JP2572026B2 - 速度信号発生装置 - Google Patents

速度信号発生装置

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JP2572026B2
JP2572026B2 JP59268724A JP26872484A JP2572026B2 JP 2572026 B2 JP2572026 B2 JP 2572026B2 JP 59268724 A JP59268724 A JP 59268724A JP 26872484 A JP26872484 A JP 26872484A JP 2572026 B2 JP2572026 B2 JP 2572026B2
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    • G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、運動部の速度、特に回転部の回転スピー
ド、に比例する電気的な速度信号を発生する回路装置で
あって、運動部の位置、特に回転角度、の関数として周
期的に変化し得る２つの連続する入力信号を有し、該２
つの入力信号は相互にほぼ90°だけ位相がずれており両
者は平均として同じ周波数、一定の振幅比および正弦波
又は正弦波状の特性を有し、一方の入力信号の周期の期
間の単純又は整数倍が運動部が所定の距離を走行する時
間、特に回転部が完全な１回転をする時間、に等しくな
っているもの、に関する。
〔従来の技術および発明が解決しようとする問題点〕
回転部の回転スピードを検出するディジタル式インク
リメント形同期発生装置により発生される連続的な入力
信号を処理する回路装置はすでに開示されている（西独
公開公報第3,107,938号）。これらの同期発生装置は、
回転部又はその回転軸に結合されたパルスディスクを有
しており、該ディスクには、２つのデテクタにより走査
される、等距離の角度間隔にあるマークが設けられてい
る。特に光学的又は磁気的に動作するこれらの同期発生
装置の測定信号は、回転部の回転角度に応じて周期的に
変化し、その値は、パルスディスク上の、１つのマーク
又は隣接する２つのマークの中心がデテクタの前面に正
確に配置されているところの離散的な角度位置に対応す
る２つの極端な値の間にある。このプロセスの間、正弦
波又は正弦波状のアナログ信号が発生される。
回転スピードのディジタル的検出のための在来の回路
装置は、測定信号の瞬時的な振幅が所定の基準値である
とき、特に振幅が零電圧値を通過したとき、計数用パル
スを出力し、またパルスカウンタにより所定の測定周期
内に出力された計数パルスを計数するのに、適してい
る。所定の測定時間において計数したパルス数が回転ス
ピードに比例する。しかしながら、この回転スピードの
測定は定速回転では不正確となる。すなわち、所定の測
定時間内ではほんの少しの計数パルスしか得られず、さ
もなければ測定時間を相当延長した場合には制御装置又
は調整装置において一般に受け入れ難い程長い測定時間
が必要となる。ディジタル式回転スピード検出装置を改
良するため、特に低回転速度において、他の特別な修正
量が、従来知られた回路装置において測定信号から導び
き出され、計数パルスの数から得られた値を向上させる
ものとして用いられている。
上述のディジタル式回転スピード検出装置とは別に、
タコジェネレータによって回転スピードをアナログ的に
検出することが長い間知られているが、一般に回転スピ
ードに概略的に比例するのみで、脈動および干渉の影響
を受ける測定信号が提供されるにすぎない。
本発明は、原理的には、任意の運動（移動）を検出す
るのに適した、すなわち、センサ又は検出装置が前述の
位相ずれのある入力信号を提供する限り回転、直線又は
これらを組合せた運動の検出に適した、前述の「産業上
の利用分野」において最初に述べた回路装置を基準とす
るものである。例えば、直線スピードを検出するための
インクリメンタル形式の発生器の原理に基づいて機能す
る直線スケールが知られている。
本発明は、スピードおよび運動方向に比例するアナロ
グ電圧であって、従来タコジェネレータによって発生さ
れたアナログ電圧のように、制御又は調整装置に実際の
スピードとして印加することができるアナログ電圧を、
タコジェネレータに先行して発生させるという意図に基
づいている。この電圧は入力信号の正弦波形の質と著し
く隔っており、それにより正弦波形とは異なる任意のも
のであって台形および三角形信号をも含む周期的な信号
が問題なく処理できる。さらに入力信号の処理は、外部
の干渉とは独立していなければならない。本発明による
