JPH0641862B2 - 流量発信器 - Google Patents
流量発信器Info
- Publication number
- JPH0641862B2 JPH0641862B2 JP11330486A JP11330486A JPH0641862B2 JP H0641862 B2 JPH0641862 B2 JP H0641862B2 JP 11330486 A JP11330486 A JP 11330486A JP 11330486 A JP11330486 A JP 11330486A JP H0641862 B2 JPH0641862 B2 JP H0641862B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- signal
- circuit
- analog signal
- conversion circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、流量計回転子の回転を回転数に比例した周波
数の正弦波状アナログ信号として検出し、このアナログ
信号をディジタル信号に変換して出力する流量発信器に
関する。
数の正弦波状アナログ信号として検出し、このアナログ
信号をディジタル信号に変換して出力する流量発信器に
関する。
［従来の技術］ 容積流量計から流量パルスを高分解能で発信する方法と
して、光学方式が一般的である。例えば、特願昭５９−
１８００７３号公報に、光学的検出手段の例が開示され
ている。
して、光学方式が一般的である。例えば、特願昭５９−
１８００７３号公報に、光学的検出手段の例が開示され
ている。
この従来技術は、容積式流量計非円形回転子の端面に、
この端面とほぼ等しい面となるように薄板円環状のエン
コーダを埋没し、このエンコーダに穿孔されているスリ
ット部により生じる反射光の明暗パルスを光電変換して
電気パルスを発信している。非円形回転子が定流量で回
転するときの角速度は、楕円速度一定の不等速回転とな
る。また、等分割のエンコーダでは、重みの異なる流量
パルスとなる。そのため、エンコーダのスリットは、角
速度の逆関数となる幅または間隔で配列されている。従
って、回転速度の大きい長径部のスリット間隔に、等分
割されたスリット間隔よりも小さく、高分解流量パルス
を得るために正しく焦点の合った投光幅の光検出機構を
配設している。
この端面とほぼ等しい面となるように薄板円環状のエン
コーダを埋没し、このエンコーダに穿孔されているスリ
ット部により生じる反射光の明暗パルスを光電変換して
電気パルスを発信している。非円形回転子が定流量で回
転するときの角速度は、楕円速度一定の不等速回転とな
る。また、等分割のエンコーダでは、重みの異なる流量
パルスとなる。そのため、エンコーダのスリットは、角
速度の逆関数となる幅または間隔で配列されている。従
って、回転速度の大きい長径部のスリット間隔に、等分
割されたスリット間隔よりも小さく、高分解流量パルス
を得るために正しく焦点の合った投光幅の光検出機構を
配設している。
このように、高分解能発信器として、従来のものが光学
式を採用している理由は、上記したように、角速度の逆
関数となるような精密なエンコーダを使用するには、精
度上、光学式が最適であることによる。
式を採用している理由は、上記したように、角速度の逆
関数となるような精密なエンコーダを使用するには、精
度上、光学式が最適であることによる。
［発明が解決しようとする問題点］ 上に述べたように、高分解能の流用パルスを非円形回転
子を有する容積式流量計に求める場合、従来の光学式で
は、エンコーダ面に焦点を整合させることができる、複
雑かつ高価な投光機構を要すること、エンコーダを回転
子に固着する場合の位相を正しく合わせなければなら
ず、しかも、この作業は熟練を要すると共に、非能率的
であること、といった欠点がある。
子を有する容積式流量計に求める場合、従来の光学式で
は、エンコーダ面に焦点を整合させることができる、複
雑かつ高価な投光機構を要すること、エンコーダを回転
子に固着する場合の位相を正しく合わせなければなら
ず、しかも、この作業は熟練を要すると共に、非能率的
であること、といった欠点がある。
また、光学式の場合、非測定流体の透光性の問題があ
り、重油のような透光性の悪い流体の計測には不向きで
あるという欠点がある。
り、重油のような透光性の悪い流体の計測には不向きで
