JPH0637830A - バースト送信用ディジタル変調器 - Google Patents
バースト送信用ディジタル変調器Info
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- JPH0637830A JPH0637830A JP19094092A JP19094092A JPH0637830A JP H0637830 A JPH0637830 A JP H0637830A JP 19094092 A JP19094092 A JP 19094092A JP 19094092 A JP19094092 A JP 19094092A JP H0637830 A JPH0637830 A JP H0637830A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 時分割多重ディジタル位相変調移動無線通信
に要求される隣接チャネル漏洩電力の厳しい抑圧を達成
するために、 【構成】 量子化位相情報をそれぞれ入力したシフトレ
ジスタの各段シフト出力によりそれぞれ読出したリード
オンリメモリ出力の波形応答を加算合成して変調信号と
する位相変調器の電源もしくは搬送波の供給をバースト
フレームの送信中か否かの状態に応じて断続し、 【効果】 バースト変調出力信号のスペクトラムの広が
りを極めて少なくする。
に要求される隣接チャネル漏洩電力の厳しい抑圧を達成
するために、 【構成】 量子化位相情報をそれぞれ入力したシフトレ
ジスタの各段シフト出力によりそれぞれ読出したリード
オンリメモリ出力の波形応答を加算合成して変調信号と
する位相変調器の電源もしくは搬送波の供給をバースト
フレームの送信中か否かの状態に応じて断続し、 【効果】 バースト変調出力信号のスペクトラムの広が
りを極めて少なくする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、時分割多重(TDMA)ディ
ジタル通信などにおいてディジタル情報信号によりバー
スト的にディジタル符号変調信号を発生させるためのバ
ースト送信用ディジタル変調器に関し、特に、隣接チャ
ネル漏洩電力の抑圧が厳しく要求される移動無線通信に
対してスペクトラムの広がりが極めて少ないバースト変
調信号を実現し得るようにしたものである。
ジタル通信などにおいてディジタル情報信号によりバー
スト的にディジタル符号変調信号を発生させるためのバ
ースト送信用ディジタル変調器に関し、特に、隣接チャ
ネル漏洩電力の抑圧が厳しく要求される移動無線通信に
対してスペクトラムの広がりが極めて少ないバースト変
調信号を実現し得るようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、同一周波数の搬送波を複数チャ
ネルの情報信号により時間的に分割し、多重変調して伝
送する時分割多重(TDMA)通信方式においては、各チャネ
ルの情報信号を短い時間幅のバーストフレームで間欠的
に送信する。したがって、かかるバーストフレームによ
り間欠的に送信している各チャネルの搬送情報信号のス
ペクトラムは、通常の連続変調波のスペクトラムより大
幅に広がる。例えば、π／４シフト時分割多重位相変調
波のバースト的オン・オフスペクトラム分布特性のシミ
ュレーションの結果は図１に示すように広がっている。
ネルの情報信号により時間的に分割し、多重変調して伝
送する時分割多重(TDMA)通信方式においては、各チャネ
ルの情報信号を短い時間幅のバーストフレームで間欠的
に送信する。したがって、かかるバーストフレームによ
り間欠的に送信している各チャネルの搬送情報信号のス
ペクトラムは、通常の連続変調波のスペクトラムより大
幅に広がる。例えば、π／４シフト時分割多重位相変調
波のバースト的オン・オフスペクトラム分布特性のシミ
ュレーションの結果は図１に示すように広がっている。
【０００３】一般に、自動車電話などの移動無線通信に
おいては、移動局と基地局との間の伝搬距離の相違によ
り異なる移動局の受信レベルが大きく異なり、周波数が
隣接する強力な隣接チャネル移動局からの強力な信号波
のスペクトラムの広がりによる干渉妨害を受ける、いわ
