JPH06505846A

JPH06505846A - プリコーディングのための新規な装置および方法

Info

Publication number: JPH06505846A
Application number: JP5511620A
Authority: JP
Inventors: ユボルグ・エム　ベダト
Original assignee: コーデックス・コーポレイション
Priority date: 1991-12-27
Filing date: 1992-10-05
Publication date: 1994-06-30
Also published as: US5455839A; EP0573621B1; DE69228536T2; DE69228536D1; EP0573621A4; EP0573621A1; WO1993013614A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】プリコーディングのための新規な装置および方法この発明は一般的にはデジタル通信システムに関し、かつより特定的にはデジタル通信システムにおいて送信するためにデジタルデータシーケンスをプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）することに関する。発明の背景ガウスノイズを有する厳格に帯域制限された高い信号対雑音比（ＳＮＲ）のチャネルによって、デジタルデータは理想的なゼロフォーシング（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）決定フィードバック等化（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ：ＤＦＥ）および符号量干渉（ＩＳＩ）がない理想的なチャネルに対して設計された知られた符号化変調（ｃｏｄｅｄ　ｍｏｄｕ　ｌａ　ｔ　１ｏｎ）およびコンステレイジョン整形（ｃｏｎｓ　ｔ　ｅ　ｌ　１ａｔｉｏｎ　ｓｈａｐｉｎｇ）技術の組合せを使用することによりチャネル容量に近いレートで信頼性よく送信できることが示されている。しかしながら、理想的なりＦＥは実現できない。トレリスプリコーディング（’ｌ”ｒｅｌｌｉｓ　ｐｒｅｃｏｄｔｎｇ）は実現可能な符号化、整形および等化技術の組合せであり理想的なりＦＥ並びに符号化および整形と同じ性能を達成する。トレリスプリコーディングの１つの欠点はそれが信号ポイントがスペース充填（ｓｐａｃｅ−ｆ　ｉ　ｌ　ｌ　ｉｎｇ）境界領域内に一様に分布した信号集団（ｓｉｇｎａｌ　ｃ。ｎ５ｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ）に対してのみ効果的なことである。スペース充填は実質的に前記境界領域の適切な非オーバラツプ変換の連合体（ｕｎｉｏｎ）がスペース全体をカバー（おおう：ｔｉｌｅ）することが可能なことを意味する。言い換えれば、前記境界領域は、典型的にはプリコーディングラティスと称される、ラティスの基本的な領域として表わされなければならない。知られた符号化変調技術と両立するために、プリコーディングラティスは典型的には２次元整数ラティスｚ２のスケーリングされたバージョンＭＺ２（この場合Ｍはスケーリングファクタ）として選択され、それによって前記境界領域が四角形（ｓｑｕａｒｅ）を持つようにされる。ある用途においては、四角形の信号集団は望ましくないが、その理由はそれらがより円形の境界を有する集団よりも高い２次元ピーク− 平均電力比（ＰＡＲ）を持つからである。より重要なことは、四角形の集団はシンボルごとの分数ビット（ｆｒａｃｔｉｏｎａ　Ｌ　ｂ　ｉ　ｔ　ｓ）を表わすのに適しておらずかつ分数レート変換を可能にするために集団切替え（ｃｏｎｓ　ｔ　ｅ　Ｉ　１ａｔｉｏｎ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）として知られた方法を必要とし、これはさらに２次元ＰＡＲを増大させる。トレリスプリコーディングにおいては、そのヴオロノイ領域（Ｖｏｒｏｎｏｉ　ｒｅｇｉｏｎ）が四角形のものより円形でありかつある分数データレートを収容できるプリコーディングラティスを検出することが可能である。しかしながら、この手法は非常に柔軟性あるものではなく、その理由はそれが全ての分数データレートを一応に取り扱うことがなくかつ、ある実際の用途においては重要な要求事項である、９０°の位相回転に対する不変性を達成するのがより困難なためである。トレリスプリコーディングの他の欠点は整形ゲイン（ｓｈａｐｉｎｇ　ｇａｉｎ）を達成するためにプリコーディング動作は整形動作と組合されなければならず、これによって装置の複雑さを増大させることである。実質的に任意の信号集団と共に任意のデータレートで動作することができかつ少なくともトレリスプリコーディングのものと同等の総合性能を達成する一方で、集団整形から独立に実現できる柔軟性あるプリコーディング方法および装置の必要性が存在する。発明の概要トレリス符号Ｃを使用した理想的でない応答ｈ　（Ｄ）によって特徴づけられるチャネルによって送信するためにデジタルデータシーケンスを信号ポイントシーケンスｘ　（Ｄ）にマツピングするための装置および方法が述べられている。該装置および方法は形式ｕ　（Ｄ）　＋ｄ　（Ｄ）の全ての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から前記信号ポイントシーケンスｘ　（Ｄ）を選択するための信号ポイントセレクタ（プリコーディングユニット）を具備する。前記Ｕ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換（ｔｒａｎｓｌａｔｅ）からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表わし、かつ前記ｄ　（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ　（Ｄ）と実質的ｌａｐ　（Ｄ）＝ｘ　（Ｄ）［ｈ　（Ｄ）　−１］の形式のポストカーソル符号量干渉（Ｉ　Ｓ　Ｉ）シーケンスｐ　（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表わし、それによってＣ（Ｄ）がｐ　（Ｄ）のみに基づき選択される。図面の簡単な説明第１図は、本発明に係わる装置のブロック図である。第２図は、本発明に係わる装置の第１の実施例を示すより詳細なブロック図である。第３図は、本発明に係わる装置の第２の実施例を示すブロック図である。第４図は、本発明に係わる装置の第３の実施例のブロック図である。第５図は、本発明に係わる装置の第４の実施例のブロック図である。第６図は、本発明に係わる装置を使用したデジタル通信システムの第１の実施例のブロック図である。第７図は、第６図のデジタル通信システムの復元ユニットをより詳細に示すブロック図である。第８図は、本発明に係わる装置を使用したデジタル通信システムのインタリーブを有する第２の実施例のブロック図である。第９図は、本発明の方法の各段階を示すフロー図である。好ましい実施例の詳細な説明本発明の方法および装置はデジタル通信チャネルによる送信のために信号ポイントの任意的な流れのプリコーディングを可能にし、ひどい減衰ひずみを有するチャネルにおいては特に良好に動作する。本発明を利用することにより次のような実質的な利点が得られる。すなわち、集団スイッチング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）なしに実質的に任意の所望のデータレートで送信でき、円形の信号集団によって送信でき、かつ整形（ｓｈａｐｉｎｇ）をプリコーディングから完全に分離することにより整形を単純化することができる。第１図に示されるように、本発明に係わる装置ｉｔ（プリコーディングユニット、１００）はデジタルデータシーケンスをプリコートして複素インパルス応答ｈ　（Ｄ）を有する（以下に規定される）離散時間チャネルユニットにより送信するためのプリコートされたシーケンスｘ　（Ｄ）を提供する。本発明の重要な特徴は前記プリコートされたシーケンスｘ　（Ｄ）が次の和によって表わされることである。ｘ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）　＋ｃｔ　（Ｄ）この場合ｕ　（Ｄ）はトレリス符号Ｃの変換（ｔｒａｎｓｌａｔｅ）からの信号ポイントシーケンスでありかつデジタルデータシーケンスを表わし、そしてｄ　（Ｄ）は次の式で表わされるディザ −シーケンス（ｄｉｔｈｅｒ　５ｅｑｕ　ｅ　ｎ　ｃ　ｅ）である。ｄ　（Ｄ）＝ｃ　（Ｄ）−ｘ　（Ｄ）［ｈ　（Ｄ）−１］この場合ｃ　（Ｄ）はトレリス符号Ｃからの符号シーケンスである。該符号Ｃは任意のｎ次元トレリス符号とすることができ、この場合ｎは整数であり、ラティス区分（ｌａｔｔｉｃｅ　ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）Ａ／Ａ’　に基づき、Ａは選択されたラティスであり、かつＡ′はへの選択されたサブラティスである。ｕ　（Ｄ）の個々の信号ポイントｕｋ１但しに＝１．　２．・・・、は２次元ラティスＡ２の変換からおよび有限の２次元領域Ｒ内から選択される。２つの重要な特徴が本発明を従来技術から区別している。すなわち、（ｉ）前記シーケンスｃ　（Ｄ）はオールゼロのシーケンスでなく　（ｃ　（Ｄ）＝０の場合、本技術は知られた送信機のリニア等化技術に帰する）、および（ｉ　ｉ）　ｅ（Ｄ）の選択は、ｅ　（Ｄ）がｐ　（Ｄ）およびｕ　（Ｄ）の双方に基づき選択されるより伝統的なプリコーディング技術に対して、ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）にのみ基づいていることである。典型的には、本発明は複素インパルス応答ｈ　（Ｄ）が単位円」−にゼロを持たない場合、あるいは等価的に、その逆数１／ｈ（Ｄ）が安定である場合に利用される。従って、以下の実施例は安定な逆数を有する標準的な（ｃａｎｏｎｉｃａｌ）応答であるｈ　（Ｄ）を使用する。ｈ　（Ｄ）は、ｈ　（Ｄ）＝１＋０．７５Ｄのようなオールゼロ応答、ｈ（Ｄ）＝１／　（１−０，７５Ｄ）のようなオールボール応答、あるいはゼロおよびボールを含むより一般的な応答とすることが可能なことに注目すべきである。古典的なプリコーディング技術の場合のように、前記応答ｈ　（Ｄ）は決定されておりかつ送信機において知られているものと想定される。第２図の、数字２００は、本発明に係わるプリコーディング装置の第１の実施例のより詳細なブロック図である。ここでは、前記デジタルデータシーケンスは先ずマツピングユニット（２０２）において知られた符号化、マツピングおよび整形技術の任意の組合せを使用してトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）にマツピングされる。この実施例はまた第１の組合せユニット（２０４）およびろ波− スライスユニット（２０６）を具備する。