あるという欠点がある。
本発明は、このような問題点を解決すべくなされたもの
で、高精度の逆関数エンコーダ等を必要とせず、従っ
て、回転検出が光学式に限られず、安価であると共に、
熟練を要するような複雑な調整作業のない方式を採用で
きて、光学式に伴なう種々の問題点を解消した流量発信
器を提供する。
で、高精度の逆関数エンコーダ等を必要とせず、従っ
て、回転検出が光学式に限られず、安価であると共に、
熟練を要するような複雑な調整作業のない方式を採用で
きて、光学式に伴なう種々の問題点を解消した流量発信
器を提供する。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は、上記問題点を解決するため、流量計回転子の
回転数を、ディジタル信号に変換して出力する流量発信
器において、 流量計回転子の回転を、回転数に比例した周波数の正弦
波状アナログ信号として検出し、出力する回転検出器
と、 上記回転検出器から出力される正弦波状アナログ信号の
波形を、振幅がほぼ直線的に変化する波形に変換する波
形変換回路と、 上記正弦波状アナログ信号の周波数が、予め設定した周
波数に満たないとき、該アナログ信号を上記波形変換回
路に入力させずに後段の回路にバイパスするバイパス回
路と、 上記波形変換回路から出力され、または、該波形変換回
路に入力せずにバイパスされた信号を、その波高値が一
定となるように規格化する波高値規格化回路と、 上記規格化された信号を、複数レベルの基準値と比較
し、各基準値に一致する毎にパルス信号を形成するエン
コーダとを備えて構成することを特徴とする。
回転数を、ディジタル信号に変換して出力する流量発信
器において、 流量計回転子の回転を、回転数に比例した周波数の正弦
波状アナログ信号として検出し、出力する回転検出器
と、 上記回転検出器から出力される正弦波状アナログ信号の
波形を、振幅がほぼ直線的に変化する波形に変換する波
形変換回路と、 上記正弦波状アナログ信号の周波数が、予め設定した周
波数に満たないとき、該アナログ信号を上記波形変換回
路に入力させずに後段の回路にバイパスするバイパス回
路と、 上記波形変換回路から出力され、または、該波形変換回
路に入力せずにバイパスされた信号を、その波高値が一
定となるように規格化する波高値規格化回路と、 上記規格化された信号を、複数レベルの基準値と比較
し、各基準値に一致する毎にパルス信号を形成するエン
コーダとを備えて構成することを特徴とする。
上記波形変換回路における振幅がほぼ直線的に変化する
波形としては、例えば、鋸歯状波、三角波等がある。従
って、波形変換回路としては、正弦波状アナログ信号の
波形を鋸歯状波に変換する回路、上記正弦波状アナログ
信号の波形を三角波に変換する回路があり得る。
波形としては、例えば、鋸歯状波、三角波等がある。従
って、波形変換回路としては、正弦波状アナログ信号の
波形を鋸歯状波に変換する回路、上記正弦波状アナログ
信号の波形を三角波に変換する回路があり得る。
また、上記規格化回路としては、自動利得制御増幅器を
用いた回路等が可能である。
用いた回路等が可能である。
［作用］ 本発明は、上記問題点解決手段により、回転子の回転数
に比例した正弦波状のアナログ信号を発信し、この正弦
波状の信号を、信号周波数に比例した三角波、鋸歯状波
等の振幅がほぼ直線的に変化する波形の信号に波形変換
し、この信号の波高値に対応して定められた複数レベル
の基準電圧と比較し、一致したときパルス信号を発信さ
せる。振幅が直線的に変化するため、等間隔のパルス出
力が得られる。従って、回転子が面積速度一定の角速度
となることのため、角度の位置検出の場合に必要な逆関
数のスリット幅とした従来例の問題は、解決される。
に比例した正弦波状のアナログ信号を発信し、この正弦
波状の信号を、信号周波数に比例した三角波、鋸歯状波
等の振幅がほぼ直線的に変化する波形の信号に波形変換
し、この信号の波高値に対応して定められた複数レベル
の基準電圧と比較し、一致したときパルス信号を発信さ
せる。振幅が直線的に変化するため、等間隔のパルス出
力が得られる。従って、回転子が面積速度一定の角速度
となることのため、角度の位置検出の場合に必要な逆関
数のスリット幅とした従来例の問題は、解決される。
また上記した問題点解決手段において、振幅がほぼ直線
的に変化する波形の信号と基準値との比較は、所定周波