ゆる遠近問題がある。したがって、この種の時分割多重
移動無線通信においては、隣接チャネルへの漏洩電力を
十分に抑圧し得るようにスペクトラムの広がりを少なく
した変調器の実現が要求される。
おいては、移動局と基地局との間の伝搬距離の相違によ
り異なる移動局の受信レベルが大きく異なり、周波数が
隣接する強力な隣接チャネル移動局からの強力な信号波
のスペクトラムの広がりによる干渉妨害を受ける、いわ
ゆる遠近問題がある。したがって、この種の時分割多重
移動無線通信においては、隣接チャネルへの漏洩電力を
十分に抑圧し得るようにスペクトラムの広がりを少なく
した変調器の実現が要求される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】一般に、移動無線通信
においては、隣接チャネル漏洩電力を−60dB以下に抑圧
する。通常の連続波によるQPSK信号波におけるスペクト
ラムの広がりは十分に少ないが、バースト的に送信する
QPSK信号波には図１に示したようにスペクトラムが広が
ってしまうという欠点があった。この欠点を除去するた
めにある一定時間をかけて送信波レベルを徐々に大きく
し、あるいは、小さくする方法が取られている。かかる
緩慢な信号波レベル変化を付与する方法として、一般に
は、変調器にある一定の応答波形を入力して立上らせ、
しかる後に通常の変調信号を変調器に入力するように変
調器入力を切換える方法が採られている。しかしなが
ら、この変調器入力切換えを行った場合に、変調器に対
する入力信号の切換えの際に変調信号レベルの不連続、
あるいは、たとえ変調信号レベルは連続していたとして
も、変調切換入力信号の微分値に不連続が生じ、連続波
に比べれば、依然としてスペクトラムが広がってしま
う、という欠点があった。
においては、隣接チャネル漏洩電力を−60dB以下に抑圧
する。通常の連続波によるQPSK信号波におけるスペクト
ラムの広がりは十分に少ないが、バースト的に送信する
QPSK信号波には図１に示したようにスペクトラムが広が
ってしまうという欠点があった。この欠点を除去するた
めにある一定時間をかけて送信波レベルを徐々に大きく
し、あるいは、小さくする方法が取られている。かかる
緩慢な信号波レベル変化を付与する方法として、一般に
は、変調器にある一定の応答波形を入力して立上らせ、
しかる後に通常の変調信号を変調器に入力するように変
調器入力を切換える方法が採られている。しかしなが
ら、この変調器入力切換えを行った場合に、変調器に対
する入力信号の切換えの際に変調信号レベルの不連続、
あるいは、たとえ変調信号レベルは連続していたとして
も、変調切換入力信号の微分値に不連続が生じ、連続波
に比べれば、依然としてスペクトラムが広がってしま
う、という欠点があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述し
た従来の課題を解決し、簡単な回路構成により、バース
ト状に間欠的に伝送する通信波であっても、理論的には
連続波と全く変わらないスペクトラム分布特性を有す
る、スペクトラムの広がりが極めて少ないバースト送信
用ディジタル変調器を提供することにある。
た従来の課題を解決し、簡単な回路構成により、バース
ト状に間欠的に伝送する通信波であっても、理論的には
連続波と全く変わらないスペクトラム分布特性を有す
る、スペクトラムの広がりが極めて少ないバースト送信
用ディジタル変調器を提供することにある。
【０００６】すなわち、本発明バースト送信用ディジタ
ル変調器は、時分割多重ディジタル位相変調信号におけ
る位相情報を、基準位相軸設定の態様に応じて量子化位
相の相数にそれぞれ対応した複数個のシフトレジスタに
それぞれ入力して変調シンボルと同一速度のクロックに
より順次にシフトし、前記複数個のシフトレジスタにお
ける同一シフト量のシフト出力信号を、順次のシフト段
毎に、所定の波形応答をそれぞれ記憶させたそれぞれ複
数個のリードオンリメモリにそれぞれ入力し、前記複数
個のシフトレジスタにそれぞれ対応する前記それぞれ複
数個のリードオンリメモリの出力信号をすべて相互にそ
れぞれ加算した加算出力信号をそれぞれディジタル・ア