前記第１の組合せユニッｈ（２０４）は、一般には加算器であり、信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）、符号シーケンスｅ　（Ｄ）およびポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）＝ｘ　（Ｄ）［ｈ　（Ｄ）−１３を受けるよう動作可能に結合され、かつ送信シーケンスｘ　（Ｄ）　＝ｕ（Ｄ）＋ｃ　（Ｄ）−ｐ　（Ｄ）を提供する。ｘ　（Ｄ）およびｕ　（Ｄ）の間の差はディザ−シーケンスｄ　（Ｄ）　＝ｘ　（Ｄ）、−ｕ　（Ｄ）＝ｅ　（Ｄ）　−ｐ（Ｄ）である。ろ波ユニット（２０８）はポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）を提供するために送信されたシ・−ケンスｘ　（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合されている。以下に説明する全ての実施例において、スライスユニット（２１０）は前記ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を（シンボルごとのベースで）トレリス符号Ｃから選択された可能な符号シーケンスｅ　（Ｄ）へとスライスするために使用される。前記符号シーケンスｃ　（Ｄ）は多くの異なる方法で選択できる。２次元トレリス符号Ｃに対しては、１つの実施例では、前記シーケンスｃ　（Ｄ）のシンボルＣｋはサブラティスＡ′から選択される。これはＣ（Ｄ）が前記トレリス符号Ｃに所属することを保証する。池の実施例では、前記シンボルｃｋはＣのトレリス表現における単一のパスに従うことによりシンボルごとのベースで選択される。多次元トレリス符号に対する前記スライスユニット（２１０）の動作は後に説明する。典型的には、前記シンボルＣｋはディザ−シンボルｄｋ＝ｃｋ　”ｋの瞬時的なエネルギを最小にするためにシンボルごとのベースで選択される。ろ波ユニット（２０８）は少なくとも１つの時間単位の遅延を有するから、ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）の要素ｐｋは送信されたシーケンスｘ　（Ｄ）の過去の値Ｘ　ｉｓ但しｉ＜ｋ、にのみ依存する。従って、現在のディザ−シンボルｄｋは統計的に現在の信号ポイントｕｋから相関しない（ｕ　（Ｄ）はそれ自体相関のないシーケンスであると仮定する）。従つて、送信されたシンボル５ｘ＝Ｅ（Ｉｘｋｌ　）のエネルギはｕ　（Ｄ）およびｄ　（Ｄ）のエネルギの和Ｓｕ＋Ｓｄであり、この場合Ｅは統計的な期待値（ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ）である。送信されたシーケンスｘ　（Ｄ）の平均エネルギＳＸは平均ディザ−エネルギＳｄが小さい限りほぼ前記信号シーケンスｕ　（Ｄ）のエネルギＳｕと同じになる。これは、ｃ　（Ｄ）　＝：　ｐ　（Ｄ）の近似が良好であればあるほど、ディザ −シーケンスｄ　（Ｄ）による平均エネルギの増大は小さくなることを意味する。なお、ここで記号＝；はほぼ等しいことを示すために使用されている。しかしながら、本発明は瞬時的ディザ−エネルギを最小にする基準に限定されるものではなく、かつ各々のＣｋの選択がｘ　（Ｄ）の過去の値ｘ０、但しｉ＜ｋ、にのみ基づく限り、符号シーケンスｃ　（Ｄ）を選択するために任意の基準を使用できることに注目すべきである。例えば、ある用途においては、前記チャネル出力シンボルの範囲ｙｋ＝ｕｋ＋ｃｋを限定することが望ましいかもしれない。これはＣ５の値をある範囲に限定することにより、より高いディザ−エネルギＳｄを犠牲にして、達成できる。また、本発明のプリコーディング方法がマルチレベルの符号と共に使用された時、Ｃｋの選択はさらに限定されそれによっであるパリティチェック条件が満たされる。第３図〜第５図は第２図に示された第１の実施例と実質的に等価な本発明の３つの別の実施例を示す。第３図は、参照数字３００により、本発明に係わるプリコーディング装置の第２の実施例のブロック図を示す。この実施例では、前記組合せユニット（３０４）はマツピングユニット（２０２）から信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）をかつ前記スライスユニット（２１０）から符号シーケンスｃ　（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合されシーケンスｓ　（Ｄ）を形成する。ｓ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）　＋ｃ　（Ｄ）前記シーケンスｓ　（Ｄ）を受信するために組合せユニット（３０４）に動作可能に結合された逆数ろ波ユニット（ｉｎｖｅｒｓｅ　ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ　ｕｎｉｔ）（３０６）は前記送信シーケンスｘ　（Ｄ）をｘ　（Ｄ）　＝ｓ　（Ｄ）／ｈ　（Ｄ）に従って前記プリコーディングユニットの出力としておよび前記ろ波ユニット（２０８）への入力として提供する。ｘ　（Ｄ）　ｈ　（Ｄ）　＝ｘ　（Ｄ）　＋ｐ　（Ｄ）　＝ｓ（Ｄ）であるから、次式が得られる。Ｘ　（Ｄ）　＝Ｓ　（Ｄ）　／ｈ　（Ｄ）＝ｓ　（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）＝ｕ　（Ｄ）　＋ｃ　（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）従って、同じ人力シーケンスｕ　（Ｄ）に対して、この第２の実施例は前記第１の実施例のものと本質的に同じ送信シーケンスｘ　（Ｄ）を生成することになる。プリコーディング装置の第３の実施例は第４図に、参照数字４００で、示されている。ここでは、ろ波ユニット（４０８）は第１の組合せユニット（３０４）に動作可能に結合され、それによってポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）は直接前記送信シーケンスｘ　（Ｄ）の代わりにシーケンスｓ　（Ｄ）から発生され、かつろ波ユニット（４０８）は応答（１−１／ｈ　（Ｄ））を有する。　ｘ　（Ｄ）　＝ｓ　（Ｄ）　／ｈ　（Ｄ）であり、かつｐ　（Ｄ）　＝ｓ　（Ｄ）　（１−１／ｈ　（Ｄ）　）＝ｘ　（Ｄ）（ｈ　（Ｄ）−１）であるから、この実施例におけるろ波ユニット（４０８）は前の実施例と同じポスト１８１シーケンスｐ　（Ｄ）を生成し、かつ従って前の実施例の場合と同じ送信シーケンスｘ　（Ｄ）が発生され、この場合も同じ入力シーケンスＵ（Ｄ）を想定している。第３の実施例のための他の動作可能な結合は第３図について述べたものと同じである。第５図に示される第４の実施例、参照数字５００、は第４図のものと同じであるが、例外として、ｘ　（Ｄ）　＝ｓ　（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）に従って逆数ろ波操作ｘ　（Ｄ）　＝ｓ　（Ｄ）　／ｈ　（Ｄ）が行われ、この場合、第１の組合せユニット（３０４）および前記ろ波ユニット（４０８）に動作可能に結合された、第２の組合せユニット（５１２）が実質的に前記ろ波ユニット（４０８）によって与えられるポストカーソル１３１シーケンスｐ　（Ｄ）を前記第１の組合せユニット（３０４）によって与えられるシーケンスｓ　（Ｄ）から減算する。上の説明ではチャネルは離散時間複素インパルス応答ｈ（Ｄ）によって特徴づけられるという仮定を用いている。付加的なノイズを有する任意の離散時間または連続時間り０、ｋ＜０’）最小位相（単位円の外側または上にオールゼロ）を有する標準的な離散時間等価チャネル、モニック（ｍｏｎ　ｉ　ｃ）（ｈ　＝１）インパルス応答ｈ　（Ｄ）および付加的なホワイトノイズｗ　（Ｄ）によって表わすことができることは技術的に良く知られている。ホワイト化されたマツチドフィルタおよび（連続時間チャネルの場合）ある選択されたシンボルレートで動作するサンプラを含む標準的な受信機フロントエンドがそのような等価チャネルを提供するために使用できる。実際に、典型的には、ｈ　（Ｄ）は送信機、チャネル、受信機、およびサンプラにおけるフィルタの組合された効果を表わすことを述べるべきである。同様に、ｗ（Ｄ）は受信機フィルタおよびサンプラを通過した後のノイズを表わす。前記ホワイト化されたマツチドフィルタは適切なろ波によってひずみの強さを低減しかつ伝統的なリニア等価よりも本発明の性能上の有利性を提供する。実際に、ｈ　（Ｄ）がオールゼロ応答である場合は、ホワイト化されたマツチドフィルタは決定フィードバックイコライザのための標準的な適応技術を使用して適応的に決定できる。ｈ　（Ｄ）がオールポールフィルタであることが望まれる場合は、始めに標準的な方法を使用して適応的にオールゼロ応答ｈ’　（Ｄ）を決定しかつ次に良く知られた多項式除算技術を使用してｈ　（Ｄ）＝１／ｇ’　（Ｄ）を検出することができ、この場合ｇ’　（Ｄ）はほぼｇ’（Ｄ）＝：１／ｈ’　（Ｄ）に等しい有限の多項式である。デジタル通信システムに導入された本発明の装置の第１の実施例が第６図のブロック図に参照数字６００で示されており、そこでは少なくとも１つの送信ユニットおよび受信ユニットが本発明を使用する。前記システムは典型的には少なくとも１つの送信ユニットおよび受信ユニットを含み、この場合前記送信ユニットはデジタルデータシーケンスを送信するための（典型的には送信機内の）プリコートユニット（６０２）、および前記プリコートユニット（６０２）に動作可能に結合され、前記プリコートされたシーケンスｘ　（Ｄ）の送信を可能にするための前に説明したようにして得られるチャネル（６０４）を有する。また、前記受信ユニットは前記チャネルユニット（６０４）に動作可能に結合され、受信シーケンスｒ　（Ｄ）を受信およびデコードして推定出力シーケンスｙ　（Ｄ）を提供するためのデコードユニット（６１２）、および、前記デコードユニット（６１２）に動作可能に結合され、実質的に前記信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）の推定値を復元するための復元ユニット（６１４）を有する。送信されたデジタルデータシーケンスの推定値は次にインバースマツプおよび整形復元（もしコンステレイジョン整形が使用されれば）を使用してｕ　（Ｄ）から検出される。上に述べたように表わされる、等価チャネル（６０４）は実質的に応答ｈ　（Ｄ）を有し、ｘ　（Ｄ）を受けかつ実質的に、前に規定した、ｓ　（Ｄ）に等しい出力シーケンスｙ（Ｄ）＝ｘ　（Ｄ）ｈ　（Ｄ）を生成するフィルタ（６０６）、付加的ノイズを提供するための付加的ノイズユニツト（６０８）、および前記ｈ　（Ｄ）ユニット（６０６）および前記付加的ノイズユニット（６０８）に動作可能に結合され、典型的には加算器である、組合せユニツト（６１０）によって実質的に表現される。前記デコードユニット（６１２）は典型的には、技術的に知られているように、トレリス符号Ｃのためのデコーダである。デコードユニット（６１２）は典型的には次の形式、ｒ　（Ｄ）　＝Ｘ　（Ｄ）ｈ　（Ｄ）＋ｗ　（Ｄ）”Ｖ　（Ｄ）　＋ｗ　（Ｄ）＝　（ｕ　（Ｄ）＋ｃ　（Ｄ）　〕十ｗ　（Ｄ）を有するノイズの多い受信シーケンスｒ　（Ｄ）を受信しかつデコードしてチャネル出力シーケンスｙ　（Ｄ）　＝ｘ（Ｄ）ｂ　（Ｄ）の推定値−ｙ　（Ｄ）を提供する。