数以上の場合に適用し、これ以下の周波数では正弦波状
のままで基準値と比較してパルス信号を発信させる。こ
れにより、小流域での安定したパルスを得るようにして
いる。
的に変化する波形の信号と基準値との比較は、所定周波
数以上の場合に適用し、これ以下の周波数では正弦波状
のままで基準値と比較してパルス信号を発信させる。こ
れにより、小流域での安定したパルスを得るようにして
いる。
［実施例］ 本発明の実施例について、図面を参照して説明する。
〈実施例の構成〉 第１図に本発明流量発信器の一実施例の構成を示す。
第１図に示す流量発信器は、流量計回転子の回転を、回
転数に比例した周波数の正弦波状アナログ信号として検
出し、出力する回転検出器１０と、上記回転検出器１０
から出力される正弦波状アナログ信号の波形を、振幅が
ほぼ直線的に変化する波形に変換する波形変換回路２０
と、上記正弦波状アナログ信号の周波数が、予め設定し
た周波数に満たないとき、該アナログ信号を上記波形変
換回路２０に入力させずに後段の回路にバイパスするバ
イパス回路３０と、上記波形変換回路２０から出力さ
れ、または、該波形変換回路２０に入力せずにバイパス
された信号を、その波高値が一定となるように規格化す
る波高値規格化回路４０と、上記規格化された信号を、
複数レベルの基準値と比較し、各基準値に一致する毎に
パルス信号を形成するエンコーダ５０とを備えて構成さ
れる。
転数に比例した周波数の正弦波状アナログ信号として検
出し、出力する回転検出器１０と、上記回転検出器１０
から出力される正弦波状アナログ信号の波形を、振幅が
ほぼ直線的に変化する波形に変換する波形変換回路２０
と、上記正弦波状アナログ信号の周波数が、予め設定し
た周波数に満たないとき、該アナログ信号を上記波形変
換回路２０に入力させずに後段の回路にバイパスするバ
イパス回路３０と、上記波形変換回路２０から出力さ
れ、または、該波形変換回路２０に入力せずにバイパス
された信号を、その波高値が一定となるように規格化す
る波高値規格化回路４０と、上記規格化された信号を、
複数レベルの基準値と比較し、各基準値に一致する毎に
パルス信号を形成するエンコーダ５０とを備えて構成さ
れる。
上記回転検出器１０は、第２図(A),(B)に示すオーバル
流量計の回転子と対応するケース側とに設けられてい
る。これについて、これらの図に基づいてさらに詳細に
説明する。なお、第２図(A)は、オーバル流量計の回転
子端面における第２図(B)のＡ−Ａ断面図、第２図(B)
は、第２図(A)のＢ−Ｂ断面図である。
流量計の回転子と対応するケース側とに設けられてい
る。これについて、これらの図に基づいてさらに詳細に
説明する。なお、第２図(A)は、オーバル流量計の回転
子端面における第２図(B)のＡ−Ａ断面図、第２図(B)
は、第２図(A)のＢ−Ｂ断面図である。
これらの図において、流量計の外筐１内に、一対の非円
形歯車の回転子２が軸３を軸として回転自在に配設され
ており、少くとも一つの回転子端面に軸３と対称の位置
に発信要素としての磁石５が異なる極性で対をなして埋
設されている。回転子２は、Ｆ方向からの流体流入によ
りＲ方向に回転する。磁気抵抗素子７は、磁石５，５対
の中間位置、即ち、軸上の回転子２から僅かに距てた位
置に配設されている。具体的には、第２図(B)の上蓋６
の該当位置に穿穴された凹部８内に固着されている。
形歯車の回転子２が軸３を軸として回転自在に配設され
ており、少くとも一つの回転子端面に軸３と対称の位置
に発信要素としての磁石５が異なる極性で対をなして埋
設されている。回転子２は、Ｆ方向からの流体流入によ
りＲ方向に回転する。磁気抵抗素子７は、磁石５，５対
の中間位置、即ち、軸上の回転子２から僅かに距てた位
置に配設されている。具体的には、第２図(B)の上蓋６
の該当位置に穿穴された凹部８内に固着されている。
磁気抵抗素子７は、パーマロイ薄膜により、第３図に示
すようにＲ１（θ），Ｒ２（θ）からなる格子状に配置
され、共通端子Ｔ２，外部端子Ｔ１，Ｔ３を有し、格子
を通る磁束に比例して抵抗が変化する。従って、磁束に
直交した側の抵抗値変化は小さい。周知のように、磁気
抵抗素子７が外部磁界Ｈ中にあるとき、外部磁界の方向
が磁気抵抗素子を流れる電流に対して角度θ傾いている
と、共通端子Ｔ２の電圧変化は、端子Ｔ１，Ｔ３間に電
圧Ｖ０を印加すると、 となる。ここで、ΔＲは外部磁界が直角ＨＶ及び水平Ｈ