ナログ変換して直交位相変調器にそれぞれ入力し、搬送
波を互いに直交する位相でそれぞれ位相変調するディジ
タル位相変調器において、前記時分割多重ディジタル位
相変調信号におけるバーストフレーム信号を送信中か否
かの状態を示す状態情報を他のシフトレジスタに入力
し、当該他のシフトレジスタにおける順次のシフト段毎
のシフト出力信号を、それぞれ対応するシフト段におけ
る前記複数個のシフトレジスタのシフト出力信号をそれ
ぞれ入力した前記リードオンリメモリにそれぞれ入力
し、前記バーストフレーム信号を送信中の状態において
は当該リードオンリメモリの出力信号をそれぞれ出力
し、前記バーストフレーム信号を送信中ではない状態に
おいては当該リードオンリメモリの出力信号をすべて零
とすることを特徴とするものである。
ル変調器は、時分割多重ディジタル位相変調信号におけ
る位相情報を、基準位相軸設定の態様に応じて量子化位
相の相数にそれぞれ対応した複数個のシフトレジスタに
それぞれ入力して変調シンボルと同一速度のクロックに
より順次にシフトし、前記複数個のシフトレジスタにお
ける同一シフト量のシフト出力信号を、順次のシフト段
毎に、所定の波形応答をそれぞれ記憶させたそれぞれ複
数個のリードオンリメモリにそれぞれ入力し、前記複数
個のシフトレジスタにそれぞれ対応する前記それぞれ複
数個のリードオンリメモリの出力信号をすべて相互にそ
れぞれ加算した加算出力信号をそれぞれディジタル・ア
ナログ変換して直交位相変調器にそれぞれ入力し、搬送
波を互いに直交する位相でそれぞれ位相変調するディジ
タル位相変調器において、前記時分割多重ディジタル位
相変調信号におけるバーストフレーム信号を送信中か否
かの状態を示す状態情報を他のシフトレジスタに入力
し、当該他のシフトレジスタにおける順次のシフト段毎
のシフト出力信号を、それぞれ対応するシフト段におけ
る前記複数個のシフトレジスタのシフト出力信号をそれ
ぞれ入力した前記リードオンリメモリにそれぞれ入力
し、前記バーストフレーム信号を送信中の状態において
は当該リードオンリメモリの出力信号をそれぞれ出力
し、前記バーストフレーム信号を送信中ではない状態に
おいては当該リードオンリメモリの出力信号をすべて零
とすることを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】したがって、本発明バースト送信用ディジタル
変調器においては、簡単な回路構成により、バースト状
に間欠的に送信するディジタル変調波であっても、従来
に比し、スペクトラムの広がりを格段に少なくすること
ができる。
変調器においては、簡単な回路構成により、バースト状
に間欠的に送信するディジタル変調波であっても、従来
に比し、スペクトラムの広がりを格段に少なくすること
ができる。
【０００８】
【実施例】以下に図面を参照して実施例につき本発明を
詳細に説明する。まず、従来のバースト送信用QPSKディ
ジタル変調器の構成を図２に示す。図示の従来構成のデ
ィジタル変調器においては、入力データを２ビットサン
プラ１に供給し、半ビットレートfb／２のクロックの制
御のもとに、２ビット毎にサンプリングを施してπ／４
シフトの時分割多重位相変調信号を互いに直交する位相
成分における同相成分用データ(I) と直交成分用データ
(Q) とに分離して、それぞれのシフトレジスタ2aと2bと
に入力する。QPSK変調においては、同相成分用データ
(I) および直交成分用データ(Q) をそれぞれ１ビットで
量子化し得るのであるから、使用するシフトレジスタは
それぞれ１個ずつとなる。半ビットレートのクロックで
制御したシフトレジスタ2aと2bとのシフト出力からそれ
ぞれＮシンボルについてオーバサンプリングを施したデ
ータを、それぞれＮシンボルのナイキスト応答波形を記
憶させたリードオンリメモリ(ROM)3a と3bとにそれぞれ
入力するとともに、バースト立上げ用リードオンリメモ
リ4aと4bとにも並列に入力する。ついで、リードオンリ
メモリ(ROM)3a と3bとの出力を、切換えスイッチ4aと4b
とをそれぞれ介し、ディジタル・アナログ(D/A) 変換器