また、復元ユニット（６１４）は、前記デコードユニット（６１２）に動作可能に結合され、実質的に、以下により詳細に説明する、入力シーケンスｕ　（Ｄ）の推定値−ｕ　（Ｄ）を復元する。ｃ　（Ｄ）はトレリス符号Ｃに所属するから、シーケンスＹ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）　＋ｃ　（Ｄ）は信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）と同じＣの変換（ｔ　ｒａｎｓ　１ａｔｅ）におけるシーケンスでなければならない。もちろん、Ｃｋは大きくすることができるから、ｙ　（Ｄ）のシンボルｙｋ＝ｕｋ＋Ｃはｕ　（Ｄ）のシンボルｕｋに対して前に規定された領に域Ｒよりも大きな境界領域内にある。これはシーケンスｙ（Ｄ）は、技術的に知られているように、Ｃに対して伝統的なデコーダ（６１２）によってそれがより大きな範囲（あるいは無限）の範囲の信号ポイントにわたりサーチするという措置によって推定または評価できることを意味する。伝統的な受信機は引き続くチャネル出力信号ｙ、の間の相関を活用しないことに注意を要する。このことを知るため、ｙｋ＝ｕｋ＋ｃｋでありかつｃｋはｙｋの過去の値に依存するという事実を使用して増大したトレリスダイヤグラムを構築することが可能なことに注目すべきである。もし、例えば、ｈ　（Ｄ）がｍ次のオールポール応答であれば、Ｃは有限の数の最近のシンボルｙ　０、ｉ＝１．・ −９ｋ　ｋ−ｔｍｌに依存する（この場合ｍはある選択された整数である）。従って、シーケンスエスティメイター（ｓｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｊｍａｔｏｒ）は入力シーケンスｕ　（Ｄ）の状態とチャネル状態ｓｋ−〔ｙｋ−１’　”ｋ−２，””　”ｋ −話　とを組合せることにより規定できる。そのようなトレリスは非常に大きな数の状態を持つことができるから、から従ってサーチするのが困難であるから、複雑さを低減したサーチ技術を使用して実質的に複雑さを低減してほぼ同じ性能を達成することができる。ＭＬトレリスにおける状態の数は縮小状態シーケンス推定（ｒｅｄｕｃ、ｅｄ−ｓｔａｔｅ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：Ｒ５５Ｅ）のための状態併合技術を使用して低減できる。最も単純な形のＲ８５Ｅはトレリス符号Ｃのトレリスにわたるサーチを含み、かつそれが符号変数Ｃｋの推定値−Ｃｋを検出するために各々の残存シーケンスのパス履歴を使用する点を除き伝統的なデコーダと同様に動作する。異なる推定値−Ｃｋが前記トレリスの各々の状態に対して使用され、かつ各々の状態に関連する推定値はその状態から去る全ての分岐に対する分岐メトリック（ｂｒａｎｃｈ　ｍｅｔｒｉｃｓ）を計算するために使用されることに注目することが重要である。ある推定値（ｅｓｔｉｍａｔｅ）−ｃｋが与えられれば、前記信号ポイントＹ　ｋ＝　ｕ　ｋ＋　−Ｃｋに対する推定された範囲Ｒ＋　”　ｃ　ｋの決定が可能になりかつこの制限された範囲はその推定値に対する全ての分岐メトリックの計算に使用される。この技術の不都合な点はそれが計算の複雑さを増大させることであるが。その理由はそれがかなり多くの分岐メトリック計算を必要とするからである。しかしながら、この複雑さは前記推定値−Ｃｋを形成するために可能な状態のよりありそうな部分集合のみを使用することにより低減できる。第７図のブロック図において参照数字７００によりさらに詳細に説明される、復元ユニッ）　（ｒｅｃｏｖｅｒｙｕｎｉｔ）（６１４）は、典型的には前記推定（ｅｓｔｉｍａ　ｔ　ｅ　ａ）出力シーケンス“ｙ　（Ｄ）に動作可能に結合され、“ｙ　（Ｄ）をろ波して、実質的に−ｐ（Ｄ）＝−ｙ（Ｄ）（１−１／ｈ　（Ｄ））の形式の、プリカーソルＩｓＩシーケンスｐ　（Ｄ）の推定値−ｐ（Ｄ）を得るためのリカバリろ波ユニット（７０２）を含む。前記復元ユニット（６１４）は、さらに、前記リカバリろ波ユニット（７０２）に動作可能に結合され、送信機において使用されるプリコーディングユニットにおいて使用されるものと実質的に同様にして、トレリス符号Ｃからリカバリ符号シーケンス−ｃ　（Ｄ）を提供するために“ｐ　（Ｄ）をスライスするためのりカバリスライスユニット（７０４）、および、前記リカバリスライスユニット（７０４）および前記デコードユニット（６１２）に動作可能に結合され、前記出力シーケンス−ｙ　（Ｄ）と前記シーケンス゛ｃ　（Ｄ）との間の差を実質的に決定して元の入力シーケンスｕ　（Ｄ）の推定値−ｕ　（Ｄ）を得るためのリカバリ組合せユニット（７０６）を具備する。決定エラーがない限り（”　ｙ　（Ｄ）　＝ｙ（Ｄ））かつ送信機および受信機の動作が実質的に対称である限り、元のシーケンスｕ　（Ｄ）は正しく復元される。復元回路の他の同等の構成も可能である。要約すると、前記リカバリろ波ユニット（７０２）はボ０４）はサブラティスΔ ′に所属するシンボル“Ｃｋ（または可能なＡ′の剰余類またはコーセット（ｃｏｓｅｔ））をシンボルごとのベースで決定し送信機におけるプリコーディングユニット（１００）において実質的にｃ　（Ｄ）と相関するシーケンス”ｃ（Ｄ）を形成するために使用され、そして次に前記リカバリ組合せユニット（７０６）を使用して−ｕ　（Ｄ）　＝−ｙ　（Ｄ）−“ｃ　（Ｄ）を提供する。もちろん、チャネルノイズにより“ｙ　（Ｄ）に時折エラーが生じ、かつこれらはエラー伝搬につながり得る。しかしながら、１／ｈ　（Ｄ）は安定であるから、１−１／ｈ（Ｄ）におけるエラー伝搬は決して破滅的なものにならない。さらに、もしｈ　（Ｄ）が次数ｍのオールポール応答であれば（ここでｍは選択された整数である）、エラー伝搬は多くてもｍ個のシンボルに厳密に制限される。シーケンスｃ　（Ｄ）の要素Ｃｋが、復元の間に、符号Ｃのトレリスを通るパスに従うことにより送信機においてシンボルごとのベースで選択される実施例においては、時折発生するエラーは正しい状態の喪失を引き起こしそれによって、もし修正されなければ長い間続き得る、同期の喪失を引き起こす。この問題を回避するための１つの方法は送信機においてｃ　（Ｄ）をＬ番目のシンボルごとにトレリスの知られた状態に強制し、この場合しはあらかじめ選択された整数であり、これによって送信エネルギのわずかな増大を犠牲にして受信機において同期を再確立することである。復元されたシーケンスｕ　（Ｄ）のに番目の変数である、推定値−ｕｋが入力シーケンスｕ　（Ｄ）のに番目の変数Ｕｋの可能な範囲Ｒの外側にある場合は、そのような範囲の違背（ｖｉｏｌａｔｉｏｎ）は現在のシンボルｙｋにおいて決定エラーが生じているか、あるいはｃｋがなんらかの最近のシンボルｙ、ｉ＞０におけるエラーのため二に−ｓ′ ラーになっていることを示している。そのような範囲の違背が検出された場合、推定値ｙ、またはｙｋ−ｉを強制することによりそれらを訂正するよう試みることができる。したがって、前記範囲の違背を監視することにより、ある程度のエラー修正を行なうことができる。そのようなエラー検出能力はまた前記送信システムにおける性能を監視するのに有用である。本発明に係わる装置を有するデジタル通信システムの第２の実施例はインタリーピングを含んでおり、第８図に参照数字８００で示されている。ある用途においては、インタリーブ装置（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ：ＩＮＴ）（８Ｑ２）がプリコーディングユニット（８１０）に含められる。前記プリコーディングユニット（８１０）は前記プリコーディングユニット（１００）と同じであるが、例外として本ブリコーディングユニット（８１０）はさらにインタリーブ装置を含み、それによって信号ポイントシーケンスＵ（Ｄ）が該ｕ　（Ｄ）をイ”Ｊ９’）−ブ装置１　（８０２）　ヲａｔことによって得られるインタリーブされた信号ポイントシーケンスｕ’　（Ｄ）に置き換えられている。前記インタリーブ装置はチャネルの出力における引き続くノイズサンプルの間の可能な相関の除去ができるようにする。前記インタリーブ装ｆｉｔ（８０２）は入力シンボルの順序付けを変更する実現可能な逆装置（ｉｎｖｅｒｓｅ）（ディンタリーバ：ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）とともに任意の装置とすることができる。例えば、周期的インタリーブ装置においては、入力サンプルは同じ周期Ｐによって周期的な遅延のシーケンスにしたがって遅延される。第６図に関して説明したように、ｘ　（Ｄ）およびｒ　（Ｄ）が発生される。受信機においては、受信されたノイズを含むシーケンスｒ　（ｄ）＝ｕ’　（Ｄ）＋ｃ　（Ｄ）＋ｗ　（Ｄ）はｒ　（ｄ）を、ｒ　（ｄ）を受信するよう動作可能に結合された、ディンタリーバＤＥＩＮＴ　（８０６）を通すことによってデコードする前にデインタリーブされ、デインタリーブされた受信シーケンスｒ’ 　（Ｄ）＝ｕ　（Ｄ）＋Ｃ’　（Ｄ）＋ｗ’　（Ｄ）が得られ、ここでｗ’　（Ｄ）はその順序がディンタリーバ（８０４）においてシャツフルされているノイズシーケンスである。チャネルノイズがバースト的でるかあるいは相関している場合に改善された性能を提供するのはこのノイズのシャツフルである。前記ディンタリーバ（８０４）は信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）のための元の順序を復元するが、処理においてそれは送信機におけるブリコーディング装置において加えられた符号シンボルｃｋの順序付けを変更することに注意を要する。シャツフルされた符号シーケンスｃ’　（Ｄ）はトレリス符号Ｃにおける符号シーケンスであり、それによって、前記ディンタリーバ（８０４）に動作可能に結合された、典型的にはＣに対する伝統的なビタービデコーダである、デコードユニット（６１２）が元のシーケンスＹ　（Ｄ）＝ｕ　（Ｄ）＋ｃ’　（Ｄ）を復元できるようにすることが必須のことである。２次元トレリス符号Ｃに対しては、もし前記要素ｃｋがシンボルごとのベースでサブラティスＡ′から選択されメモリがなければこれは常に保証される。元の入力シーケンスｕ　（Ｄ）を復元するためには、Ｃのためのデコーダからの推定シーケンス”ｙ（Ｄ）は“ｙ　゛（Ｄ）を再び、デコードユニット（６１２）に動作可能に結合され、かつ実質的に前記送信機におけるインタリーブ装置（８０２）と実質的に等化な、第２のインタリーブ装置ＩＮＴ　（８０６）を通すことにより再びインタリーブし符号シンボルｃ　（Ｄ）の元の順序付けを復元しなければならない。このインタリーブは−Ｖ’　（Ｄ）＝−ｕ’　（Ｄ）−＋％ｃ（Ｄ）を提供する。第７図に詳細に示されている、復元ユニット（６１４）は第２のインタリーブ装置（８０６）に動作可能に結合され、”ｙ’　（Ｄ）を受信しがつインタリーブされたシーケンスｕ’　（Ｄ）に対する推定値−ｕ’　（Ｄ）を提供する。元の信号ポイントシーケンスＵ（Ｄ）の推定値−ｕ　（Ｄ）は次に−ｕ’　（Ｄ）を前記復元ユニット（６１４）に含まれる第２のディンタリーバＤＥＩＮＴ（８０８）を通すことにより得られる。