JPH0638102B2 - 超電導電流検出回路 - Google Patents
超電導電流検出回路Info
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- JPH0638102B2 JPH0638102B2 JP60241468A JP24146885A JPH0638102B2 JP H0638102 B2 JPH0638102 B2 JP H0638102B2 JP 60241468 A JP60241468 A JP 60241468A JP 24146885 A JP24146885 A JP 24146885A JP H0638102 B2 JPH0638102 B2 JP H0638102B2
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- circuit
- current
- signal
- magnetic flux
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- Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はジョセフソンデバイスを用いた電流検出回路に
関する。
関する。
ジョセフソンデバイスを用いた磁束計は当技術分野では
公知であり、ＳＱＵＩＤ磁束計に代表される。従来のＳ
ＱＵＩＤ磁束計は外界からの熱雑音や信号の増幅に使う
前置増幅器の雑音によりＳＱＵＩＤが本来持つ感度を十
分に活用できなかった。このＳＱＵＩＤ磁束計の欠点を
補い、更に高感度の磁束計を実現するために、直流磁束
パラメトロン（ＤＣ Ｆlux Ｐarametron；以下ＤＣＦ
Ｐと呼ぶ）回路を使う方法が提案されている（特願昭６
０−１２２５２６）。ＤＣＦＰ回路は磁束に鋭敏で、高
い回路利得を持っているため、磁束の検出回路として優
れた特性を持つ事ができる。この特許願に記載されてい
る例では、磁束を測定するのに用いる電流検出回路にＤ
ＣＦＰ回路の出力信号を加減算する演算操作を必要とし
た。この演算は励振電流の駆動周期を短く出来ないこと
や、演算時間に多くの時間を費やすこと、更に高速の励
振周波数に演算が追従出来ないことなどの理由により、
一般に長い時間が必要であり、このため上述のＤＣＦＰ
回路を使った磁束計は測定周波数範囲を広げることが出
来ず、高速の信号に追従できなかった。
公知であり、ＳＱＵＩＤ磁束計に代表される。従来のＳ
ＱＵＩＤ磁束計は外界からの熱雑音や信号の増幅に使う
前置増幅器の雑音によりＳＱＵＩＤが本来持つ感度を十
分に活用できなかった。このＳＱＵＩＤ磁束計の欠点を
補い、更に高感度の磁束計を実現するために、直流磁束
パラメトロン（ＤＣ Ｆlux Ｐarametron；以下ＤＣＦ
Ｐと呼ぶ）回路を使う方法が提案されている（特願昭６
０−１２２５２６）。ＤＣＦＰ回路は磁束に鋭敏で、高
い回路利得を持っているため、磁束の検出回路として優
れた特性を持つ事ができる。この特許願に記載されてい
る例では、磁束を測定するのに用いる電流検出回路にＤ
ＣＦＰ回路の出力信号を加減算する演算操作を必要とし
た。この演算は励振電流の駆動周期を短く出来ないこと
や、演算時間に多くの時間を費やすこと、更に高速の励
振周波数に演算が追従出来ないことなどの理由により、
一般に長い時間が必要であり、このため上述のＤＣＦＰ
回路を使った磁束計は測定周波数範囲を広げることが出
来ず、高速の信号に追従できなかった。
また、上記特許出願に記されている従来技術では、フィ
ードバックループと毎回動作させるため出力が不安定に
なる欠点があった。また帰還ループ動作は時間がかかる
ため高速応答の磁束計を構成することは難しい欠点があ
った。
ードバックループと毎回動作させるため出力が不安定に
なる欠点があった。また帰還ループ動作は時間がかかる
ため高速応答の磁束計を構成することは難しい欠点があ
った。
本発明の目的は測定周波数範囲の広いＤＣＦＰ回路を使
った超電導電流検出回路を提供し、ひいては高感度で高
速の信号に追従できる超電導電流検出回路を提供するこ
とにある。本発明の第２の目的はＤＣＦＰ回路を用い、
外界の雑音に強い安定で高感度、高速応答の超電導検出
回路を提供することにある。
った超電導電流検出回路を提供し、ひいては高感度で高
速の信号に追従できる超電導電流検出回路を提供するこ
とにある。本発明の第２の目的はＤＣＦＰ回路を用い、
外界の雑音に強い安定で高感度、高速応答の超電導検出
回路を提供することにある。
この目的を達成するために本願第１の発明ではＤＣＦＰ