回路装置は、非常に低スピード又は非常に低回転スピー
ドにおいても利用可能な信号を提供し、例えばサーボ制
御ループにおいて零に近いスピード又は回転スピードに
おいてさえも正しく作動する。
〔問題点を解決するための手段および作用〕
本発明によれば、運動部の速度に比例する電気的な速
度信号を発生する回路装置であって、運動部の位置の関
係として周期的に変化し得る２つの連続する入力信号を
有し、該２つの入力信号は相互にほぼ90°だけ位相がず
れており両者は平均として同じ周波数、一定の振幅比お
よび正弦波又は正弦波状の特性を有し、一方の入力信号
の周期の期間の単純又は整数倍が運動部が所定の距離を
走行する時間に等しくなっているものである、速度信号
発生回路装置が、前記２つの入力信号を反転するための
反転回路、曲線切換スイッチであって、入力信号および
反転入力信号用の入力を有し、また該入力信号および該
反転入力信号のそれぞれの入力に所定のシーケンスで接
続される第１および第２の出力を有し、これらの信号の
相対的な位相関係は維持されており、周期的に反復する
信号区分の一方の信号例が前記第１の出力に表われると
ともに周期的に反復する信号区分の他方の信号列が前記
第２の出力に表われ、これらの信号区分は第２の信号区
分により電気的に第１の信号区分を割算するために適切
な値の範囲にあるもの、割算回路であって、前記曲線切
換スイッチの出力に接続され、第１の出力から出力され
る信号区分を第２の出力から出力される信号区分によっ
て割算するのに適し、また運動部の経路座標の正接関数
又は正接に類似の関数に関わり時間に依存して変化する
有限の区分に対応する商信号列を形成するのに適したも
の、正接／逆正接変換回路であって、前記割算回路の後
段に接続され、前記商信号を、商信号の逆正接関数又は
逆正接に類似の関数に対応し、前記信号区分によって規
定された連続する間隔内の時間の関数として経路の座標
の変化を表わす経路信号列に変換するもので、かつ、抵
抗器−ダイオード回路を具備するもの、微分回路であっ
て、前記変換回路の後段に接続され、経路信号によって
表わされる経路座標を微分し、ステップ位置によりイン
タラプトされる電圧区分列が形成され、該電圧区分の電
圧が運動部の速度に比例しているもの、および、ステッ
プ位置を抹消し運動部の速度に比例するアナログ電圧を
提供する回路であって、前記微分回路の出力に接続され
該出力を処理するもの、を具備する、速度信号発生回路
装置が提供される。
原理的に本発明に係る概念は、位相が90°だけずらさ
れた電圧の形態を有し従来知られた方法により発生され
る２つの周期的な入力信号の相互によって先ず割算し、
次いで、得られた正接関数を、適切な逆正接関数を適用
することにより経路に比例した電圧信号に変換し、最後
に微分によってスピードに比例する電圧を得ることであ
る。このため入力信号および中間信号の不規則および歪
が、平均化により著しく減少され、そのため得られるア
ナログ出力信号の質は、サーボに適した良好なタコジェ
ネレータにより提供される信号の質に匹敵し、特に低回
転速度においてはこの信号をしのぐものであり、それと
同時に在来のタコジェネレータにおける全ての問題およ
び特に炭素ブラシおよび慣性によって生ずる問題が解消
される。さらに、位相がずれた２つの入力信号の源は特
別なものではなく、それらの信号は、光学式、磁気式、
線形又は回転式の装置として作動する任意の構造又は形
式のジェネレータ又はトランスミッタによって発生され
得る。
本発明に基づく回路装置の適切な展開は、特許請求の
範囲の従属請求項の記載事項から得られる。
〔実施例〕
添付図面を用いて回転移動の検出に関係する代表的実
施例に関して、本発明を詳細に述べる。
第１図は本発明に基づく回路装置のブロック図、第２
図は入力信号及び反転入力信号の時間変化を示す図、第
３図〜第５図は上記入力信号から導出されるスイッチン
グパルス波形図、第６図は上記入力信号からさらに導出
されるブランク（抹消）パルス波形図、第７図及び第８
図は曲線切換スイッチの、上記入力信号に類似する曲線
部から導出される出力信号の波形図、第９図は割算回路
の、回転角度についての正接関数に類似する部分から成
る出力信号の波形図、第10図は正接／逆正接変換器の、
類似部分から成る角度比例出力信号の波形図、第11図は
第10図に図示の信号を微分することによって発生される
微分回路の出力信号の波形図、第12図は結果としての、
回転スピードに比例するアナログ出力電圧を示す図、第
13図は切換スイッチ２のブロック図、第14図は正接／逆
正接変換器７のブロック図、第15図は微分信号のステッ