Ｈを加えた場合の最大抵抗値変化量である。第(1)式か
ら明らかなように、磁気抵抗素子７に回転磁界を印加し
たとき、端子Ｔ２には正弦波出力が得られる。
すようにＲ１（θ），Ｒ２（θ）からなる格子状に配置
され、共通端子Ｔ２，外部端子Ｔ１，Ｔ３を有し、格子
を通る磁束に比例して抵抗が変化する。従って、磁束に
直交した側の抵抗値変化は小さい。周知のように、磁気
抵抗素子７が外部磁界Ｈ中にあるとき、外部磁界の方向
が磁気抵抗素子を流れる電流に対して角度θ傾いている
と、共通端子Ｔ２の電圧変化は、端子Ｔ１，Ｔ３間に電
圧Ｖ０を印加すると、 となる。ここで、ΔＲは外部磁界が直角ＨＶ及び水平Ｈ
Ｈを加えた場合の最大抵抗値変化量である。第(1)式か
ら明らかなように、磁気抵抗素子７に回転磁界を印加し
たとき、端子Ｔ２には正弦波出力が得られる。
上記波形変換回路２０は、入力正弦波状入力信号波形
を、各半波毎に、ランプ波形のように時間と共にリニヤ
に電圧が変化する出力波形に変換する回路で、本実施例
では、鋸歯状波発生回路２１を有して構成される。
を、各半波毎に、ランプ波形のように時間と共にリニヤ
に電圧が変化する出力波形に変換する回路で、本実施例
では、鋸歯状波発生回路２１を有して構成される。
この鋸歯状波発生回路２１の前段には、増幅器１１を介
して入力する正弦波状入力から矩形波を形成するコンパ
レータ２２が配置してある。
して入力する正弦波状入力から矩形波を形成するコンパ
レータ２２が配置してある。
バイパス回路３０は、上記鋸歯状発生回路２１の出力を
後段の波高値規格化回路４０に接続するスイッチ３１
と、上記増幅器１１の出力を上記鋸歯状波発生回路２１
に入力させずにバイパスして後段の波高値規格化回路４
０に入力させるスイッチ３２と、これらのスイッチ３１
および３２を選択的にオンオフする制御回路とからな
る。
後段の波高値規格化回路４０に接続するスイッチ３１
と、上記増幅器１１の出力を上記鋸歯状波発生回路２１
に入力させずにバイパスして後段の波高値規格化回路４
０に入力させるスイッチ３２と、これらのスイッチ３１
および３２を選択的にオンオフする制御回路とからな
る。
この制御回路は、上記コンパレータ２２の矩形波の立上
がりでトリガされるモノマルチ３３、該モノマルチ３３
の出力パルスの立下がりでトリガされるモノマルチ３４
と、該モノマルチ３４の出力パルスでトリガされる再ト
リガタイマ３５と、該再トリガタイマ３５の出力および
上記モノマルチ３３の出力を入力とするアンドゲート３
７と、上記再トリガタイマ３５の出力を反転するインバ
ータ３６の出力および上記モノマルチ３３の出力を入力
とするアンドゲート３８と、上記アンドゲート３７の出
力によりセットされると共に上記アンドゲート３８の出
力によりリセットされるフリップフロップ３９とを備え
て構成される。
がりでトリガされるモノマルチ３３、該モノマルチ３３
の出力パルスの立下がりでトリガされるモノマルチ３４
と、該モノマルチ３４の出力パルスでトリガされる再ト
リガタイマ３５と、該再トリガタイマ３５の出力および
上記モノマルチ３３の出力を入力とするアンドゲート３
７と、上記再トリガタイマ３５の出力を反転するインバ
ータ３６の出力および上記モノマルチ３３の出力を入力
とするアンドゲート３８と、上記アンドゲート３７の出
力によりセットされると共に上記アンドゲート３８の出
力によりリセットされるフリップフロップ３９とを備え
て構成される。
上記波高値規格化回路４０は、利得を可変制御できるＡ
ＧＣ増幅器４１と、該ＡＧＣ増幅器４１の出力を全波整
流する全波整流回路５２と、該全波整流出力を抵抗Ｒ１
およびコンデンサＣ１にて積分する積分回路４３と、こ
の積分値を、抵抗Ｒ２および可変抵抗ＶＲにより定まる
基準値と比較して偏差信号を出力する比較増幅器４４
と、この偏差信号に応じて上記ＡＧＣ増幅器４１のバイ
アス電圧を増減して利得を制御する利得制御回路４５と
を備えて構成される。
ＧＣ増幅器４１と、該ＡＧＣ増幅器４１の出力を全波整
流する全波整流回路５２と、該全波整流出力を抵抗Ｒ１
およびコンデンサＣ１にて積分する積分回路４３と、こ
の積分値を、抵抗Ｒ２および可変抵抗ＶＲにより定まる
基準値と比較して偏差信号を出力する比較増幅器４４
と、この偏差信号に応じて上記ＡＧＣ増幅器４１のバイ
アス電圧を増減して利得を制御する利得制御回路４５と
を備えて構成される。
上記エンコーダ５０は、上記全波整流出力が各入力され