回路の出力信号を励振電流を参照入力にしてロックイン
増幅器で増幅し、励振電流と同じ周波数成分抽出し、こ
の成分が零になる様にフィードバックをかける方式の電
流比較回路を採用する。また本願第２の発明ではＤＣＦ
Ｐ回路の出力信号を励振周期の２以上の整数倍の周期で
平均化することにより該参照信号を制御した。
回路の出力信号を励振電流を参照入力にしてロックイン
増幅器で増幅し、励振電流と同じ周波数成分抽出し、こ
の成分が零になる様にフィードバックをかける方式の電
流比較回路を採用する。また本願第２の発明ではＤＣＦ
Ｐ回路の出力信号を励振周期の２以上の整数倍の周期で
平均化することにより該参照信号を制御した。
以下、本発明を実施例を用いて詳細に説明する。
第２図はＤＣＦＰ回路の構成を示している。ＤＣＦＰ回
路はジョセフソン接合１０１，１０２と励振インダクタ
１０３，１０４からなる超電導ループと該超電導ループ
に接続された負荷インダクタ１０８より構成されてい
る。該超電導ループは励振電流源１１０より励振線１０
５を介して流れる励振電流により励振される。該超電導
ループには入力線１０６を介して入力電流Ｉｓが、また
参照線１０７入を介して参照電流Ｉｒが入力される。入
力電流Ｉｓは検出すべき磁束に依存した値の電流で、ピ
ックアップコイル（図示せず）より供給される。本発明
による電流検出回路の機能は、入力電流Ｉｓと参照電流
Ｉｒを比較し、これらが一致する様に入力電流Ｉｓに対
して参照電流Ｉｒを変化させることである。この機能が
あれば入力電流Ｉｓは参照電流Ｉｒをモニタすれば観測
できることは明らか。第３図はＤＣＦＰ回路の動作状態
を示す図である。ＤＣＦＰ回路は第３図（ａ）に示す周
波数ｆｏの正の単極性（ユニポーラ）パルス電流が励振
される。このとき、入力電流Ｉｓが参照電流Ｉｒより大
の場合出力電流ＩＬは第３図（ｂ）に示すように励振電
流に同期した正のパルス列となる。逆に入力電流Ｉｓが
参照電流Ｉｒより小の場合出力電流ＩＬは第３図（ｄ）
に示すように励振電流に同期した負のパルス列となる。
また入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一致した場合はＤＣ
ＦＰ回路の動作原理から出力電流ＩＬは正負何れの極性
にも同じ確率で現れる、第３図（ｃ）に示すような波形
になる。第３図（ｂ）〜（ｄ）に示される出力電流ＩＬ
の周波数分析を行い、励振周波数ｆｏのスペクトラム出
力に着目すれば、（ｂ）（ｄ）何れの場合も（ｃ）に比
べ値は大きい。この励振周波数ｆｏのスペクトラム値を
使って入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一致したか否かを
判定できる。また出力電流ＩＬを、励振電流に同期した
信号ｆref（周波数はｆｏに等しい）を参照信号にして
ロックイン増幅器２０１で増幅し、励振周波数ｆｏの成
分を抽出すれば第４図に示す特性を得る。即ち参照電流
Ｉｒが信号電流Ｉｓよりも小さければロックイン増幅器
２０１の出力は正であり、参照電流Ｉｒが信号電流Ｉｓ
よりも大きければロックイン増幅器２０１の出力は負で
あり、参照電流Ｉｒが信号電流Ｉｓに一致すればロック
イン増幅器２０１の出力は零となる。ここでロックイン
増幅器２０１の出力信号の極性はインバータ回路を使っ
て簡単に反転出来る事は明らかであり、本実施例ではロ
ックイン増幅器の出力信号は入力信号の極性と反転した
ものであるとする。従ってロックイン増幅器の出力に比
例する電流をＤＣＦＰ回路の該参照電流とすれば、Ｉｓ
とＩｒが等しくなる様に収束する帰還回路系を構成でき
る。この第４図に示す特性を使って高性能の電流比較回
路を構成することが出来る。なお、ロックイン増幅器２
０１の参照信号ｆrefの周波数は励振周波数ｆｏの倍で
あってもよい。
路はジョセフソン接合１０１，１０２と励振インダクタ
１０３，１０４からなる超電導ループと該超電導ループ
に接続された負荷インダクタ１０８より構成されてい
る。該超電導ループは励振電流源１１０より励振線１０
５を介して流れる励振電流により励振される。該超電導
ループには入力線１０６を介して入力電流Ｉｓが、また
参照線１０７入を介して参照電流Ｉｒが入力される。入
力電流Ｉｓは検出すべき磁束に依存した値の電流で、ピ
ックアップコイル（図示せず）より供給される。本発明
による電流検出回路の機能は、入力電流Ｉｓと参照電流
Ｉｒを比較し、これらが一致する様に入力電流Ｉｓに対
して参照電流Ｉｒを変化させることである。この機能が
あれば入力電流Ｉｓは参照電流Ｉｒをモニタすれば観測