プ位置を抹消する回路９のブロック図、である。
第１図に図示の回路装置によって処理される入力信号
Ｖ及びＷが第２図に図解されており、この実施例におい
て90°だけ位相がずらされた正弦波状の電圧Ｕである。
これらの周期的な電圧は、２つのデテクタを有する従来
知られている同期式発生器、例えば光学式エンコーダと
呼ばれているもの、により発生される。これら２つの入
力信号は、Ｖ＝U0sinα及びＷ＝U0cosαとして従来知ら
れている形式で表わすことができる。但し、U0は電圧Ｕ
の振幅であり、α＝ωｔであって、ωは周期的入力信号
の角周波数であり、ｔは時間である。入力信号を提供す
る同期式発生器は、回転部又は回転軸が１回転分だけ全
回転する時間τが入力信号の周期Ｔの期間について整数
倍、つまりτ＝Ｎ・Ｔ、但しＮは整数である、に等しい
ように構成されている。従って、回転部の回転角φと角
度αとの間にはα＝Ｎ・φなる関係が成立し、入力関数
としての角周波数ωは回転部の角速度のＮ倍に等しい。
第１図に図示の回路装置は下記の構成要素を有する： ２つの入力信号Ｖ及びＷを受け入れる反転回路１、 ４入力を２つの出力端子3,4に出力する電子式曲線切
換スイッチ２、 該回路装置内において曲線切換スイッチ２の後段に設
けられた割算回路５、 正接／逆正接変換器７、 微分回路８、 微分動作の期間に発生するステップ位置を抹消（ブラ
ンクアウト）し、回転部の回転スピードに比例するアナ
ログ電圧を出力信号として提供する回路９、 曲線切換スイッチ２の入力に至る４ラインのうちの３
ラインに接続され、スイッチングパルスA,B,C（第３図
〜第５図）によって曲線切換スイッチ２を制御する、制
御ロジック回路10、及び、 該制御ロジック回路10によって制御され抹消パルスＤ
（第６図）によって回路９を制御するパルス発生器11。
２つの入力信号Ｖ及びＷは、一方において曲線切換ス
イッチ２の２つの入力に直接印加され、また他方におい
て曲線切換スイッチ２の他方の２つの入力に反転回路１
の各個の反転部を介して印加されている。反転回路１に
おいて、入力信号Ｖ及びＷは、相対位相関係を維持しつ
つ、第２図に図示する反転入力信号及びに変換され
る。このように、曲線切換スイッチ２は、各々位相が90
°ずれており、区分ごとに切換られて２つの出力部3,4
に出力される４入力信号V,W,，を受け入れ、それに
よりこれら２つの出力部に各々が類似する信号区分X1及
びX2からなる２つの信号列が現われる（第７図及び第８
図）。これらの信号区分X1及びX2は類似する曲線部から
成り、該曲線部は、４入力信号V,W,，に係わる時系
列として連続し、信号区分X1が信号区分X2によって適切
な方法で連続して電子的に割算され得るようなやり方で
選択される。すなわち、零遷移が除数すなわち分母に表
われず、また信号区分X2において、正接関数tanαを表
わす得られた商の信号は非常に大きくはならず、それに
より容易に処理可能である。従って好適には、各々90°
にわたって延びている信号区分X1及びX2は、正接関数に
よって得られる変化が常にほぼ−45°〜＋45°の角度範
囲内にあるように選択される（第９図）。
第13図は曲線切換スイッチ２の基本構成を示す図であ
って、この実施例においては、該切換スイッチ２は、２
つの直列に接続されたアナログスイッチ12及び13から成
り、該アナログスイッチの各個は制御ロジック回路10に
より制御される４個の電子式スイッチ要素を有してい
る。これらのアナログスイッチ12及び13は、例えばTL
191（商品型式）記号で知られているテキサス・インス
ツルメント社の製品、又はHI 201（商品型式）の記号
で知られているハリス・セミコンダクタ社の製品で実現
され得る。制御ロジック回路10は、２個の良く知られて
いる比較器20,21及び該比較器の出力に接続されている
排他的論理和ゲート22によって動作する。比較器20,21
の回路は、それがシュミットトリガ様に動作するように
配設されている。この実施例においては、比較器20は、
２つの入力信号Ｖ及びＷの振幅の瞬間値を比較し、入力
関数Ｖの瞬間的な振幅が入力関数Ｗの瞬間振幅より大き
い期間について、スイッチングパルスＡ（第３図）とし
て作動する電圧パルスを出力する。これらスイッチング
パルスＡは、スイッチングパルスＡが存在する場合第12
図に図示の位置にあるように、またスイッチングパルス
Ａが存在しない場合、第12図に図示の位置とは別の位置
になるように、アナログスイッチ12のスイッチング要素
K1及びK2を制御する。比較器21は、入力信号Ｖの瞬時的
な振幅値と反転入力信号の瞬時的な振幅値とを比較
し、入力信号Ｖの瞬時振幅値が反転入力信号の瞬時振