るｎ個のコンパレータ５１１〜５１ｎと、該コンパレー
タ５１１〜５１ｎの基準値を各々レベルを順次異ならし
めて設定する分圧抵抗５２と、上記コンパレータ５１１
〜５１ｎに対応して設けられ、各々対応する出力により
トリガされるモノマルチ５３１〜５３ｎと、これらのモ
ノマルチ５３１〜５３ｎの出力の論理和をとるオアゲー
ト５４とを備えて構成される。
るｎ個のコンパレータ５１１〜５１ｎと、該コンパレー
タ５１１〜５１ｎの基準値を各々レベルを順次異ならし
めて設定する分圧抵抗５２と、上記コンパレータ５１１
〜５１ｎに対応して設けられ、各々対応する出力により
トリガされるモノマルチ５３１〜５３ｎと、これらのモ
ノマルチ５３１〜５３ｎの出力の論理和をとるオアゲー
ト５４とを備えて構成される。
〈実施例の作用〉 上記のように構成される本実施例の作用について、上記
各図および第４図を参照して説明する。なお、第４図に
示す〜の波形は、第１図において同一符号で示す位
置の信号波形である。
各図および第４図を参照して説明する。なお、第４図に
示す〜の波形は、第１図において同一符号で示す位
置の信号波形である。
まず、磁気抵抗素子７を有する回転検出器１０の端子Ｔ
２から得られる上記(1)式に示す正弦波信号を、増幅器
１１で増幅して、第４図の正弦波状信号が得られる。
この正弦波信号からは、コンパレータ２２により矩形
波信号が得られる。この矩形波はモノマルチ３３
と、鋸歯状波発生回路２１とに入力され、これらは、矩
形波の立上りにより作動される。
２から得られる上記(1)式に示す正弦波信号を、増幅器
１１で増幅して、第４図の正弦波状信号が得られる。
この正弦波信号からは、コンパレータ２２により矩形
波信号が得られる。この矩形波はモノマルチ３３
と、鋸歯状波発生回路２１とに入力され、これらは、矩
形波の立上りにより作動される。
モノマルチ３３の出力は、アンドゲート３７，３８の一
方の入力へ印加される。また、モノマルチ３３の立下り
信号によりモノマルチ３４が作動し、この出力パルスに
より、時間幅が正弦波信号の低周波域、即ち、流量計の
下限流量域での周期Ｔに設定された再トリガマルチ３５
を作動させる。従って、再トリガマルチ３５の出力
は、周期がＴよりも短い流量域では高レベルが続くこと
となる。この間に、モノマルチ３３の入力パルスにより
フリップフロップ３９がセットされ、このセット出力に
よりスイッチ３１が閉じられる。
方の入力へ印加される。また、モノマルチ３３の立下り
信号によりモノマルチ３４が作動し、この出力パルスに
より、時間幅が正弦波信号の低周波域、即ち、流量計の
下限流量域での周期Ｔに設定された再トリガマルチ３５
を作動させる。従って、再トリガマルチ３５の出力
は、周期がＴよりも短い流量域では高レベルが続くこと
となる。この間に、モノマルチ３３の入力パルスにより
フリップフロップ３９がセットされ、このセット出力に
よりスイッチ３１が閉じられる。
これにより鋸歯状波発生回路２１から、鋸歯状波パルス
がＡＧＣ増幅器４１に入力される。鋸歯状発生回路２１
では、コンパレータ２２で得られた矩形波信号の立上
りで図示しない積分回路をセットさせ、立下りによりリ
セットすることにより、鋸歯状波が得られる。その波高
値は、周波数の高い程小さい値となるため、これを次段
の波高値規格化回路４０で一定波高値とする。
がＡＧＣ増幅器４１に入力される。鋸歯状発生回路２１
では、コンパレータ２２で得られた矩形波信号の立上
りで図示しない積分回路をセットさせ、立下りによりリ
セットすることにより、鋸歯状波が得られる。その波高
値は、周波数の高い程小さい値となるため、これを次段
の波高値規格化回路４０で一定波高値とする。
波高値規格化回路４０では、ＡＧＣ増幅器４１にて増幅
され、全波整流回路４２で整流された鋸歯状波パルス
を、積分回路４３にて積分し、その積分値を、比較増幅
器４４にて、可変抵抗ＶＲにより設定される基準値と比
較して、偏差を求め、この偏差を０とするように利得制
御回路４５によりＡＧＣ増幅器４１の利得を増減させ
る。
され、全波整流回路４２で整流された鋸歯状波パルス
を、積分回路４３にて積分し、その積分値を、比較増幅
器４４にて、可変抵抗ＶＲにより設定される基準値と比
較して、偏差を求め、この偏差を０とするように利得制
御回路４５によりＡＧＣ増幅器４１の利得を増減させ
る。
このようにして得られた鋸歯状波パルスは、第４図に
示すように、一定の波高値に整えられる。