できることは明らか。第３図はＤＣＦＰ回路の動作状態
を示す図である。ＤＣＦＰ回路は第３図（ａ）に示す周
波数ｆｏの正の単極性（ユニポーラ）パルス電流が励振
される。このとき、入力電流Ｉｓが参照電流Ｉｒより大
の場合出力電流ＩＬは第３図（ｂ）に示すように励振電
流に同期した正のパルス列となる。逆に入力電流Ｉｓが
参照電流Ｉｒより小の場合出力電流ＩＬは第３図（ｄ）
に示すように励振電流に同期した負のパルス列となる。
また入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一致した場合はＤＣ
ＦＰ回路の動作原理から出力電流ＩＬは正負何れの極性
にも同じ確率で現れる、第３図（ｃ）に示すような波形
になる。第３図（ｂ）〜（ｄ）に示される出力電流ＩＬ
の周波数分析を行い、励振周波数ｆｏのスペクトラム出
力に着目すれば、（ｂ）（ｄ）何れの場合も（ｃ）に比
べ値は大きい。この励振周波数ｆｏのスペクトラム値を
使って入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一致したか否かを
判定できる。また出力電流ＩＬを、励振電流に同期した
信号ｆref（周波数はｆｏに等しい）を参照信号にして
ロックイン増幅器２０１で増幅し、励振周波数ｆｏの成
分を抽出すれば第４図に示す特性を得る。即ち参照電流
Ｉｒが信号電流Ｉｓよりも小さければロックイン増幅器
２０１の出力は正であり、参照電流Ｉｒが信号電流Ｉｓ
よりも大きければロックイン増幅器２０１の出力は負で
あり、参照電流Ｉｒが信号電流Ｉｓに一致すればロック
イン増幅器２０１の出力は零となる。ここでロックイン
増幅器２０１の出力信号の極性はインバータ回路を使っ
て簡単に反転出来る事は明らかであり、本実施例ではロ
ックイン増幅器の出力信号は入力信号の極性と反転した
ものであるとする。従ってロックイン増幅器の出力に比
例する電流をＤＣＦＰ回路の該参照電流とすれば、Ｉｓ
とＩｒが等しくなる様に収束する帰還回路系を構成でき
る。この第４図に示す特性を使って高性能の電流比較回
路を構成することが出来る。なお、ロックイン増幅器２
０１の参照信号ｆrefの周波数は励振周波数ｆｏの倍で
あってもよい。
第１図は本願の第１の発明の実施例である。第１図に示
す実施例は、第２図に示すＤＣＦＰ回路の負荷インダク
タ１０８にトランス結合したインダクタ１２０を介して
ＤＣＦＰ回路の出力電流ＩＬに相当する出力信号を取り
だし、この出力信号を前置増幅器２００で増幅し、さら
にロックイン増幅器２０１で励振周波数ｆｏ成分を抽出
し、該出力信号の励振周波数ｆｏ成分を積分器２０２で
積分し、積分器２０２の出力を抵抗１０９を介して電流
に変換し、参照電流Ｉｒとして該ＤＣＦＰ回路に帰還す
る構成である。ここで抵抗１０９の全部またはその一部
を室温からの熱雑音を阻止するために極低温（液体ヘリ
ウム中）に置くことが極ましい。この第１図に示す回路
構成では、第４図より入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一
致する様に帰還がかかっており、入力電流Ｉｓの変化に
追従して参照電流Ｉｒが変化する。従って入力電流Ｉｓ
の値は参照電流Ｉｒに一致し、この値は積分器２０２の
出力電圧をモニタすればよい。第５図は第１図に示す実
施例の変形で、第１図による回路構成の帰還ループのロ
ックイン増幅器２０１と積分器２０２の中間に差動増幅
器２０３を挿入し、差動増幅器の一方の入力線２０４の
入力信号に収束する様にしたものである。この構成では
第４図に示す特性の収束する点を変化させることができ
る。従って、この構成では測定条件に依存する好適な収
束点を選択するのに役立つ。第５図の回路構成で、差動
増幅器２０３の入力線２０４の入力信号を零にすれば、
第１図に示す実施例と全く同じ動作を行うことは明ら
か。
す実施例は、第２図に示すＤＣＦＰ回路の負荷インダク
タ１０８にトランス結合したインダクタ１２０を介して
ＤＣＦＰ回路の出力電流ＩＬに相当する出力信号を取り
だし、この出力信号を前置増幅器２００で増幅し、さら
にロックイン増幅器２０１で励振周波数ｆｏ成分を抽出
し、該出力信号の励振周波数ｆｏ成分を積分器２０２で
積分し、積分器２０２の出力を抵抗１０９を介して電流
に変換し、参照電流Ｉｒとして該ＤＣＦＰ回路に帰還す
る構成である。ここで抵抗１０９の全部またはその一部
を室温からの熱雑音を阻止するために極低温（液体ヘリ
ウム中）に置くことが極ましい。この第１図に示す回路
構成では、第４図より入力電流Ｉｓと参照電流Ｉｒが一