5aと5bとにそれぞれ入力し、各変換出力をローパスフィ
ルタ(LPF)6a と6bとにそれぞれ供給して各変換出力信号
が離散値を有することによる高い周波数成分を除去した
後に、搬送波発生器８からの搬送波を、一方は90度（π
／２）移相器９を介し、同相変調器7aと直交変調器7bと
にそれぞれ入力して形成したQPSKディジタル変調出力信
号を取出す。なお、バーストフレーム信号の立上り時お
よび立下り時には、スイッチ4aと4bとをそれぞれ切換え
て、バーストフレームの立上り時間と立下り時間とにそ
れぞれ相当する時間の窓関数によって近似した応答波形
データを記憶させたリードオンリメモリ(ROM)4a と4bと
の出力によりQPSKバースト変調出力信号を形成する。
詳細に説明する。まず、従来のバースト送信用QPSKディ
ジタル変調器の構成を図２に示す。図示の従来構成のデ
ィジタル変調器においては、入力データを２ビットサン
プラ１に供給し、半ビットレートfb／２のクロックの制
御のもとに、２ビット毎にサンプリングを施してπ／４
シフトの時分割多重位相変調信号を互いに直交する位相
成分における同相成分用データ(I) と直交成分用データ
(Q) とに分離して、それぞれのシフトレジスタ2aと2bと
に入力する。QPSK変調においては、同相成分用データ
(I) および直交成分用データ(Q) をそれぞれ１ビットで
量子化し得るのであるから、使用するシフトレジスタは
それぞれ１個ずつとなる。半ビットレートのクロックで
制御したシフトレジスタ2aと2bとのシフト出力からそれ
ぞれＮシンボルについてオーバサンプリングを施したデ
ータを、それぞれＮシンボルのナイキスト応答波形を記
憶させたリードオンリメモリ(ROM)3a と3bとにそれぞれ
入力するとともに、バースト立上げ用リードオンリメモ
リ4aと4bとにも並列に入力する。ついで、リードオンリ
メモリ(ROM)3a と3bとの出力を、切換えスイッチ4aと4b
とをそれぞれ介し、ディジタル・アナログ(D/A) 変換器
5aと5bとにそれぞれ入力し、各変換出力をローパスフィ
ルタ(LPF)6a と6bとにそれぞれ供給して各変換出力信号
が離散値を有することによる高い周波数成分を除去した
後に、搬送波発生器８からの搬送波を、一方は90度（π
／２）移相器９を介し、同相変調器7aと直交変調器7bと
にそれぞれ入力して形成したQPSKディジタル変調出力信
号を取出す。なお、バーストフレーム信号の立上り時お
よび立下り時には、スイッチ4aと4bとをそれぞれ切換え
て、バーストフレームの立上り時間と立下り時間とにそ
れぞれ相当する時間の窓関数によって近似した応答波形
データを記憶させたリードオンリメモリ(ROM)4a と4bと
の出力によりQPSKバースト変調出力信号を形成する。
【０００９】かかる従来の回路構成によるQPSKバースト
変調信号のスペクトラムの広がりを抑圧するようにした
本発明によるバースト送信用ディジタル変調器の構成例
を図３に示す。図示の構成例においては、図２に示した
従来構成におけると全く同様にして得た同相成分用デー
タ(I) と直交成分用データ(Q) とをシフトレジスタ2aと
2bとにそれぞれ入力する。ついで、シフトレジスタ2aと
2bとの各段のシフト出力信号にオーバサンプリングを施
してリードオンリメモリ(ROM) 3a−１〜3a−ｎと3b−１
〜3b−ｎとにそれぞれ入力し、各ROM 出力の同相成分と
直交成分とを加算回路10a と10b とにそれぞれ入力して
それぞれ相互に加算し、各加算出力信号をディジタル・
アナログ(D/A) 変換器5aと5bとに入力した後、QPSKディ
ジタル変調出力信号を取出すところは、図２に示した従
来構成におけると全く同様である。
変調信号のスペクトラムの広がりを抑圧するようにした
本発明によるバースト送信用ディジタル変調器の構成例
を図３に示す。図示の構成例においては、図２に示した
従来構成におけると全く同様にして得た同相成分用デー
タ(I) と直交成分用データ(Q) とをシフトレジスタ2aと
2bとにそれぞれ入力する。ついで、シフトレジスタ2aと
2bとの各段のシフト出力信号にオーバサンプリングを施
してリードオンリメモリ(ROM) 3a−１〜3a−ｎと3b−１