幅値より大きい期間についてスイッチングパルスＢを出
力する（第４図）。これらのスイッチングパルスＢは、
スイッチングパルスＢが存在するときは第12図に図示の
位置に、スイッチングパルスＢが存在しない場合は第12
図に図示の位置と異なる位置になるように、アナログス
イッチ12のスイッチング要素K3及びK4を制御する。
アナログスイッチ13の４個のスイッチング要素は、排
他的論理和ゲート22において発生されるスイッチングパ
ルスＣにより制御される（第５図）。該スイッチングパ
ルスＣは、スイッチングパルスＡ又はスイッチングパル
スＢのいずれかが存在する場合のみ発生され、それ故ス
イッチングパルスＡ又はＢの時間間隔の半分の期間を有
する。アナログスイッチ13の４個のスイッチング要素
は、スイッチングパルスＣが存在する場合第13図に図示
の位置に制御され、スイッチングパルスＣが存在しない
場合は第13図に図示の位置とは異なる位置に制御され
る。従ってスイッチングパルスの始めと終りは、比較さ
れる２つのそれぞれの入力信号の交差点と仮想的に一致
する。
第13図の実施例において、基準としてシンボリック的
に図示されているスイッチング要素の図解の位置を用い
ると、反転入力信号は出力４に切換られ、反転入力信
号は出力３に切換られるが、第２図〜第４図に図示の
信号に基づいて、スイッチングパルスＡ及びスイッチン
グパルスＢの存在及びスイッチングパルスＣの不存在に
対応しており、第２図に図解の波形において、α＝45°
〜α＝135°の角度範囲内で行なわれる。続いてスイッ
チングパルスＡ及びＣが存在しスイッチングパルスＢが
不存在である限り、反転入力信号が出力３に切換られ
入力信号Ｗが出力４に切換えられるが、これはα＝135
°〜α＝225°の角度の範囲で行なわれる。
スイッチングパルスＡ及びＣが終了した直後で次に続
くスイッチングパルスＢが存在していない場合、α＝22
5°〜α＝315°の角度範囲で、入力信号Ｖが出力４に切
換えられ、入力信号Ｗが出力３に切換えられる。
これに続いてスイッチングパルスＢ及びＣが始まり、
入力信号Ｖが出力３に、反転入力が出力４に切換えら
れるが、これは、次のスイッチング入力Ａがまだ存在し
ない間、すなわち、α＝315°〜α＝45°の角度範囲で
行なわれる。以下同様である。
このように、第７図及び第８図に図示の、類似する信
号区分X1およびX2からなる信号列は、曲線切換スイッチ
２の出力３および４において発生され、割算回路５の２
つの入力に印加される。この知られた割算回路５、例え
ばAD 533（型式番号）の記号で知られるアナログデバ
イス社（英国）の部品において、信号区分X1が信号区分
X2によって割算され、商信号列Ｙを形成する（第９
図）。この割算回路５は両者が負、又は一方が正で他方
が負である入力電圧についてのみ処理するから、この実
施例では負の電圧を持った信号区分X2が発生される。商
信号Ｙは、反転された形態の正接関数tanαに対応する
電圧信号を表わす。信号区分X1およびX2の選択について
述べたが、これらはいずれかの場合においても−45°〜
＋45°の角度範囲内における反転正接関数の変化であ
り、商信号Ｙの振幅が適切な一定の因子により乗算され
得る。
商信号Ｙは、この実施例においては逆に接続されてい
る正接／逆正接変換器７において、経路信号列Ｚに変換
される。すなわちこの実施例においては、該経路信号Ｚ
は、アナログ信号であって、該アナログ信号は連続する
角度範囲、α＝−45°〜＋45°,45°〜135°,135°〜22
5°、以下同様、において角度に比例する電圧であり、
本質的に鋸歯状曲線を形成する。正接関数tanαに対し
て逆正接関数、すなわち正接の逆関数を適用することに
より、正接関数の非直線特性が実際に直線化され、電圧
信号が角度αすなわち回転部の回転角度φに比例して得
られる。該信号は、一定回転スピードに対し線形的に変
化し、該信号の傾きは、回転部の角速度に直接比例す
る。第14図は変換器７の基本的な接続状態を図示する
が、該変換器は、既知の部品、例えば在来の演算増幅器
14、例えばLM 348（型式番号）の記号で知られるテキ
サス・インスツルメント社の部品と、抵抗器−ダイオー
ド回路15とで構成されている。
経路信号列Ｚは、従来知られている形式の回路である
微分回路８において時間ｔについて微分される。経路信
号Ｚがそれぞれ、回転部の角度位置すなわち角度αにつ
いての時間変化を表わすから、微分結果ｄα/dt＝ω
は、電圧区分Usの形態における回転部の（第11図）、角
周波数すなわち該角周波数に比例する角速度を表わす。
それは微分されているものとしての鋸歯状曲線であるか