致する様に帰還がかかっており、入力電流Ｉｓの変化に
追従して参照電流Ｉｒが変化する。従って入力電流Ｉｓ
の値は参照電流Ｉｒに一致し、この値は積分器２０２の
出力電圧をモニタすればよい。第５図は第１図に示す実
施例の変形で、第１図による回路構成の帰還ループのロ
ックイン増幅器２０１と積分器２０２の中間に差動増幅
器２０３を挿入し、差動増幅器の一方の入力線２０４の
入力信号に収束する様にしたものである。この構成では
第４図に示す特性の収束する点を変化させることができ
る。従って、この構成では測定条件に依存する好適な収
束点を選択するのに役立つ。第５図の回路構成で、差動
増幅器２０３の入力線２０４の入力信号を零にすれば、
第１図に示す実施例と全く同じ動作を行うことは明ら
か。
第６図は本出願の第１の発明の他の実施例である。第６
図の実施例ではＤＣＦＰ回路の出力電流をジョセフソン
接合１，２とインダクタ３，４、および第１，第２の制
御線３０１，３０２を含む磁束結合形素子３００で感知
する。第６図に示す実施例では、第２図に示すＤＣＦＰ
回路の負荷インダクタ１０８は磁束結合形素子３００の
第１の制御線３０１のインダクタに対応し、ＤＣＦＰ回
路の出力電流ＩＬに対応する出力信号は該制御線３０１
を介して該磁束結合形素子３００で観測する構成であ
る。該磁束結合形素子３００には電流源３０７よりバイ
アス電流Ｉｇが供給される。また該磁束結合形素子３０
０の第２の制御線３０２には電流源３０３から抵抗３０
４を介して電流Ｉｐが供給され、電流Ｉｐに比例した電
圧が抵抗３０４を介してサンプルホールド回路３０６の
データ入力信号として使われる。該磁束結合形素子３０
０の出力信号電圧Ｖｇは増幅器３０５で増幅されサンプ
ルホールド回路のトリガ信号として使われる。サンプル
ホールド回路の出力は第４図の実施例と同様にロックイ
ン増幅器２０１，積分器２０２，抵抗１０９を介してＤ
ＣＦＰ回路に帰還される。第７図に磁束結合形素子３０
０の動作原理を示す。磁束結合形素子３００は第７図に
示す閾値特性を持つ。制御電流は第１，第２の制御線３
０１，３０２に流れる電流の和でＩＬ＋Ｉｐになる。磁
束結合形素子３００のバイアス電流Ｉｇを固定すると、
該磁束結合形素子３００が超電導状態から電圧状態にス
イッチするのに必要な制御電流ＩＬ＋Ｉｐは一意に決
る。従って、ＤＣＦＰ回路の出力電流ＩＬは電流Ｉｐを
スキャンして、該磁束結合形素子３００が超電導状態か
ら電圧状態にスイッチした時の電流Ｉｐ値に対応する。
第８図は第６図に示す該磁束結合形素子３００とサンプ
ルホールド回路の動作順序を示す図である。ＤＣＦＰ回
路は第８図（ａ）に示す励振電流源１１０からの正の単
極性（ユニポーラ）パルス電流で励振される。同時に該
磁束結合形素子３００は電流源３０７より第８図（ｂ）
に示す正に単極性（ユニポーラ）パルス電流で駆動され
る。電流Ｉｐは第８図（ｃ）に示す鋸歯状波形で負から
正の値をスイープする。該磁束結合形素子３００の出力
電流Ｖｇは第８図（ｄ）に示されるが、ＤＣＦＰ回路の
出力電流ＩＬの値によりスイッチする時点が異なる。Ｖ
ｇの立上りをタイミング入力としてサンプルホールド回
路は第８図（ｃ）に示すＩｐの値を取り込み第８図
（ｅ）に示す信号を出力する。第６図に示した本発明に
よる第２の実施例の回路では、第８図で説明した動作で
ＤＣＦＰ回路の出力信号に対応する信号をサンプルホー
ルド回路に取り込み、第１図に示したのと同様に帰還を
かけ電流比較回路として動作する。第６図に示す実施例
は第１図または第５図に示す回路よりＤＣＦＰ回路の出
力信号を大きな信号として取り出せるため、帰還回路の
感度，分解能を高くすることができる。
図の実施例ではＤＣＦＰ回路の出力電流をジョセフソン
接合１，２とインダクタ３，４、および第１，第２の制
御線３０１，３０２を含む磁束結合形素子３００で感知
する。第６図に示す実施例では、第２図に示すＤＣＦＰ
回路の負荷インダクタ１０８は磁束結合形素子３００の
第１の制御線３０１のインダクタに対応し、ＤＣＦＰ回
路の出力電流ＩＬに対応する出力信号は該制御線３０１
を介して該磁束結合形素子３００で観測する構成であ
る。該磁束結合形素子３００には電流源３０７よりバイ
アス電流Ｉｇが供給される。また該磁束結合形素子３０
０の第２の制御線３０２には電流源３０３から抵抗３０
４を介して電流Ｉｐが供給され、電流Ｉｐに比例した電
圧が抵抗３０４を介してサンプルホールド回路３０６の
データ入力信号として使われる。該磁束結合形素子３０
０の出力信号電圧Ｖｇは増幅器３０５で増幅されサンプ
ルホールド回路のトリガ信号として使われる。サンプル