〜3b−ｎとにそれぞれ入力し、各ROM 出力の同相成分と
直交成分とを加算回路10a と10b とにそれぞれ入力して
それぞれ相互に加算し、各加算出力信号をディジタル・
アナログ(D/A) 変換器5aと5bとに入力した後、QPSKディ
ジタル変調出力信号を取出すところは、図２に示した従
来構成におけると全く同様である。
【００１０】しかしながら、図３に示す本発明のバース
ト送信用ディジタル変調器の構成例においては、図２に
示した従来構成とは相違し、バーストフレーム送信中で
あるか否かを示すバースト送信情報信号をシフトレジス
タ2cに入力し、シフトレジスタ2cにおける、同相成分デ
ータ(I) と直交成分データ(Q) とをそれぞれ入力したシ
フトレジスタ2a, 2bと同じ段数のシフト出力信号を、各
シフト段にそれぞれ対応するリードオンリメモリ(ROM)
3a−１〜3a−ｎおよび3b−１〜3b−ｎに同相成分シフト
出力信号および直交成分シフト出力信号とそれぞれ並列
に入力して各ROM を制御し、バースト送信中の場合には
各ROM からの応答波形データを出力し、バースト送信中
でない場合には各ROM からの応答波形データをすべて零
とする。
ト送信用ディジタル変調器の構成例においては、図２に
示した従来構成とは相違し、バーストフレーム送信中で
あるか否かを示すバースト送信情報信号をシフトレジス
タ2cに入力し、シフトレジスタ2cにおける、同相成分デ
ータ(I) と直交成分データ(Q) とをそれぞれ入力したシ
フトレジスタ2a, 2bと同じ段数のシフト出力信号を、各
シフト段にそれぞれ対応するリードオンリメモリ(ROM)
3a−１〜3a−ｎおよび3b−１〜3b−ｎに同相成分シフト
出力信号および直交成分シフト出力信号とそれぞれ並列
に入力して各ROM を制御し、バースト送信中の場合には
各ROM からの応答波形データを出力し、バースト送信中
でない場合には各ROM からの応答波形データをすべて零
とする。
【００１１】なお、かかるROM 出力の制御は、具体的に
は図４に示すようにAND 回路を内蔵した回路構成によっ
て実現することができる。すなわち、各リードオンリメ
モリ(ROM) においては、同相成分および直交成分の各デ
ータ入力をオーバサンプリングデータとともに応答波形
記録回路11に供給し、その記憶回路11から読出した各応
答波形データをそれぞれ入力した各AND 回路12−１〜12
−ｎにそれぞれ並列に、バースト送信中であるか否かを
示すバースト状態情報データ「１」もしくは「０」をそ
れぞれ入力し、それぞれの論理積によって応答波形デー
タを出力するか否かを制御する。
は図４に示すようにAND 回路を内蔵した回路構成によっ
て実現することができる。すなわち、各リードオンリメ
モリ(ROM) においては、同相成分および直交成分の各デ
ータ入力をオーバサンプリングデータとともに応答波形
記録回路11に供給し、その記憶回路11から読出した各応
答波形データをそれぞれ入力した各AND 回路12−１〜12
−ｎにそれぞれ並列に、バースト送信中であるか否かを
示すバースト状態情報データ「１」もしくは「０」をそ
れぞれ入力し、それぞれの論理積によって応答波形デー
タを出力するか否かを制御する。
【００１２】リードオンリメモリ(ROM) に記憶させてあ
る応答波形データは、一般に、ある有限長の窓関数を乗
算してその広がりを打切ってある。したがって、本発明
によるディジタル変調器においては、応答波形データが
送信されるタイミングよりも窓関数の有限長すなわちｘ
シンボル分だけ早い時点から徐々に信号レベルが増大し
ながら立上って送信され、また、応答波形データの送信
が終わった時点から同じ有限長すなわちｘシンボル分だ
けの時間をかけて徐々に信号レベルが減少するように制
御する。すなわち、応答波形データの広がりを打切る窓
関数による打切り時間分だけの応答波形データの立上り
時間および立下り時間を設けることになる。したがっ
て、バーストフレーム信号の送信中であるか否かを示す
バースト状態情報データをシフトさせるシフトレジスタ
2cのシフト段数を窓関数の打切り時間分だけ設けること
により、同じ打切り時間の窓関数を乗算した応答波形デ