第８図に示される復元ユニット（８１２）は前記復元ユニット（６１４）と同じであるが、例外としてそれは前記リカバリ組合せユニット（７０６）に動作可能に結合されインバースマツピング装置（７０８）のためにデインタリーブされた推定信号ポイントシーケンス−ｕ　（Ｄ）を提供するディンタリーバ（８０８）を含んでいる。したがって、デジタル通信受信機は本発明にしたがって、信号ポイントシーケンスｘ　（Ｄ）にマツピングされかつトレリス符号Ｃを使用して理想的でない応答ｈ　（Ｄ）によって特徴付けられるチャネルにより送信されたデジタルデータシーケンスを受信し、受信シーケンスｒ　（Ｄ）を提供するために使用でき、前記デジタル通信受信機は少なくとも、ｒ　（ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、前記受信された送信シーケンスｒ　（ｄ）をデコードして推定出力シーケンス°ｙ　（Ｄ）を提供するためのデコード手段、および前記デコード手段に動作可能に結合され、ｕ　（Ｄ）　＋ｄ（Ｄ）の形式を有する全ての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から選択された、送信信号ポイントシーケンスｘ　（Ｄ）に対するシーケンスｕ　（Ｄ）のための推定されたシーケンス−ｕ　（Ｄ）を実質的に復元するための復元手段を具備する。この場合、前記ｕ　（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表現し、そして前記ｄ　（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ　（Ｄ）と実質的にｐ　（Ｄ）　＝ｘ　（Ｄ）　［ｈ（Ｄ）−１１の形式のポストカーソルシンボル間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｃ　（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表し、それによって前記ｃ　（Ｄ）はｐ　（Ｄ）のみに基づき選択される。第７図に示されるように、前記復元手段の１つの実施例は前記推定出力シーケンス“ｙ　（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、推定ポストカーソル符号量干渉（ＩＳＩ）シー’ｒンス−ｐ　（Ｄ）を提供するためのりヵバリロ波ユニット（７０２）、前記リカバリろ波手段に動作可能に結合され、実質的に送信シーケンスｘ　（Ｄ）を提供するために使用されるｃ　（Ｄ）と相関する前記トレリス符号Ｃからの推定非ゼロ符号シーケンス−ｃ　（Ｄ）を提供するためのりカバリスライスユニット（７０４）を使用する。前記りカバリ手段はさらに前記推定出力シーケンス“ｙ　（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合されかつ前記りカバリスライス手段に動作可能に結合され、実質的に−ｕ　（Ｄ）　＝“ｙ（Ｄ）− “ｃ　（Ｄ）の形式である推定シーケンス“ｕ　（Ｄ）的には加算器）、および前記第３の組合せ手段に動作可能に結合され、前記推定シーケンス“ｕ　（Ｄ）をインバースマツピングして実質的に前記送信デジタルシーケンスと等しい復元デジタルシーケンスを提供するためのインバースマツピングユニット（７０８）を使用する。前記受信機はさらに、前記信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）が送信の前にインクリーブされる場合には、ｒ　（ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、デインタリーブされたｒ　（ｄ）のシーケンスをデコードユニット（６１２）に提供するための第１のデインタリーブユニットＤＥＩＮＴ（８０４）、前記デコードユニット（６１２）に動作可能に結合され、前記デコードされたシーケンス、“ｙ’　（Ｄ）、のインタリーブされた推定値を前記復元ユニット（８１２）に提供するためのインタリーブユニットＩＮＴ（８０６）を含み、かつ前記復元ユニット（８１２）はさらに第２のデインタリーブユニット（８０８）を含む。前記デジタル通信受信機はさらに上に詳細に説明したように使用される。さらに、前記デジタル通信受信機はデコードユニット（６１２）がさらに引き続くシンボルｙｋ間の相関を利用する複雑さを低減した（ｒｅｄｕｃｅｄ　ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）シーケンス推定ユニットを含むよう選択できる。１つの構成では、前記複雑さを低減したシーケンス推定ユニットは縮小状態シーケンス推定（ｒｅｄｕｃｅｄ−ｓ　ｔａｔｅ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：Ｒ３５Ｅ）のための状態併合技術を使用して決定される低減された数の状態を有するシーケンス推定装置を使用する。希望する場合には、前記復元ユニットは範囲違背決定ユニットを含むよう選択できる。復元されたシーケンス′Ｕ（Ｄ）のに番目の変数“ｕｋが範囲Ｒの外側にある時（範囲違背）、このユニットは推定値−ｙｋおよび過去の推定値−ｙ　（ここでｉは正の整数）の内の少なくとも１に−１つを調整して実質的に前記範囲違背を修正する。本発明ははまた多次元符号（ｍｕｌｔｉ−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ　ｃｏｄｅｓ）と共に使用できる。例えば、も基ずく４次元トレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであれば、前記シーケンスｃ　（Ｄ）は次のように選１、）との連合体として表すことができる。さらに、前記４Ｄラテイス２Ｚ４は全ての対の偶数の整数からなる２次元（２Ｄ）ラティス２ｚ２のデカルト積（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ　ｐ　ｒｏｄｕｃ　ｔ）を取ることにより得られる。したがって、ＲＤ４は次のように表される。この場合、Ｕは前記連合（ｕｎｉｏｎ）を表し、かっＸはデカルト積を表す。２Ｄラテイス２Ｚ２とそのコーセト２ｚ２＋（１，１）の連合は２ＤラテイスＲＺ２を形成する。したがって、前記プリコーディングのためのスライスユニット（２０２）は、偶数シンボルインターバルｋにおいて、そのシンボルをＣをＲＺ２から選択することによりに前記符号シーケンスｃ　（Ｄ）を選択することができる。もしｃｋが２２　に所属すれば、次の奇数シンボルインター４Ｄシンボル（ＣＣ）がＲＤ４に所属することに’　ｋ＋１が保証される。あるいは、前記シーケンスｃ　（Ｄ）は多次元符号のトレリスを通る最善の経路に従うことによって選択できる。例えば、Ｗｅｉによって開示された一般的な４Ｄの１６状態トレリス符号（Ｔｒｅｌｌｉｓ−ｃｏｄｅｄ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｗｉｔｈ　Ｍｕｌｔｉ−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ　Ｃｏｎ５ｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ、ｂｙ　Ｌ、Ｆ、ＷｅＩ、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔ　ｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ、Ｖｏｌ、ＩＴ−３３゜ｐｐ、４８３ −５０１．１９８７年７月）の場合は、偶数シンボル期間において、整数ラティスＺ２における最も近いシンボルｃｋが選択できる。次の奇数シンボル期間においては、ＲＺ　またはそのコーセットＲＺ２＋　（１，０）のいずれかにおける最も近いシンボルが前記経路（ｐａｔｈ）の現在の状態に応じてかつＣがＲＺ２あるいはそのにコーセットＲＺ２＋　（１，０）のいずれに所属するかに応じて、選択される。このようにして、ディザ−変数ｄｋは前記第１のシンボルに対するヴオロノイ領域の内側に入るよう強制され、かつ第２のシンボルに対してはＲ２２のヴオロノイ領域内に来るように強制される。上に述べた別のｃ　（Ｄ）選択においては、単一のエラーが前記再構成において不特定的に伝搬し第２のシンボルＣｋ＋１の選択においてエラーを生じさせることがあるが、にあるかを正しく決定することができないかもしれないからである。上に述べたように、この問題は前記トレリスをＬ　（Ｌは偶数）シンボルインターバルごとにオールゼロ状態に強制することにより避けることができる。シンボルインターバルの間に、前記強制が行なわれる場合、前記シンボルは２Ｚ２の特定のコーセットから選択されかつしたがってディザ−変数ｄ　は第２のシンボルにおいては２ｚ２にのヴオロノイ領域にあり、それによってディザ−エネルギを塔や増大させる。第９図は、参照数字９００により、デジタル通信システムにおける送信のために信号ポイントの流れをプリコートするための本発明の方法に係わる各ステップを示すフロー図である。該方法はデジタルデータシーケンスをプリコートしてインパルス応答ｈ　（Ｄ）を有する離散時間チャネルによって送信するためにシーケンスｘ　（Ｄ）を発生できるようにする。トレリス符号Ｃのなんらかの変換から選択された信号ポイントの流れｕ　（Ｄ）はｘ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）　＋ｄ　（Ｄ）として送信され、この場合、ｄ　（Ｄ）はｄ　（Ｄ）＝ｃ　（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）の形式のディザ−シーケンスであり、この場合ｐ　（Ｄ）はポストカーソル符号量干渉（ＩＳＩ）を表し、かつｃ　（Ｄ）は符号シーケンスであり、この場合ｃ　（Ｄ）はオールゼロシーケンスとは異なりかつｐ　（Ｄ）にのみ依存するトレリス符号Ｃの変換されていないバージョンから得られる。１つの実施例では、本方法は前記デジタルデータシーケンスを信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）にマツピングする段階（９０２）　、ｕ　（Ｄ）と選択された符号シーケンスｃ　（Ｄ）とポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）とを加算して送信シーケンスｘ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）＋Ｃ（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）を得る段階（９０４）　、ｘ　（Ｄ）をろ波して実質的に、ｐ　（Ｄ）　−ｘ　（Ｄ）［ｈ　（Ｄ）−１１の形式のｐ　（Ｄ）を得る段階（９０６）、そしてｐ　（Ｄ）をシンボルごとのベースでスライスして符号シーケンスＣ（Ｄ）を得る段階（９０８）を具備する。さらに、本発明の装置について上により完全に説明した修正にしたがってこの方法のその他の修正を行なうことができる。