示すように、一定の波高値に整えられる。
一方、正弦波信号が周期Ｔを越えるときは、再トリガマ
ルチ３５の出力は低レベルとなる。これがインバータ３
６により高レベルに反転され、アンドゲート３８を介し
てフリップフロップ回路３９をリセットすることによ
り、スイッチ３１が開き、スイッチ３２が閉じられる。
その結果、ＡＧＣ増幅器４１へは、正弦波信号が入力さ
れる。正弦波信号は、全波整流されて、上記鋸歯状波パ
ルスと同様に一定波高値に制御される。
ルチ３５の出力は低レベルとなる。これがインバータ３
６により高レベルに反転され、アンドゲート３８を介し
てフリップフロップ回路３９をリセットすることによ
り、スイッチ３１が開き、スイッチ３２が閉じられる。
その結果、ＡＧＣ増幅器４１へは、正弦波信号が入力さ
れる。正弦波信号は、全波整流されて、上記鋸歯状波パ
ルスと同様に一定波高値に制御される。
全波整流された正弦波信号並びに鋸歯状波信号は、基準
電圧＋Ｂ０より抵抗Ｒ０１，Ｒ０２…Ｒ０ｎ−１，Ｒ
０ｎからなる分圧抵抗５２に印加されて得られる基準電
圧とコンパレータ５１１，５１２，…，５１ｎにより比
較される。一致出力は、モノマルチ５３１〜５３ｎから
オアゲート５４を介して端子５５より、第４図のパル
スとして出力される。
電圧＋Ｂ０より抵抗Ｒ０１，Ｒ０２…Ｒ０ｎ−１，Ｒ
０ｎからなる分圧抵抗５２に印加されて得られる基準電
圧とコンパレータ５１１，５１２，…，５１ｎにより比
較される。一致出力は、モノマルチ５３１〜５３ｎから
オアゲート５４を介して端子５５より、第４図のパル
スとして出力される。
ここで、Ｒ０１＝Ｒ０２＝…＝Ｒ０ｎ−１＝Ｒ０Ｎとす
ることにより、パルス域では等間隔のパルス出力が得ら
れる。正弦波出力域は、周期Ｔよりも長い周期であり、
半サイクルの期間では積分出力が飽和することによる問
題点を除くために設けられたもので、等間隔の出力は得
られないが、正確なパルス数が得られるので、流量精度
の低い低流量域では等間隔出力が問題にならず、安定し
た流量計測が得られる特徴がある。
ることにより、パルス域では等間隔のパルス出力が得ら
れる。正弦波出力域は、周期Ｔよりも長い周期であり、
半サイクルの期間では積分出力が飽和することによる問
題点を除くために設けられたもので、等間隔の出力は得
られないが、正確なパルス数が得られるので、流量精度
の低い低流量域では等間隔出力が問題にならず、安定し
た流量計測が得られる特徴がある。
〈実施例の変形〉 上記実施例では、正弦波状アナログ信号の波形を、鋸歯
状波に変換する波形変換回路を備えた例を示したが、三
角波に変換する波形変換回路を備える構成としてもよ
い。三角波を得るにはコンパレータ２２の出力の立上
りで積分し、立下りで逆積分する構成とすればよい。
状波に変換する波形変換回路を備えた例を示したが、三
角波に変換する波形変換回路を備える構成としてもよ
い。三角波を得るにはコンパレータ２２の出力の立上
りで積分し、立下りで逆積分する構成とすればよい。
また、上記実施例では、回転検出器のセンサとして磁気
抵抗素子を用いたが、これに限定されるものでないこと
は勿論である。
抵抗素子を用いたが、これに限定されるものでないこと
は勿論である。
［発明の効果］ 本発明は上に述べたように、流量計回転子の回転情報を
非接触の電磁手段によりアナログ信号として検出して、
これを認意数のデジタルな等間隔出力として得られ、し
かも、不安定な低流量域では単に正確な流量パルス数を
得るようにしたもので、従来例のような単なる位置検出
手段によるエンコーダに要求される回転子に対する位置
決め精度、逆関数スリットの精度等の問題、並びに、光
学的検出における焦点合せ等の問題点が取除かれ、安価
で確実な流量発信器が得られる。
非接触の電磁手段によりアナログ信号として検出して、
これを認意数のデジタルな等間隔出力として得られ、し
かも、不安定な低流量域では単に正確な流量パルス数を
得るようにしたもので、従来例のような単なる位置検出
手段によるエンコーダに要求される回転子に対する位置
決め精度、逆関数スリットの精度等の問題、並びに、光
学的検出における焦点合せ等の問題点が取除かれ、安価
で確実な流量発信器が得られる。
第１図は本発明流量発信器の一実施例を示す回路図、第
２図(A),(B)は各々オーバル流量計の回転子端面におけ
るＡ−Ａ断面図およびＢ−Ｂ断面図、第３図は上記実施