ら、電圧区分Usは、干渉効果を有しそれ故抹消せねばな
らない短期間の飛越又は回復（short−duration jumps
or returns）によりインタラプトされる。これは、この
実施例においてはその基本的布線が第15図に図示される
いわゆるサンプル・ホールド増幅器であってまた同時に
該有効な信号を増幅する回路９により行なわれる。この
モジュール９にはアナログスイッチ16が設けられ、該ア
ナログスイッチの出力は抵抗器17を介して在来形式の演
算増幅器19の非反転入力に接続されている。さらに蓄積
キャパシタ18が、抵抗器17を演算増幅器19に接続するラ
インに接続されている。従来知られているアナログスイ
ッチ16としては、例えばTL 191（型式番号）の記号で知
られているテキサス・インスツルメント社のモジュール
で実現することができる。演算増幅器19としては、例え
ばテキサス・インスツルメント社の部品LM 348で実現す
ることができる。
アナログスイッチ16は、電圧信号Usを伝達するライン
に置かれ、パルス発生器11（第１図）によって抹消パル
スＤ（第６図）がそこに印加される。これらの抹消パル
スＤはパルス発生器11において短時間の間発生される
が、該パルス発生器はスイッチングパルスＣによって制
御ロジック回路10で制御されるのであり、スイッチング
パルスＣが始まるとき又は終るときは何時でも、すなわ
ち正確にはステップ位置の生ずる45°,135°,225°及び
以下同様の角度において、行なわれる。一定幅で、微分
回路８の出力信号におけるステップによりいく分長いこ
れらの抹消パルスＤは、アナログスイッチ16を開とし、
蓄積キャパシタ18を断状態にする。該キャパシタは電圧
区分Usが存在するとき充電され、その電圧は抹消パルス
の期間ほぼ一定のまま残る。このようにスイッチ位置は
それぞれ演算増幅器19又は回路９の出力において抹消さ
れ、回転部の角速度又はその回転スピードに比例するア
ナログ電圧Ｕが発生され（第12図）、実際の回転スピー
ド値として制御装置又は調整装置に入力され得る。特に
この電圧Ｕは、在来の回転スピード測定装置において、
タコジェネレータにより発生された電圧を、タコジェネ
レータの助けをかりて受け入れる４象限レギュレータ
（４−quadrant regulator）の回転（tacho）入力に印
加され得る。
一般に、実際の位置すなわちそれぞれの角度位置、及
び、実際の回転スピード、の両者が、回転調整装置、特
に位置決め装置におけるサーボモータ、のために必要と
される。これら２つの変数を検出するため、今まで角度
ピックアップ及びタコジェネレータが必要とされてい
た。若しエンコーダが前述の２つの入力信号Ｖ及びＷを
発生させる角度ピックアップとして用いられるならば、
本発明は、エンコーダによって測定された信号から実際
の回転スピードおよび実際の位置の両者を導出するため
に前述の回路装置を用いる有利な可能性を示すものであ
り、それにより在来のタコジェネレータが削除可能とな
る。第１図において、実際の位置を検出するのに用いる
入力23は、入力信号ＶおよびＷに係る入力ラインに接続
されることを示している。
当然、本発明に基づく回路装置は、得られた電圧Ｕの
符号によって表わされる回転方向の検出にも用いること
ができる。第２図に図示の例示は、入力信号Ｗが入力信
号Ｖより90°だけ進んでいる回転方向を基準としてい
る。若し回転部が反対方向に回転している場合には、発
生される入力信号Ｖは前とは逆に他方の入力信号Ｗより
進み、信号区分X1について負の傾斜の信号区分を生じさ
せ、それ故正の正接関数を生じさせ、負の傾斜を持つ信
号区分Ｚにより出力電圧Ｕが負であるという結果とな
る。
上述の代表的な実施例においては、入力信号Ｖおよび
Ｗは理想的な正弦波状であると仮定している。しかしな
がら、当該回路装置は、正弦波形から多少逸脱した曲線
波形についても処理可能である。変形曲線波形としては
一方においてほぼ台形状測定信号波形であり、他方にお
いてほぼ三角形状測定信号波形である。これらの信号に
ついて本質的に、零クロスおよび平均について最終値の
位置が正弦波の位置に対応していることのみ、必要とさ
れる。入力信号ＶおよびＷの位相変位も正確である必要
はないが、ほぼ90°であればよい。回転スピード又はス
ピードに比例する利用可能な電圧Ｕを得るために、入力
信号ＶおよびＷが満たすべき条件も、また下記に表わす
ことができる。すなわち、若し入力信号ＶおよびＷがオ
シロスコープ上にリサージュ図として重畳されている場
合、曲線はそれ自身が閉じ、均一であるように形成され
ていなければならない、すなわちストレス位置がない状
態でなければならない。この閉じた曲線は理想的な正弦
波を持つ入力信号によって生ずる円から多少逸脱するこ
とが可能であり、特に位相差90°から逸脱する場合長円
となる。
正弦波形（すなわち正確な円リサージュ図形）からの
全ての考え得る変形および偏りは、前述の入力信号の処
理において平均化される。そして発生する出力信号は、
その平均値が入力信号の１周期にわたって回転スピード
を正確に表わす電圧Ｕである。但し、それは、理想的な
正弦波形からの入力信号の変化に依存して多少のリップ
ルを示すことがあり、理想的な場合においてのみ全くリ
ップルがない。
このことは、デテクタのエージングの結果として、又
は角度ピックアップのマークにおける不正確に依存し
て、温度効果および他の干渉する影響に依存して、入力
信号ＶおよびＷの特性において生じ得る不規則性が、回
転スピードの方向の精度に仮想的な効果をもたらさない
ということである。このことは、伝送が評価に有意義な
期間に生ずる減衰および干渉を受けることなく、長距離
にわたる問題を生ずることもなく、入力信号ＶおよびＷ
を伝送可能にする、ということである。
本発明による回転装置は、非常に低回転のスピードに
おいてさえも利用可能な出力信号を提供する。それ故、
例えば、実際に零回転スピードを含むサーボ制御ループ
内に用いることができる。
本発明は、前述の回路装置の構成に制限されず、種類
の他の変形形態を採ることが可能である。特に、一般に
全てに知られている２象限（クオドラント）割算器を、
例えば割算回路５として用いることができる。ステップ
位置を抹消する回路９は、また、ステップ位置が発生す
る前に該回路が他の電圧信号に切換えるように設計する
ことも可能であり、該他の電圧信号は電圧区分Usから形
成され、第１の電圧信号Usのように発生されているが該
電圧信号Usに対して電気的に45°位相をずらされている
ものである。このため要素１〜８を有する第２の回路が
設けられ、本質的に前述の回路装置の如く正確に構成さ
れるが、曲線切換スイッチに印加される４入力が第１の
回路の曲線切換スイッチに印加される信号に対してそれ
ぞれ電気的に45°位相がずれている。この位相ずれは２
入力信号ＶおよびＷを一旦加え、一旦減算することによ
り電気的に行なわれるのであり、すなわち従来知られて
いる電子回路により容易に行なわれる和、 として形成される。これらの和および差の信号は、前述
の構成要素１〜８を具備する回路装置内において入力信
号ＶおよびＷのように処理されるが、該回路において前
述の回路９を交換した回路は第１および第２の回路装置
の２つの微分回路の出力を交互に切換える。
〔発明の効果〕
以上に述べたように、本発明による回路装置は、非常
に低スピード又は非常に低回転スピードにおいても利用
可能な信号を提供し、例えばサーボ制御ループにおいて
零に近いスピード又は回転スピードにおいてさえも正し
く作動する。
また本発明は、位相が90°だけずらされた電圧の形態
を有し従来知られた方法により発生される２つの周期的
な入力信号の相互によって先ず割算し、次いで、得られ
た正接関数を、適切な逆正接関数を適用することにより
経路に比例した電圧信号に変換し、最後にスピードに比
例する電圧を微分によって得る。このため、入力信号お
よび中間信号の不規則および歪が、平均化により著しく
減少され、そのため得られるアナログ出力信号の質は、
サーボに適した良好なタコジェネレータにより提供され
る信号の質に匹敵する。特に低回転速度においてこの信
号をしのぐものである。それと同時に在来のタコジェネ
レータにおける全ての問題および特に炭素ブラシおよび
慣性によって生ずる問題が解消される。さらに位相がず
れた２つの入力信号の源は特別なものではなく、それら
の信号は、光学式、磁気式、線形又は回転式の装置とし
て作動する任意の構造又は形式のジェネレータ又はトラ
ンスミッタによって発生されるものでよい。これらの信
号について本質的に、零クロスおよび平均について最終
値の位置が正弦波の位置に対応していることのみ、必要
とされるにすぎない。
本発明に基づく回路装置は、得られた電圧の符号によ
って表わされる回転方向の検出にも用いることができ
る。
一般に、実際の位置すなわちそれぞれの角度位置、及
び、実際の回転スピード、の両者が、回転調整装置、特
に位置決め装置におけるサーボモータ、のために必要と
され、これら２つの変数を検出するため、今までは角度
ピックアップ及びタコジェネレータが必要とされていた
が、若しエンコーダが前述の２つの入力信号Ｖ及びＷを
発生させる角度ピックアップとして用いられるならば、
本発明は、エンコーダによって測定された信号から実際
の回転スピードおよび実際の位置の両者を導出するため
に前述の回路装置を用いる有利な可能性を示すものであ
り、それにより在来のタコジェネレータが削除可能とな
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に基づく回路装置のブロック図、 第２図は入力信号及び反転入力信号の時間変化を示す
図、 第３図〜第５図は上記入力信号から導出されるスイッチ
ングパルス波形図、 第６図は上記入力信号からさらに導出される抹消パルス
波形図、 第７図及び第８図は曲線切換スイッチの、上記入力信号
に類似する曲線部から導出される出力信号の波形図、 第９図は割算回路の、回転角度についての正接関数に類
似する部分から成る出力信号の波形図、 第10図は正接／逆正接変換器の、類似部分から成る角度
比例出力信号の波形図、 第11図は第10図に図示の信号を微分することによって発
生される微分回路の出力信号の波形図、 第12図は結果としての、回転スピードに比例するアナロ
グ出力電圧を示す図、 第13図は切換スイッチ２のブロック図、 第14図は正接／逆正接変換器７のブロック図、 第15図は微分信号のステップ位置を抹消する回路９のブ
ロック図、である。 〔符号の説明〕 １…反転回路、２…切換スイッチ、５…割算回路、７…
正接／逆正接変換器、８…微分回路、９…回転スピード
信号出力回路、10…制御ロジック回路、11…パルス発生
器。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−144680（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−126815（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−96213（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−158561（ＪＰ，Ａ) 米国特許3882402（ＵＳ，Ａ)

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】運動部の速度に比例する電気的な速度信号
    を発生する回路装置であって、運動部の位置の関数とし
    て周期的に変化し得る２つの連続する入力信号（W,V）
    を有し、該２つの入力信号は相互にほぼ90°だけ位相が
    ずれており両者は平均として同じ周波数、一定の振幅比
    および正弦波又は正弦波状の特性を有し、一方の入力信
    号の周期（Ｔ）の期間の単純又は整数倍（Ｎ）が運動部
    が所定の距離を走行する時間に等しくなっているもので
    ある、速度信号発生回路装置が、 前記２つの入力信号（W,V）を反転するための反転回路
    （１）、 曲線切換スイッチ（２）であって、入力信号（W,V）お
    よび反転入力信号（，）用の入力を有し、また該入
    力信号および該反転入力信号のそれぞれの入力に所定の
    シーケンスで接続される第１および第２の出力（3,4）
    を有し、これらの信号の相対的な位相関係は維持されて
    おり、周期的に反復する信号区分の一方（X1）の信号例
    が前記第１の出力（３）に表われるとともに周期的に反
    復する信号区分の他方（X2）の信号列が前記第２の出力
    （４）に表われ、これらの信号区分は第２の信号区分
    （X2）により電気的に第１の信号区分（X1）を割算する
    ために適切な値の範囲にあるもの、 割算回路（５）であって、前記曲線切換スイッチ（２）
    の出力（3,4）に接続され、第１の出力（３）から出力
    される信号区分（X1）を第２の出力（４）から出力され
    る信号区分（X2）によって割算するのに適し、また運動
    部の経路座標の正接関数又は正接に類似の関数に係わり
    時間に依存して変化する有限の区分に対応する商信号列
    （Ｙ）を形成するのに適したもの、 正接／逆正接変換回路（７）であって、前記割算回路
    （５）の後段に接続され、前記商信号（Ｙ）を、商信号
    （Ｙ）の逆正接関数又は逆正接に類似の関数に対応し、
    前記信号区分（X1,X2）によって規定された連続する間
    隔内の時間（ｔ）の関数として経路の座標の変化を表わ
    す経路信号列（Ｚ）に変換するもので、かつ、抵抗器−
    ダイオード回路（15）を具備するもの、 微分回路（８）であって、前記変換回路（７）の後段に
    接続され、経路信号（Ｚ）によって表わされる経路座標