ホールド回路の出力は第４図の実施例と同様にロックイ
ン増幅器２０１，積分器２０２，抵抗１０９を介してＤ
ＣＦＰ回路に帰還される。第７図に磁束結合形素子３０
０の動作原理を示す。磁束結合形素子３００は第７図に
示す閾値特性を持つ。制御電流は第１，第２の制御線３
０１，３０２に流れる電流の和でＩＬ＋Ｉｐになる。磁
束結合形素子３００のバイアス電流Ｉｇを固定すると、
該磁束結合形素子３００が超電導状態から電圧状態にス
イッチするのに必要な制御電流ＩＬ＋Ｉｐは一意に決
る。従って、ＤＣＦＰ回路の出力電流ＩＬは電流Ｉｐを
スキャンして、該磁束結合形素子３００が超電導状態か
ら電圧状態にスイッチした時の電流Ｉｐ値に対応する。
第８図は第６図に示す該磁束結合形素子３００とサンプ
ルホールド回路の動作順序を示す図である。ＤＣＦＰ回
路は第８図（ａ）に示す励振電流源１１０からの正の単
極性（ユニポーラ）パルス電流で励振される。同時に該
磁束結合形素子３００は電流源３０７より第８図（ｂ）
に示す正に単極性（ユニポーラ）パルス電流で駆動され
る。電流Ｉｐは第８図（ｃ）に示す鋸歯状波形で負から
正の値をスイープする。該磁束結合形素子３００の出力
電流Ｖｇは第８図（ｄ）に示されるが、ＤＣＦＰ回路の
出力電流ＩＬの値によりスイッチする時点が異なる。Ｖ
ｇの立上りをタイミング入力としてサンプルホールド回
路は第８図（ｃ）に示すＩｐの値を取り込み第８図
（ｅ）に示す信号を出力する。第６図に示した本発明に
よる第２の実施例の回路では、第８図で説明した動作で
ＤＣＦＰ回路の出力信号に対応する信号をサンプルホー
ルド回路に取り込み、第１図に示したのと同様に帰還を
かけ電流比較回路として動作する。第６図に示す実施例
は第１図または第５図に示す回路よりＤＣＦＰ回路の出
力信号を大きな信号として取り出せるため、帰還回路の
感度，分解能を高くすることができる。
本発明による電流比較回路では、前述の特許出願の技術
の様に加減算操作を必要とせず、すべてアナログによる
信号処理で済むため広い周波数範囲の信号をカバーで
き、高速の信号に追従できる。
の様に加減算操作を必要とせず、すべてアナログによる
信号処理で済むため広い周波数範囲の信号をカバーで
き、高速の信号に追従できる。
本実施例では励振電流に正の単極性（ユニポーラ）パル
ス電流を用いたが、他に負の単極性（ユニポーラ）パル
ス電流や両極性（バイポーラ）のパルス電流、さらには
パルス電流の他に正弦波電流を使える事は明らかであ
る。特に両極性（バイポーラ）の励振電流で励振する場
合はＤＣＦＰ回路出力信号の励振周波数の２倍の周波数
成分を抽出し、第１，第２の実施例と同様に帰還をかけ
れば同様な動作をする電流比較回路を構成できることは
明らかである。また第６図の説明で磁束結合形素子を何
等規定しなかったが、この磁束結合形素子に単一のジョ
セフソン結合や２接合以上の磁束結合形素子干渉素子を
使えることは明らかである。また本発明の説明で使った
ロックイン増幅器の代りにボックスカー積分器を使える
事も明らかである。
ス電流を用いたが、他に負の単極性（ユニポーラ）パル
ス電流や両極性（バイポーラ）のパルス電流、さらには
パルス電流の他に正弦波電流を使える事は明らかであ
る。特に両極性（バイポーラ）の励振電流で励振する場
合はＤＣＦＰ回路出力信号の励振周波数の２倍の周波数
成分を抽出し、第１，第２の実施例と同様に帰還をかけ
れば同様な動作をする電流比較回路を構成できることは
明らかである。また第６図の説明で磁束結合形素子を何
等規定しなかったが、この磁束結合形素子に単一のジョ
セフソン結合や２接合以上の磁束結合形素子干渉素子を
使えることは明らかである。また本発明の説明で使った
ロックイン増幅器の代りにボックスカー積分器を使える
事も明らかである。
第９図はＤＣＦＰ回路を比較回路に用いた本発明による
磁束計の第２の実施例である。この系はアナログ信号源
によるフィードバックループを構成している。この回路
は、第２図に示すＤＣＦＰ回路５００、出力信号の極性
を反転させる否定回路５０３、その出力の値を加算する
積分回路５０４、ある一定周期で出力するサンプルホー
ルド回路５０６、減衰器５０７で構成されている。入力
信号線５０１を介して入力された入力電流Ｉｓと参照信
号線５０２を介して入力された参照電流ＩｒがＤＣＦＰ
回路の入力電流となり、この電流が種信号となり励振電
流により増幅される。ＤＣＦＰ回路５００の出力信号の
正、負の極性を否定回路５０３で反転した値を積分回路
５０４で累積する。この累積演算はＤＣＦＰ回路の励振
周期ごとに実行される。励振周期の整数倍の周期でサン
プルホールド回路は累積値をとり込み、減衰器５０７を
介しして該累積値を電流に変換して該ＤＣＦＰ回路５０
０に出力し帰還する。否定回路５０３、積分回路５０４
は、サンプルホールド回路５０６はアナログ回路で構成
でき、これら３つの回路で値を更新する。つまりＤＣＦ
Ｐ回路５００の出力波形が正の極性の場合は積分回路の
値が減少し、負の極性の場合は増加させることができ
る。またサンプルホールド回路５０６と組み合わせてＤ
ＣＦＰ回路の出力信号を平均化した値をもとにした参照
信号をフィードバックできる。よって、ある周期毎に一
定時間内の平均値を参照信号としてフィードバックでき
るので、雑音の影響を除去することになり系は安定す
る。また系全体を動作させる信号の更新に要する時間を
高速化することは難しいが、信号の平均化は例えば１０
ＧＨｚ以上の高速度で励振を行なうことができる。この
ため信号の平均化は高速化が容易であり、その結果平均
化に多くの時間を必要としない高感度で安定した磁束計
を構成できる。
磁束計の第２の実施例である。この系はアナログ信号源
によるフィードバックループを構成している。この回路
は、第２図に示すＤＣＦＰ回路５００、出力信号の極性
を反転させる否定回路５０３、その出力の値を加算する
積分回路５０４、ある一定周期で出力するサンプルホー
ルド回路５０６、減衰器５０７で構成されている。入力
信号線５０１を介して入力された入力電流Ｉｓと参照信
号線５０２を介して入力された参照電流ＩｒがＤＣＦＰ
回路の入力電流となり、この電流が種信号となり励振電
流により増幅される。ＤＣＦＰ回路５００の出力信号の
正、負の極性を否定回路５０３で反転した値を積分回路
５０４で累積する。この累積演算はＤＣＦＰ回路の励振
周期ごとに実行される。励振周期の整数倍の周期でサン
プルホールド回路は累積値をとり込み、減衰器５０７を
介しして該累積値を電流に変換して該ＤＣＦＰ回路５０
０に出力し帰還する。否定回路５０３、積分回路５０４
は、サンプルホールド回路５０６はアナログ回路で構成
でき、これら３つの回路で値を更新する。つまりＤＣＦ
Ｐ回路５００の出力波形が正の極性の場合は積分回路の
値が減少し、負の極性の場合は増加させることができ
る。またサンプルホールド回路５０６と組み合わせてＤ
ＣＦＰ回路の出力信号を平均化した値をもとにした参照
信号をフィードバックできる。よって、ある周期毎に一
定時間内の平均値を参照信号としてフィードバックでき
るので、雑音の影響を除去することになり系は安定す
る。また系全体を動作させる信号の更新に要する時間を
高速化することは難しいが、信号の平均化は例えば１０
ＧＨｚ以上の高速度で励振を行なうことができる。この
ため信号の平均化は高速化が容易であり、その結果平均
化に多くの時間を必要としない高感度で安定した磁束計
を構成できる。
第１０図はＤＣＦＰ回路を検出回路に用いた磁束計の他
の実施例である。この系はデジタル信号源によるフィー
ドバックループを構成しており、ＤＣＦＰ回路５００、
アップダウンカウンタ５０８、レジスタ５０９、デジタ
ル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路５０
５、減衰器５０７からなる。ＤＣＦＰ回路５００の出力
信号はパルス弁別回路５１０により正負パルスに弁別さ
れ、アップダウンカウンタ５０８の値は励振周期ごとに
増減する。アップダウンの値は励振周期の整数倍の周期
でレジスタ５０９にサンプリングされＤ／Ａ変換回路５
０５、減衰器５０７を介してＤＣＦＰ回路５００にフィ
ードバックされる。この構成では一定周期内の比較回路
の出力信号を平均化した値を参照信号とするので外部の
雑音などでその都度変化する出力信号を更新し、系が不
安定になるという問題が解決される。
の実施例である。この系はデジタル信号源によるフィー
ドバックループを構成しており、ＤＣＦＰ回路５００、
アップダウンカウンタ５０８、レジスタ５０９、デジタ
ル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路５０
５、減衰器５０７からなる。ＤＣＦＰ回路５００の出力
信号はパルス弁別回路５１０により正負パルスに弁別さ
れ、アップダウンカウンタ５０８の値は励振周期ごとに
増減する。アップダウンの値は励振周期の整数倍の周期
でレジスタ５０９にサンプリングされＤ／Ａ変換回路５
０５、減衰器５０７を介してＤＣＦＰ回路５００にフィ
ードバックされる。この構成では一定周期内の比較回路
の出力信号を平均化した値を参照信号とするので外部の