例において回転検出器に用いられる磁気抵抗素子の概要
を示す説明図、第４図は上記実施例の作用を示す波形図
である。 ７……磁気抵抗素子、１０……回転検出器 １１……増幅器、２０……波形変換回路 ２１……鋸歯状波発生回路、２２……コンパレータ ３０……バイパス回路、３１，３２……スイッチ ３３，３４……モノマルチ、３５……再トリガタイマ ３６……インバータ、３７，３８……アンドゲート ３９……フリップフロップ ４０……波高値規格化回路 ４１……ＡＧＣ増幅器、４２……全波整流器 ４３……積分回路、４４……比較増幅器 ４５……利得制御回路、５０……エンコーダ ５１１〜５１ｎ……コンパレータ ５２……分圧抵抗 ５３１〜５３ｎ……モノマルチ ５４……オアゲート
２図(A),(B)は各々オーバル流量計の回転子端面におけ
るＡ−Ａ断面図およびＢ−Ｂ断面図、第３図は上記実施
例において回転検出器に用いられる磁気抵抗素子の概要
を示す説明図、第４図は上記実施例の作用を示す波形図
である。 ７……磁気抵抗素子、１０……回転検出器 １１……増幅器、２０……波形変換回路 ２１……鋸歯状波発生回路、２２……コンパレータ ３０……バイパス回路、３１，３２……スイッチ ３３，３４……モノマルチ、３５……再トリガタイマ ３６……インバータ、３７，３８……アンドゲート ３９……フリップフロップ ４０……波高値規格化回路 ４１……ＡＧＣ増幅器、４２……全波整流器 ４３……積分回路、４４……比較増幅器 ４５……利得制御回路、５０……エンコーダ ５１１〜５１ｎ……コンパレータ ５２……分圧抵抗 ５３１〜５３ｎ……モノマルチ ５４……オアゲート
Claims (4)
- 【請求項１】流量計回転子の回転数を、ディジタル信号
に変換して出力する流量発信器において、 流量計回転子の回転を、回転数に比例した周波数の正弦
波状アナログ信号として検出し、出力する回転検出器
と、 上記回転検出器から出力される正弦波状アナログ信号の
波形を、振幅がほぼ直線的に変化する波形に変換する波
形変換回路と、 上記正弦波状アナログ信号の周波数が、予め設定した周
波数に満たないとき、該アナログ信号を上記波形変換回
路に入力させずに後段の回路にバイパスするバイパス回
路と、 上記波形変換回路から出力され、または、該波形変換回
路に入力せずにバイパスされた信号を、その波高値が一
定となるように規格化する波高値規格化回路と、 上記規格化された信号を、複数レベルの基準値と比較
し、各基準値に一致する毎にパルス信号を形成するエン
コーダとを備えて構成することを特徴とする流量発信
器。 - 【請求項２】上記正弦波状アナログ信号の波形を鋸歯状
波に変換する波形変換回路を備えた特許請求の範囲第１
項記載の流量発信器。 - 【請求項３】上記正弦波状アナログ信号の波形を三角波
に変換する波形変換回路を備えた特許請求の範囲第１項
記載の流量発信器。 - 【請求項４】上記規格化回路として、自動利得制御増幅
器を用いた特許請求の範囲第１項、第２項または第３項
記載の流量発信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11330486A JPH0641862B2 (ja) | 1986-05-16 | 1986-05-16 | 流量発信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11330486A JPH0641862B2 (ja) | 1986-05-16 | 1986-05-16 | 流量発信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62269014A JPS62269014A (ja) | 1987-11-21 |
| JPH0641862B2 true JPH0641862B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=14608833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11330486A Expired - Lifetime JPH0641862B2 (ja) | 1986-05-16 | 1986-05-16 | 流量発信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0641862B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7523660B2 (en) | 2005-06-08 | 2009-04-28 | Ecolab Inc. | Oval gear meter |