    を微分し、ステップ位置によりインタラプトされる電圧
    区分列（Us）が形成され、該電圧区分の電圧が運動部の
    速度に比例しているもの、および、 ステップ位置を抹消し運動部の速度に比例するアナログ
    電圧（Ｕ）を提供する回路（9,11）であって、前記微分
    回路（８）の出力に接続され該出力を処理するもの、 を具備する、速度信号発生回路装置。
  2. 【請求項２】前記曲線切換スイッチ（２）は、発生され
    た正接関数の変化が常にほぼ−45°〜＋45°の角度範囲
    にあるように制御され得る、特許請求の範囲第１項記載
    の回路装置。
  3. 【請求項３】前記曲線切換スイッチ（２）は、２つの入
    力信号（V,W:，）であって各々約90°だけ位相がず
    れているもの、を比較し、一方の入力信号が他方の入力
    信号より大きい時間の間切換パルス（A;B）を出力する
    比較器（20,21）を具備する制御ロジック回路（10）に
    より切換えられ得る、特許請求の範囲第２項に記載の回
    路装置。
  4. 【請求項４】前記ステップ位置を抹消する回路（9,11）
    は、 パルス発生器（11）であって、ステップ位置の期間より
    少し大きい抹消パルス（Ｄ）を、ステップ位置のレート
    で発生させるのに適しているもの、および、 サンプル・ホールド増幅器（９）であって、前記パルス
    発生器（11）により制御されるアナログスイッチ（16）
    と、抵抗器（17）を介して該アナログスイッチに続けら
    れている演算増幅器（19）と、および、該演算増幅器の
    入力に設けられ、ステップ位置を抹消するための抹消パ
    ルス（Ｄ）が存在する場合前記アナログスイッチ（16）
    により前記微分回路（８）の出力信号から切離され得る
    蓄積キャパシタ（18）と、を有するもの、 を具備する、特許請求の範囲第３項に記載の回路装置。
  5. 【請求項５】前記パルス発生器（11）は、前記抹消パル
    ス（Ｄ）が前記切換パルス（A;B）の始めおよび終りに
    おいて発生され得るように、前記制御ロジック回路（1
    0）により制御され得る、特許請求の範囲第４項に記載
    の回路装置。
  6. 【請求項６】前記ステップ位置を抹消する回路は、前記
    微分回路（８）の出力信号に対して少なくとも約45°だ
    け位相がずれている他の出力信号を、該回路がステップ
    位置のないこれら２つの出力信号の区分を交互に切換え
    るようにして処理するのに適したものである、特許請求
    の範囲第１項に記載の回路装置。
  7. 【請求項７】前記曲線切換スイッチ（２）は、発生され
    た正接関数の変化が常にほぼ−45°〜＋45°の角度範囲
    にあるように制御され得る、特許請求の範囲第６項に記
    載の回路装置。
  8. 【請求項８】前記曲線切換スイッチ（２）は、２つの入
    力信号（V,W;，）であって各々約90°だけ位相がず
    れているもの、を比較し、一方の入力信号が他方の入力
    信号より大きい時間の間切換パルス（A;B）を出力する
    比較器（20,21）を具備する制御ロジック回路（10）に
    より切換えられ得る、特許請求の範囲第７項に記載の回
    路装置。
  9. 【請求項９】前記ステップ位置を抹消する回路（9,11）
    は、 パルス発生器（11）であって、ステップ位置の期間より
    少し大きい抹消パルス（Ｄ）を、ステップ位置のレート
    で発生させるのに適しているもの、および、 サンプル・ホールド増幅器（９）であって、前記パルス
    発生器（11）により制御されるアナログスイッチ（16）
    と、抵抗器（17）を介して該アナログスイッチに続けら
    れている演算増幅器（19）と、および、該演算増幅器の
    入力に設けられ、ステップ位置を抹消するための抹消パ
    ルス（Ｄ）が存在する場合前記アナログスイッチ（16）
    により前記微分回路（８）の出力信号から切離され得る
    蓄積キャパシタ（18）と、を有するもの、 を具備する、特許請求の範囲第８項に記載の回路装置。
  10. 【請求項１０】前記パルス発生器（11）は、前記抹消パ
    ルス（Ｄ）が前記切換パルス（A;B）の始めおよび終り
    において発生され得るように、前記制御ロジック回路
    （10）により制御され得る、特許請求の範囲第９項に記
    載の回路装置。
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