雑音などでその都度変化する出力信号を更新し、系が不
安定になるという問題が解決される。
本発明によれば、高感度で、高い分解能をもつＤＣＦＰ
回路を使った電流検出回路、ひいては磁束計の周波数範
囲を広げることが出来る。また雑音の影響を受けずに安
定した応答の磁束計を作ることができる。このため高速
度の波形に追従出来る高性能の磁束計を提供でき、従来
の磁束計では難しかった高速微弱信号の計測、例えば人
体の脳磁計測等が出来るようになるため、本発明の効果
は極めて大きい。
回路を使った電流検出回路、ひいては磁束計の周波数範
囲を広げることが出来る。また雑音の影響を受けずに安
定した応答の磁束計を作ることができる。このため高速
度の波形に追従出来る高性能の磁束計を提供でき、従来
の磁束計では難しかった高速微弱信号の計測、例えば人
体の脳磁計測等が出来るようになるため、本発明の効果
は極めて大きい。
第１図は第１の発明による実施例、第２図はＤＣＦＰ回
路の構成図、第３図はＤＣＦＰ回路の動作状態図、第４
図はロックイン増幅器の入出力特性、第５図は第１図に
示す実施例の変形例、第６図は第１の発明による他の実
施例、第７図は第５図に示す実施例の出力電流検出に使
う磁束結合形素子の動作原理図、第８図は第５図に示す
実施例の出力電流を検出するための信号例を示す図、第
９図，第１０図は第２の発明の実施例である。 １０１，１０２……ジョセフソン接合、 １０３，１０４……励振インダクタ、１０５……励振
線、１０６……入力線、１０７……参照線、 １０８……負荷インダクタ、１０９……抵抗、 １１０……励振電流源、１２０……インダクタ、 ２００……前置増幅器、２０１……ロックイン増幅器 ２０２……積分器、２０３……差動増幅器、 ２０４……入力線、３００……磁束結合形素子、 ３０１……第１の制御線、３０２……第２の制御線、 ３０３……電流源、３０４……抵抗、３０５……増幅
器、 ３０６……サンプルホールド回路、３０７……電流源、 ５００……ＤＣＦＰ回路、５０１……入力信号線、 ５０２……参照信号線、５０３……否定回路、 ５０４……積分回路、５０５……Ｄ／Ａ変換回路、 ５０６……サンプルホールド回路、５０７……減衰器、 ５０８……アップダウンカウンタ、５０９……レジス
タ、５１０……パルス弁別回路、 ５１０，５１１，５１３，５１４……出力信号線。
路の構成図、第３図はＤＣＦＰ回路の動作状態図、第４
図はロックイン増幅器の入出力特性、第５図は第１図に
示す実施例の変形例、第６図は第１の発明による他の実
施例、第７図は第５図に示す実施例の出力電流検出に使
う磁束結合形素子の動作原理図、第８図は第５図に示す
実施例の出力電流を検出するための信号例を示す図、第
９図，第１０図は第２の発明の実施例である。 １０１，１０２……ジョセフソン接合、 １０３，１０４……励振インダクタ、１０５……励振
線、１０６……入力線、１０７……参照線、 １０８……負荷インダクタ、１０９……抵抗、 １１０……励振電流源、１２０……インダクタ、 ２００……前置増幅器、２０１……ロックイン増幅器 ２０２……積分器、２０３……差動増幅器、 ２０４……入力線、３００……磁束結合形素子、 ３０１……第１の制御線、３０２……第２の制御線、 ３０３……電流源、３０４……抵抗、３０５……増幅
器、 ３０６……サンプルホールド回路、３０７……電流源、 ５００……ＤＣＦＰ回路、５０１……入力信号線、 ５０２……参照信号線、５０３……否定回路、 ５０４……積分回路、５０５……Ｄ／Ａ変換回路、 ５０６……サンプルホールド回路、５０７……減衰器、 ５０８……アップダウンカウンタ、５０９……レジス
タ、５１０……パルス弁別回路、 ５１０，５１１，５１３，５１４……出力信号線。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 後藤 英一 埼玉県和光市広沢２番１号 理化学研究所 内 (72)発明者 川辺 潮 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 宮本 信雄 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 波多野 睦子 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 理研シンポジウム予稿集 ＰＰ．48−51 （昭和59年３月)
Claims (3)
- 【請求項１】入力電流と参照電流の大小を比較して、比
較結果に応じて数が変化する、励振信号に同期した正又
は負のパルスを出力する直流磁束パラメトロン回路と、
該正および負のパルスに応答して該参照電流を入力電流
に一致させる帰還回路とを有する超電導電流検出回路に
おいて、該帰還回路は該正および負のパルスの内、該励
振信号の、周波数の整数倍の周波数成分を抽出し、該抽
出成分に比例して該参照電流を制御する手段を有するこ
とを特徴とする超電導電流検出回路。 - 【請求項２】特許請求項目第１項の超電導電流検出回路
において、該制御手段は、該直流磁束パラメトロン回路
の出力パルス信号が入力され、該励振信号の周波数の整
数倍の周波数を有する参照信号が入力されるロックイン
増幅器を有することを特徴とする超電導電流検出回路。 - 【請求項３】入力電流を参照電流の大小で比較して、比
較結果に応じて変化する励振信号に同期した正又は負の
パルスを出力する直流磁束パラメトロン回路と、該正お
よび負のパルスに応答して該参照電流に一致させる帰還
回路とを有する超電導電流検出回路において、該直流磁
束パラメトロンの出力信号を励振周期ごとに累積する手
段と、累積した値に比例した参照電流を励振周波数の２
以上の整数倍の周期で更新する手段を有することを特徴
とする超電導電流検出回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60241468A JPH0638102B2 (ja) | 1985-10-30 | 1985-10-30 | 超電導電流検出回路 |
| CA000510927A CA1268815A (en) | 1985-06-07 | 1986-06-05 | Superconducting current detecting circuit employing dc flux parametron circuit |
| EP86107693A EP0205120B1 (en) | 1985-06-07 | 1986-06-05 | Superconducting current detecting circuit employing DC flux parametron circuit |
| DE3650062T DE3650062T2 (de) | 1985-06-07 | 1986-06-05 | Supraleitende Stromfühlerschaltung. |
| US07/291,338 US4866373A (en) | 1985-06-07 | 1988-12-28 | Superconducting current detecting circuit employing DC flux parametron circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60241468A JPH0638102B2 (ja) | 1985-10-30 | 1985-10-30 | 超電導電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62102174A JPS62102174A (ja) | 1987-05-12 |
| JPH0638102B2 true JPH0638102B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=17074758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60241468A Expired - Lifetime JPH0638102B2 (ja) | 1985-06-07 | 1985-10-30 | 超電導電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638102B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0785104B2 (ja) * | 1987-05-22 | 1995-09-13 | 富士通株式会社 | 超伝導量子干渉素子 |
-
1985
- 1985-10-30 JP JP60241468A patent/JPH0638102B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 理研シンポジウム予稿集ＰＰ．４８−５１（昭和５９年３月） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62102174A (ja) | 1987-05-12 |
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