本発明は、インパルス応答ｈ　（Ｄ）を有する離散時間チャネルによって送信するためにシーケンスｘ　（Ｄ）を得るためデジタル時間シーケンスをプリコートするためにデジタル信号プロセッサが使用されるデジタル通信システムにおいて実施できる。該プロセッサは典型的には前記デジタル信号プロセッサによって実行されるべきコンピュータプログラムを有するプログラム記憶媒体を具備し、前記プログラムはシーケンスｘ　（Ｄ）を発生するためのユニットを具備し、この場合ｘ　（Ｄ）はトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントｕ　（Ｄ）の流れおよびディザ−シーケンスｄ　（Ｄ）　−ｃ　（Ｄ）　−ｐ　（Ｄ）の和ｕ　（Ｄ）　＋ｄ（Ｄ）として表すことができ、この場合ｃ　（Ｄ）はトレリス符号Ｃの変換からのシーケンスでありかっｐ　（Ｄ）はｐ（Ｄ）＝ｘ　（Ｄ）（ｈ　（Ｄ）−１）の形のポストカーソル符号量干渉（ＩＳＩ）シーケンスを表す。前記符号シーケンスｃ　（Ｄ）はオールゼロのシーケンスとは異なりかつポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ　（Ｄ）のみに基づき決定される。該プロセッサの動作のその他の説明は上に述べた通りである。本発明は送信機において入力シーケンスｕ　（Ｄ）に加えられ送信シーケンスｘ　（Ｄ）　＝ｕ　（Ｄ）　＋ｃｔ　（Ｄ）を形成するディザ−シーケンスｄ　（Ｄ）を除去するために過去のチャネル出力信号に依存し、前記ディザ−シーケンスは実質的ににポストカーソル符号量干渉ｐ　（Ｄ）とそこから入力シーケンスＣが選択されるトレリス符号からの適切な符号シーケンス、ｃ（Ｄ）、の差である。本発明は事実上任意の信号方法および任意のデータレートにおいて利用できる。さらに、本発明は集団（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）整形技術とは独立に利用でき、これはｕ　（Ｄ）はその信号ポイントが一様でないガウス様の確率分布を有するすでに整形されたシーケンスを表すことができることを意味する。本発明においては、前記ディザ−シーケンスは平均送信エネルギを増大させる。実際には、該平均送信エネルギは一定に保たれなければならないから、信号ｘ　（Ｄ）は同じ平均エネルギを維持するためにスケールダウンされなければならない。平均送信エネルギの増大はここではディザ−損失（ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ　１ｏｓｓ）と称される。前記ディザ−損失は信号ポイントシーケンスｕ　（Ｄ）の平均エネルギＳ　に、ｕ　（Ｄ）が符号化されているかあるいは符号化されていないかに、および前記符号シーケンスｕ　（Ｄ）を選択する上で使用される方法に依存する。例えば、もしｕ　（Ｄ）が平均エネルギＳ　＝　（Ｍ２−１）／６を有する符号化されていないＭＸＭ直交振幅変調（ＱＡＭ）信号集団（この場合Ｍは選択された整数であり、典型的には２の累乗である）から得られた選択されたシンボルのシーケンスであれば、前記送信レートは毎シンボルにつきｒ＝ｌｏｇ２Ｍ　ビットであり、かつディザ−シーケンスｄ（Ｄ）は辺の長さが１である四角形の内側に一様に分布したディザ−変数ｄ　を有し、それによってＳｄ＝：１／６、かつＳ　＝・ｓ　＋Ｓ　−：Ｍ２／６であり、この場合Ｓｘ’ｕ　ｄ− ｄはディザ−エネルギである。したがって、ディザ−損失はＭ＝４　（ｒ＝４）に対してほぼ０．２８ｄＢでありかつＭ＝１６　（ｒ＝８）に対してほぼ０．０２ｄＢであり、そしてＭが大きくなるに応じて急速にゼロに接近する。この場合、ディザ−損失は実質的にトムリンソン（Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ）プリコーディングにおいて生じることが知られている同様の損失と実質的に同じである。ＭＸＭのＱＡＭ信号集団からのデータシンボルのシーケンスに対する、第２の例示的な実施例においては、シーケンスｕ　（Ｄ）はラティス区分Ｚ２／２Ｚ２およびレート−１／２コンボリユーシヨンコードに基づく２次元トレリス符号Ｃの変換Ｃ＋　（０，５）　２からの符号シンボルのシーケンスであり、前記送信レートは毎シンボルにつきｒ＝１ｏｇＭ−１ビツトであり、かつディザ−変数ｄｋは辺が２の四角形であるＡ′＝２２２のヴオロノイ領域内に分布し、前記ディザ −エネルギは今や４倍高く、すなわち、Ｓ−−：２／３かっＳ　＝：　（Ｍ２＋３）／６である。しｄ　ｘたがって、ディザ−損失はＭ＝４（ｒ＝３）に対して約１゜０２ｄＢでありかつＭ＝１６　（ｒ＝７）に対して約０．０７ｄＢである。同じ信号集団（同じＭ）に対し、明らかにディザ−損失は符号化されないシステム（第１の例示的な実施例）におけるよりも前記トレリス符号化ＱＡＭシステム（第２の例示的な実施例）においてより高くなっている。しかしながらＭが大きくなるに応じて、前記ディザ−損失は両方の場合に非常に小さくなる。また、同じデータレートで比較した場合、前記ディザ−損失の差はより小さくなる。約１ｄＢの形成または整形（ｓｈａｐｉｎｇ）ゲインおよび２の整形集団拡張係数（ｅｘｐａｎｓｉｏｎ　ｆａｃｔｏｒ）を有するトレリス整形システムによって発生されるＭＸＭのＱＡＭ信号集団からのデータシンボルのシーケンスｕ　（Ｄ）に対する、第３の例示的な実施例においては、それ以外では符号化されていないシステムに対する送信し一トは毎シンボルにつきｌｏｇ２Ｍ　−１ビツトである。１５＋０．１であり、かつディザ−損失は実質的にＭ＝４（ｒ　ａ　＝　３　）に対し０．６７ｄＢであり、かつＭ＝１６（ｒ　３＝　７　）に対し０．０４ｄＢである。したがって、整形はディザ−損失をほんの少ししか増大させない。第４の例示的な実施例はやや高い計算機的な複雑さを招く一方でディザ−損失の低減を可能にする本発明の構成を示す。この場合、入力シーケンスは前記第２の例示的な実施例と同じであるが、ｃ　（Ｄ）を決定するためのスライス方法が異なっている。ここでは、ｃ　（Ｄ）は上に述べたようにいわゆる時間−ゼロラティス八〇＝ＲＺ２の適切なコーセットから前記トレリス符号に関連するトレリスに従うことによってシンボルごとのベースで選択される。この場合、前記ディザ −変数はＲＺ２のヴオロノイ領域内に一様に分布しかつしたがって、Ｓｄ＝：１／３であり、したがってディザ−損失はＭ＝４に対してたったの０．５４ｄＢでありかつＭ；１６に対して０．０３ｄＢである。いくつかの例示的な実施例が上に説明されたが、当業者には本発明の範囲から離れることなく数多くの変更および修正を行なうことが可能なことは明らかであろう。例えば、主としてトレリス符号が上に説明されたが、本方法はブロックコードまたはラティスコードにも同様に使用できる。前記トレリス符号は符号化されないシステムにおける場合の様にささいなことである。それはまた選択された多レベルトレリス符号とともに使用できる。また、２次元（パスバンド、直交）送信システムが強調されているが、本方法はまた１次元（ベースバンド）またはより高い次元（平行チャネル）の送信システムにも適用できる。したがって、全てのそのような変更および修正は添付の請求の範囲に規定されている様に本発明の精神および範囲内に含まれるものと考える。

Claims

【特許請求の範囲】

１．デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃを使用して理想的でない応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャネルによって送信するために信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）にマッピングするための装置であって、ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）の形式であるすべての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から前記信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）を選択するためのプリコードユニットであって、この場合ｕ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表し、かつｄ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ（Ｄ）および実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表し、それによってｃ（Ｄ）がｐ（Ｄ）のみに基づき選択されるもの、を具備するデジタルデータシーケンスを信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）にマッピングするための装置。
２．前記プリコードユニットは、２Ａ）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、２Ｂ）前記マッピング手段に、スライス手段に、そして、選択に応じて、ろ波手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）および少なくとも前記符号シーケンスｃ（Ｄ）を組合せて組合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段、を具備し、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）をトレリス符号Ｃから選択された信号ポイントｃ（Ｄ）の選択された符号シーケンスにスライスするために使用され、かつ前記ろ波手段は前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために使用され、そして前記プリコーディングユニットはさらに、選択された場合には、２Ｃ）前記第１の組合せ手段は加算器であること、２Ｄ）前記第１の組合せ手段は前記マッピング手段におよび前記スライス手段に動作可能に結合され、さらに、２Ｄ１）前記第１の組合せ手段と前記ろ波手段との間に動作可能に結合された、インバースろ波手段がさらに含まれて実質的にｓ（Ｄ）／ｈ（Ｄ）の形式の送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供すること、および２Ｄ２）前記第１の組合せ手段に動作可能に結合された、インバースろ波手段がさらに含まれて実質的にｓ（Ｄ）／ｈ（Ｄ）の形式の送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供すること、の内の少なくとも１つを含むこと、２Ｅ）前記プリコーディングユニットはさらに、前記第１の組合せ手段および前記ろ波手段に動作可能に結合され、実質的にｘ（Ｄ）＝ｓ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）の形式の送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供するための第２の組合せ手段を含み、かつ、選択された場合には、該第２の組合せ手段は加算器であること、２Ｆ）前記マッピングユニットは集団整形を含むこと、そして２Ｇ）前記プリコードユニットはさらにインタリーブ手段を含むこと、である２Ｃ〜２Ｇの内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第１項に記載の装置。