| HUE027538T2 (en) * | 2006-03-11 | 2016-10-28 | Kracht Gmbh | Volumetric measuring device with sensor element |
| US10126152B1 (en) | 2017-07-25 | 2018-11-13 | Ecolab Usa Inc. | Fluid flow meter with linearization |
| US10260923B2 (en) * | 2017-07-25 | 2019-04-16 | Ecolab Usa Inc. | Fluid flow meter with normalized output |
-
1986
- 1986-05-16 JP JP11330486A patent/JPH0641862B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62269014A (ja) | 1987-11-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5260650A (en) | Method and apparatus for detecting low rotational speeds using a resolver | |
| US4429267A (en) | Digital positioning systems having high accuracy | |
| US8466672B2 (en) | Method of processing encoder signals | |
| US4839834A (en) | Speed detecting apparatus | |
| US6914543B2 (en) | Method for initializing position with an encoder | |
| JPS6023728Y2 (ja) | デジタルパルス発生システム | |
| JPH07191805A (ja) | ロータリエンコーダおよびこれを用いた入力装置 | |
| JP2572026B2 (ja) | 速度信号発生装置 | |
| EP0718599B2 (en) | Incremental encoder | |
| JPS63302303A (ja) | 角位置測定方法及び装置 | |
| US3990062A (en) | Resolver to digital converter | |
| JPH0641862B2 (ja) | 流量発信器 | |
| CN101907633B (zh) | 一种高分辨率转速测量装置 | |
| US4758769A (en) | Apparatus for sensing direction of rotation | |
| EP0882943A1 (en) | "Device for determining a momentary angular position" | |
| JP2009288241A6 (ja) | 第１の事象と第２の事象との間の時間差を求める方法 | |
| JP2009288241A (ja) | 第１の事象と第２の事象との間の時間差を求める方法 | |
| JPH0528494Y2 (ja) | ||
| CN207166315U (zh) | 绝对角度位置传感器及其检测系统 | |
| KR100487839B1 (ko) | 디지털 아날로그 혼합형 위치검출기법 | |
| JPH0215889B2 (ja) | ||
| SU838564A1 (ru) | Датчик угловой скорости | |
| CN107453555A (zh) | 绝对角度位置传感器及其检测系统 | |
| JPS62190418A (ja) | 流量発信器 | |
| GB2334636A (en) | Dynamic range control for a threshold detector |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |