を形成する手段とを設ける請求の範囲第１８項記載の装置。
20. ２０．前記調整手段が記憶手段と処理手段とを含む請求の範囲第１２項乃至第１ ９項のいずれかに記載の装置。
21. ２１．前記ディジタル・サンプルを受取るよう接続され、可聴帯域におけるノイ ズを減衰させるよう構成された手段を更に設ける請求の範囲第１２項乃至第２０ 項のいずれかに記載の装置。
22. ２２．前記変調手段が、前記調整されたディジタル・サンプルを受取るための主 カウンタを有するディジタル・パルス幅変調器を含み、該カウンタが、前記出力 パルスの幅が前記調整されたディジタル・サンプル植に比例するように構成され る請求の範囲第１２項乃至第２１項のいずれかに記載の装置。
23. ２３．前記ディジタル・パルス幅変調器が更に、出力ラッチと、該出力ラッチを オンにするよう構成された前置カウンタとを含み、主カウンタが前記出力ラッチ をオフにするよう構成される請求の範囲第２２項記載の装置。
24. ２４．前記変調手段の出力に接続されたフィルタ手段を更に設ける請求の範囲第 １２項乃至第２３項のいずれかに記載の装置。
25. ２５．請求の範囲第１２項乃至第２４項のいずれかに記載の装置を含み、更に前 記出力パルスを受取るため前記装置の出力に接続された増幅手段を含むディジタ ル・サンプルをアナログ電力へ変換するディジタル電力増幅器。