３．さらに、３Ａ）前記プリコードユニットは少なくとも、３Ａ１）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、そして３Ａ２）前記マッピング手段に、スライス手段に、そしてろ波手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）および少なくとも前記符号シーケンスｃ（Ｄ）を組合せて前記送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段、を具備し、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）を前記トレリス符号Ｃから選択された信号ポイントｃ（Ｄ）の選択された符号シーケンスにスライスするために使用され、そして前記ろ波手段は前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、かつ前記送信シーケンスｘ（Ｄ）からポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために使用され、そして、選択された場合には、前記第１の組合せ手段は加算器であること、３Ｂ）前記プリコードユニットは少なくとも、３Ｂ１）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、３Ｂ２）前記マッピング手段にかつスライス手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）を前記スライス手段からの少なくとも前記符号シーケンスｃ（Ｄ）と組合せて粗合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段、３Ｂ３）前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、実質的にｘ（Ｄ）＝ｓ（Ｄ）／ｈ（Ｄ）の形式の送信シーケンスを提供するためのインパースろ波手段、そして３Ｂ４）前記インバースろ波手段に動作可能に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）からポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するためのろ波手段、を具備し、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）を前記トレリス符号Ｃから選択された信号ポイントの選択された符号シーケンスｃ（Ｄ）にスライスするために使用され、かつ、選択された場合には、前記第１の組合せ手段は加算器であること、３Ｃ）前記プリコードユニットは少なくとも、３Ｃ１）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換（ｔｒａｎｓｌａｔｅ）から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、３Ｃ２）前記マッピング手段におよびスライス手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）を少なくとも前記スライス手段からの符号シーケンスｃ（Ｄ）と組合せて組合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段、そして３Ｃ３）前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、実質的にｘ（Ｄ）＝ｓ（Ｄ）／ｈ（Ｄ）の形式の送信シーケンスを提供するためのインバースろ波手段、を具備し、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）を前記トレリス符号Ｃから選択された信号ポイントの選択された符号シーケンスｃ（Ｄ）にスライスし、そして前記ろ波手段は前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、かつ前記組合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）からポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために使用され、そして選択された場合には、３Ｃ３ａ）前記第１の組合せ手段は加算器であること、そして３Ｃ３ｂ）前記プリコードユニットはさらに前記第１の組合せ手段にかつ前記ろ波手段に動作可能に結合され、実質的にｘ（Ｄ）＝ｓ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）の形式の送信シーケンスを提供するための第２の組合せ手段を含むこと、である３Ｃ３ａ〜３Ｃ３ｂの内の少なくとも１つに該当すること、３Ｄ）前記トレリス符号Ｃは１つの状態のみを有するトレリスダイヤグラムによって表されること、３Ｅ）前記トレリス符号Ｃはブロック符号であること、３Ｆ）ｕ（Ｄ）はｎを選択された整数とし区分Ａ／Ａ′に基づくｎ次元トレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであり、かつ前記スライス手段はシンボルごとのベースで前記サブラティスＡ′から選択されたシーケンスｃ（Ｄ）としてシンボルのシーケンスを提供すること、３Ｇ）前記トレリス符号Ｃは２次元ラティス区分Ａ／Ａ′に基づき、かつ前記シーケンスｃ（Ｄ）はゼロ遅延をもってＣから選択されかつ前記選択はシンボルからシンボルヘと従属し、そして選択された場合には、３Ｇ１）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボル毎に前記トレリス符号Ｃの知られた状態に強制され、この場合Ｌは予め選択された整数であること、３Ｇ２）Ｃは区分Ｚ４／ＲＤ４に基づく４次元トレリス符号であり、前記サブラティスはＲＤ４であり、そして前記スライス手段はＲＤ４から選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を第１のシンボルインターバルでＲＺ２からシンボルＣｋを選択し、２Ｚ２またはそのコーセット２Ｚ２＋（１，０）から第２のシンボルＣｋ＋１を、Ｃｋに基づき、選択することにより提供し、この場合ｋは偶数整数であること、である３Ｇ１〜３Ｇ２の内の少なくとも１つに該当すること、そして３Ｈ）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対して、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、この場合ｄｋ＝Ｃｋ−Ｐｋであり、Ｃｋは時間インターバルｋにおけるシーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは時間インターバルｋにおけるシーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであり、かつ選択された場合には、前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおけるシンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含みこの場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、である３Ａ〜３Ｈの内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第１項に記載の装置。
４．信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）にマッピングされかつトレリス符号Ｃを使用して理想的でない応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャネルによって送信されたデジタルデータシーケンスを受信し、受信シーケンスｒ（Ｄ）を提供するためのデジタル通信受信機であって、ｒ（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、前記受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）をデコードして推定された出力シーケンス＾ｙ（Ｄ）を提供するためのデコード手段、そして前記デコード手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）の形式のすべての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から選択された、送信信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）に対しシーケンスｕ（Ｄ）のための推定シーケンス＾ｕ（Ｄ）を実質的に復元するための復元手段であって、ｕ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表し、かつｄ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選選択された非ゼロ符号シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表し、それによってｃ（Ｄ）はｐ（Ｄ）のみに基づき選択されるもの、を具備するデジタルデータシーケンスを受信するためのデジタル通信受信機。
５．さらに、５Ａ）前記復元手段は、５Ａ１）前記推定出力シーケンス＾ｙ（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、推定されたポストカーソル符号間干渉（１ＳＩ）シーケンス＾ｐ（Ｄ）を提供するための復元ろ波手段、５Ａ２）前記復元ろ波手段に動作可能に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供するために使用されるｃ（Ｄ）と実質的に相関する前記トレリス符号Ｃから推定された非ゼロ符号シーケンス＾ｃ（Ｄ）を提供するための復元スライス手段、５Ａ３）前記推定出力シーケンス＾ｙ（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合されかつ前記復元スライス手段に動作可能に結合され、実質的に＾ｕ（Ｄ）＝＾ｙ（Ｄ）−＾ｃ（Ｄ）の形式の、推定シーケンス＾ｕ（Ｄ）を決定するための第３の組合せ手段、そして５Ａ４）前記第３の組合せ手段に動作可能に結合され、前記推定シーケンス＾ｕ（Ｄ）を逆マッピングして復元されたデジタルデータシーケンスを提供するための逆マッピング手段、を含むこと、５Ｂ）さらに、前記信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）が送信の前にインタリーブされる場合には、５Ｂ１）ｒ（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、前記デコード手段にデインタリープされたｒ（Ｄ）のシーケンスを提供するための第１のデインタリープ手段、５Ｂ２）前記デコード手段に動作可能に結合され、前記デコードされたシーケンスのインタリーブされた推定値＾ｙ′（Ｄ）、を前記復元手段に提供するためのインタリーブ手段、を含み、前記復元手段はさらに第２のデインタリープ手段を含むこと、５Ｃ）さらに、５Ｃ１）前記ｕ（Ｄ）はｎを選択された整数とし、区分Ａ／Ａ′に基づくｎ次元のトレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであり、かつ前記スライス手段はシンボルごとのベースで前記サブラティスＡ′から選択されたシーケンスｃ（Ｄ）としてシンボルのシーケンスを提供すること、５Ｃ２）前記トレリス符号Ｃは２次元ラティス区分Ａ／Ａ′に基づき、かつシーケンスｃ（Ｄ）はゼロ遅延によってＣから選択され、かつシンボルからシンボルヘと従属し、かつ５Ｃ２ａ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択は、Ｌをあらかじめ選択された整数とし、Ｌシンボル毎に前記トレリス符号Ｃの知られた状態へと強制されること、および５Ｃ２ｂ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボル毎に関して強制されないこと、である５Ｃ２ａ〜５Ｃ２ｂの内の１つに該当すること、５Ｃ３）前記Ｃは区分Ｚ４／ＲＤ４に基づく４次元トレリス符号であり、この場合前記サブラティスはＲＤ４であり、かつ前記スライス手段はＲＤ４から前記選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を第１のシンボルインターバルにおいてＲＺ２からシンボルＣｋを選択し、２Ｚ２またはそのコーセット２Ｚ２＋（１，０）から第２のシンボルｃｋ＋１を、Ｃｋに基づき、選択することにより提供し、この場合ｋは偶数整数であること、そして５Ｃ４）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対して、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディザーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、この場合、ｄｋ＝Ｃｋ−Ｐｋであり、Ｃｋは時間インターバルｋにおけるシーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは時間インターバルｋにおける前記シーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであり、そして５Ｃ４ａ）前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおける前記シンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、そして５Ｃ４ｂ）前記Ｃｋの選択は前記シンボルｙｋの範囲に関して制約されないこと、である５Ｃ４ａ〜５Ｃ４ｂの内の１つに該当すること、である５Ｃ１〜５Ｃ４の内の１つに該当すること、５Ｄ）前記理想的でない応答ｈ（Ｄ）はノイズ予測フィルタのインパルス応答を表すこと、５Ｅ）前記シーケンス＾ｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対して、ディザーシーケンス＾ｄ（Ｄ）のディザーシンボル＾ｄｋのエネルギ１＾ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、この場合＾ｄｋ＝＾Ｃｋ−＾Ｐｋであり、＾Ｃｋは時間インターバルｋにおける前記シーケンス＾ｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつ＾Ｐｋは前記時間インターバルｋにおけるシーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであり、かつ、選択された場合には、前記＾Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンス＾ｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおける前記シンボル＾ｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合＾ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、５Ｆ）前記デコード手段はさらに引き続くシンボルｙｋの間の相関を使用する複雑さを低減したシーケンス推定手段を含み、そして、選択された場合には、前記複雑さを低減したシーケンス推定手段は縮小状態シーケンス推定（ＲＳＳＥ）のための状態併合技術を使用して決定される低減された数の状態を有するシーケンス推定装置を使用すること、そして５Ｇ）前記復元手段はさらに、前記復元されたシーケンス＾ｕ（Ｄ）のｋ番目の変数＾Ｕｋが範囲Ｒの外側にある場合（範囲違背）、推定値＾ｙｋおよび推定値＾ｙｋーｉ（ここでｉは正の整数）の１つを調整して実質的に前記範囲違背を修正するための範囲違背決定装置を含むこと、である５Ａ〜５Ｇの内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第４項に記載のデジタル通信受信機。
６．インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャネルによって送信するためにトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）を使用してデジタルデータシーケンスをプリコードする方法であって、ｐ（Ｄ）はポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）を表し、かつｃ（Ｄ）は信号ポイントｃ（Ｄ）の非ゼロ符号シーケンスであり、ｃ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換されていないものから得られ、前記方法は、６Ａ）前記デジタルデータシーケンスを信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングする段階、６Ｂ）ｕ（Ｄ），ｃ（Ｄ）およびｐ（Ｄ）を加算して実質的にｘ（Ｄ）＝ｕ（Ｄ）＋ｃ（Ｄ）−ｐ（Ｄ）の形式の送信シーケンスｘ（Ｄ）を提供する段階、６Ｃ）ｘ（Ｄ）をろ波して実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）〔ｈ（Ｄ） −１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）を得る段階、そして６Ｄ）シンボルごとのベースでｐ（Ｄ）をスライスして前記符号シーケンスｃ（Ｄ）を得る段階、を具備するデジタルデータシーケンスをプリコードする方法。
７．さらに、７Ａ）以下の７Ａ１〜７Ａ６、すなわち、７Ａ１）前記トレリス符号Ｃは１つの状態のみを有するトレリスダイヤグラムによって表されること、７Ａ２）前記トレリス符号Ｃはブロックコードであること、７Ａ３）ｕ（Ｄ）はｎを選択された整数とし、区分Ａ／Ａ′に基づくｎ次元のトレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであり、かつ前記スライス手段は前記サブラティスＡ′からシンボルごとのベースで前記選択されたシーケンスｃ（Ｄ）としてシンボルのシーケンスを提供すること、７Ａ４）前記トレリス符号Ｃは２次元ラティス区分Ａ／Ａ′に基づき、かつ前記シーケンスｃ（Ｄ）はゼ口遅延をもって前記Ｃから選択されかつシンボルからシンボルヘと従属し、かつ７Ａ４ａ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボル毎に前記トレリス符号Ｃの知られた状態に強制され、この場合Ｌは予め選択された整数であること、および７Ａ４ｂ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボルごとに関して強制されないこと、である７Ａ４ａ〜７Ａ４ｂの内の１つに該当すること、７Ａ５）Ｃは区分Ｚ４／ＲＤ４に基づく４次元トレリス符号であり、前記サブラティスはＲＤ４であり、かつ前記スライス手段はＲＤ４から選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を、第１のシンボルインターバルにおいてＲＺ２からシンボルＣｋを選択し、２Ｚ２またはそのコーセット２Ｚ２＋（１，０）から第２のシンボルＣｋ＋１を、Ｃｋに基づき、選択することにより提供し、この場合ｋは偶数歴数であること、そして、７Ａ６）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対し、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディザーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、ｄｋ＝Ｃｋ−Ｐｋであり、この場合ｃｋは時間インターバルｋにおけるシーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは前記時間インターバルｋにおけるシーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであり、かつ７Ａ６ａ）前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおけるシンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、そして７Ａ６ｂ）前記Ｃｋの選択は前記シンボルｙｋの範囲に関して制約されないこと、である７Ａ６ａ〜７Ａ６ｂの内の１つに該当すること、である７Ａ１〜７Ａ６の内の少なくとも１つに該当すること、７Ｂ）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対し、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディザーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、ｄｋ＝Ｃｋ−Ｐｋであり、Ｃｋは時間インターバルｋにおける前記シーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは前記時間インターバルｋにおける前記シーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであること、そして７Ｃ）前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおける前記シンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、である７Ａ〜７Ｃの内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第６項に記載の方法。
８．インパルス応答ｈ（Ｄ）を有する離散時間チャネルによって送信するためにトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントの流れの入力シーケンスｕ（Ｄ）によって独自的に表されるデジタルデータシーケンスをプリコードするためにデジタル通信システムにおいて使用するためのデジタル信号プロセッサであって、前記デジタル信号プロセッサによって実行されるべきコンピュータプログラムを有するプログラム記憶媒体を具備し、前記プログラムは、ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）の形式を有するすべての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から前記信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）を選択するためのプリコードユニットであって、前記ｕ（Ｄ）は前記デジタルデータシーケンスを独自的に表すために選択され、かつ前記ｄ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝×（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表すもの、を具備する、デジタル通信システムにおいて使用するためのデジタル信号プロセッサ。
９．さらに、９Ａ）前記プリコードユニットは、９Ａ１）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、９Ａ２）前記マッピング手段に、スライス手段に、および、選択された場合には、ろ波手段に動作可能に結合され、前記ｕ（Ｄ）と少なくとも前記符号シーケンスｃ（Ｄ）とを組合せて組合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段、である９Ａ１〜９Ａ２を具備し、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）を前記トレリス符号Ｃから選択された信号ポイントの選択された符号シーケンスｃ（Ｄ）にスライスするために使用され、そして前記ろ波手段は前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために使用されること、９Ｂ）さらに、９Ｂ１）前記トレリス符号Ｃは１つの状態のみを有するトレリスダイヤグラムによって表すことができること、９Ｂ２）前記トレリス符号Ｃはブロック符号であること、９Ｂ３）前記ｕ（Ｄ）は区分Ａ／Ａ′に基づくｎ次元トレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであり、この場合ｎは選択された整数であり、かつ前記スライス手段はシンボルごとのベースでサブラティスＡ′からのシンボルのシーケンスを前記選択されたシーケンスｃ（Ｄ）として提供すること、９Ｂ４）前記トレリス符号Ｃは２次元ラティス区分Ａ／Ａ′に基づき、かつ前記シーケンスｃ（Ｄ）はゼロ遅延により前記Ｃから選択されかつシンボルからシンボルヘと従属し、そして９Ｂ４ａ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボルごとに前記トレリス符号Ｃの知られた状態に強制され、この場合Ｌはあらかじめ選択された整数であること、そして９Ｂ４ｂ）前記シーケンスｃ（Ｄ）の選択はＬシンボルごとに関して強制されないこと、である９Ｂ４ａ〜９Ｂ４ｂの内の１つに該当すること、９Ｂ５）前記Ｃは区分Ｚ４／ＲＤ４に基づく４次元トレリス符号であり、前記サブラティスはＲＤ４であり、かつ前記スライス手段はＲＤ４からの前記選択されたシーケンスｃ（Ｄ）を第１のシンボルインターバルにおいてＲＺ２からシンボルＣｋを選択することにより、第２のシンボルＣｋ＋１を２Ｚ２またそのコーセット２Ｚ２＋（１，０）から、Ｃｋに基づき、選択することにより提供し、ここでｋは偶数歴数であること、そして９Ｂ６）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各々の時間インターバルｋに対して、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディザーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、ｄｋ＝Ｃｋ−Ｐｋであり、この場合Ｃｋは時間インターバルｋにおける前記シーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは前記時間インターバルｋにおける前記シーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであり、かつ９Ｂ６ａ）前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおけるシンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、そして９Ｂ６ｂ）前記Ｃｋの選択は前記シンボルｙｋの範囲に関して制約されないこと、である９Ｂ６ａ〜９Ｂ６ｂの内の１つに該当すること、である９Ｂ１〜９Ｂ６の内の少なくとも１つに該当すること、９Ｃ）前記シーケンスｃ（Ｄ）は、各時間インターバルｋに対して、ディザーシーケンスｄ（Ｄ）のディザーシンボルｄｋのエネルギ｜ｄｋ｜２が最小化されるように選択され、ｄｋ＝ｃｋ−Ｐｋであり、この場合Ｃｋは時間インターバルｋにおける前記シーケンスｃ（Ｄ）からのシンボルでありかつＰｋは前記時間インターバルｋにおけるシーケンスｐ（Ｄ）からのシンボルであること、そして９Ｄ）前記Ｃｋの選択はさらにチャネル出力シーケンスｙ（Ｄ）の時間インターバルｋにおける前記シンボルｙｋの範囲を制限するための制約を含み、この場合ｙ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）ｈ（Ｄ）であること、である９Ａ〜９Ｄの内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第８項に記載のデジタル信号プロセッサ。
１０．トレリス符号Ｃを使用して理想的でない応答ｈ（Ｄ）によって特徴付けられるチャネルによって送信するために少なくともデジタルデータシーケンスを信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）にマッピングするためのデジタル通信システムにおいて、送信ユニットであって、１０Ａ）前記信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）をｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）の形式のすべての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から選択するためのプリコードユニットであって、この場合ｕ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表し、かつ前記ｄ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表し、それによってｃ（Ｄ）がｐ（Ｄ）のみに基づき選択されるもの、１０Ｂ）前記プリコード手段に動作可能に結合され、前記送信シーケンスｘ（Ｄ）の送信を可能にするためのチャネル手段、を備えた送信ユニット、そして受信ユニットであって、１０Ｃ）前記チャネル手段に動作可能に結合され、前記受信された送信シーケンスｒ（Ｄ）を受信しかつデコードして推定出力シーケンスｄｙ（Ｄ）を提供するためのデコード手段、そして１０Ｄ）前記デコード手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）＋ｄ（Ｄ）の形式のすべての可能な信号ポイントシーケンスの部分集合から選択された、送信信号ポイントシーケンスｘ（Ｄ）のだめのシーケンスｕ（Ｄ）のために推定シーケンス＾ｕ（Ｄ）を実質的に復元するための復元手段であって、前記ｕ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃの変換からの信号ポイントシーケンスでありかつ前記デジタルデータシーケンスを独自的に表し、かつ前記ｄ（Ｄ）は前記トレリス符号Ｃからの選択された非ゼロ符号シーケンスｃ（Ｄ）と実質的にｐ（Ｄ）＝ｘ（Ｄ）［ｈ（Ｄ）−１］の形式のポストカーソル符号間干渉（ＩＳＩ）シーケンスｐ（Ｄ）との間の非ゼロ差分を表し、それによって前記ｃ（Ｄ）はｐ（Ｄ）のみに基づき選択されるもの、を有する受信ユニット、の内の少なくとも１つを具備し、前記プリコードユニットは、１０Ｅ）前記デジタルデータシーケンスをトレリス符号Ｃの変換から選択された信号ポイントシーケンスｕ（Ｄ）にマッピングするためのマッピング手段、１０Ｆ）前記マッピング手段に、スライス手段に、および、選択された場合には、ろ波手段に動作可能に結合され、ｕ（Ｄ）および少なくとも前記符号シーケンスｃ（Ｄ）を組合せて組合せ出力シーケンスｓ（Ｄ）を提供するための第１の組合せ手段であって、前記スライス手段は前記ろ波手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルシーケンスｐ（Ｄ）を前記トレリス符号Ｃから選択された信号ポイントの選択された符号シーケンスｃ（Ｄ）にスライスするために使用され、そして前記ろ波手段は前記第１の組合せ手段に動作可能に結合され、かつ前記ポストカーソルＩＳＩシーケンスｐ（Ｄ）を抽出するために使用されるもの、を少なくとも具備し、前記ｕ（Ｄ）は区分Ａ／Ａ′に基づくｎ次元トレリス符号Ｃの変換からの任意の複素シーケンスであり、この場合ｎは選択された整数であり、かつ前記スライス手段は前記サプライデイスＡ′からのシンボルのシーケンスをシンボルごとのベースで前記選択されたシーケンスｃ（Ｄ）として提供し、そしてインタリービングが選択された場合には、１０Ｇ）前記プリコードユニットはさらにインタリーブされた符号化シーケンスｘ′（Ｄ）を前記チャネル手段に提供するためのインタリーブ手段を含み、かつさらに、１０Ｈ）ｒ（Ｄ）を受信するよう動作可能に結合され、デインタリーブされたｒ（Ｄ）のシーケンスを前記デコード手段に提供するための第１のデインタリープ手段、１０ｌ）前記デコード手段に動作可能に結合され、前記デコードされたシーケンスのインタリーブされた推定値＾ｙ′（Ｄ）を前記復元手段に提供するためのインタリーブ手段、を含み、そして１０Ｊ）前記復元手段はさらに第２のデインタリーブ手段を含む、デジタル通信システム。