ータを記憶させたリードオンリメモリ(ROM) を用いた連
続波のディジタル変調信号波と理論的にスペクトラム分
布が等しいディジタル変調信号波を発生させることが可
能となる。例えば、打切り時間が９シンボルの窓関数を
乗算した応答波形データを記憶させたリードオンリメモ
リ(ROM) を用いた場合におけるQPSKバースト変調信号の
スペクトラム分布の例を図５に示すが、図示のスペクト
ラム分布においては、図１に示した従来の分布例に比し
てスペクトラムの広がりが極めて少ない。
る応答波形データは、一般に、ある有限長の窓関数を乗
算してその広がりを打切ってある。したがって、本発明
によるディジタル変調器においては、応答波形データが
送信されるタイミングよりも窓関数の有限長すなわちｘ
シンボル分だけ早い時点から徐々に信号レベルが増大し
ながら立上って送信され、また、応答波形データの送信
が終わった時点から同じ有限長すなわちｘシンボル分だ
けの時間をかけて徐々に信号レベルが減少するように制
御する。すなわち、応答波形データの広がりを打切る窓
関数による打切り時間分だけの応答波形データの立上り
時間および立下り時間を設けることになる。したがっ
て、バーストフレーム信号の送信中であるか否かを示す
バースト状態情報データをシフトさせるシフトレジスタ
2cのシフト段数を窓関数の打切り時間分だけ設けること
により、同じ打切り時間の窓関数を乗算した応答波形デ
ータを記憶させたリードオンリメモリ(ROM) を用いた連
続波のディジタル変調信号波と理論的にスペクトラム分
布が等しいディジタル変調信号波を発生させることが可
能となる。例えば、打切り時間が９シンボルの窓関数を
乗算した応答波形データを記憶させたリードオンリメモ
リ(ROM) を用いた場合におけるQPSKバースト変調信号の
スペクトラム分布の例を図５に示すが、図示のスペクト
ラム分布においては、図１に示した従来の分布例に比し
てスペクトラムの広がりが極めて少ない。
【００１３】なお、バーストフレーム信号の立上り時間
に制約がある場合は、窓関数の打切り時間をその立上り
時間より短くすることにより、バースト送信を行っても
スペクトラムの広がりが少ないディジタル変調信号を形
成することができる。また、ナイキスト伝送の応答波形
は零近傍に比較的急峻に収斂するので、窓関数をバース
トフレーム信号の立上り時間に等しくせずとも、図６に
来すように、シフトレジスタ2cの中間シフト段から取出
した遅延バースト状態情報信号によって直交変調器７の
オン・オフを制御しても、スペクトラムの広がりを少な
くすることができる。すなわち、図示の直交変調器・制
御回路においては、シフトレジスタ2cに入力したバース
ト状態情報データを、半ビット周期fb／２のシンボルク
ロックの制御のものとに順次にシフトさせ、各段から取
出して各リードオンリメモリ(ROM) に入力する順次遅延
のバースト状態情報データのうち、適切なタイミングの
データをバーストフレーム信号の立上り制御信号および
立下り制御信号としてバースト制御回路４に入力し、そ
の制御出力信号により、搬送波発生器８から直交変調器
７に供給する搬送波を、オン・オフスイッチ13を駆動し
て継続する。
に制約がある場合は、窓関数の打切り時間をその立上り
時間より短くすることにより、バースト送信を行っても
スペクトラムの広がりが少ないディジタル変調信号を形
成することができる。また、ナイキスト伝送の応答波形
は零近傍に比較的急峻に収斂するので、窓関数をバース
トフレーム信号の立上り時間に等しくせずとも、図６に
来すように、シフトレジスタ2cの中間シフト段から取出
した遅延バースト状態情報信号によって直交変調器７の
オン・オフを制御しても、スペクトラムの広がりを少な
くすることができる。すなわち、図示の直交変調器・制
御回路においては、シフトレジスタ2cに入力したバース
ト状態情報データを、半ビット周期fb／２のシンボルク
ロックの制御のものとに順次にシフトさせ、各段から取
出して各リードオンリメモリ(ROM) に入力する順次遅延
のバースト状態情報データのうち、適切なタイミングの
データをバーストフレーム信号の立上り制御信号および
立下り制御信号としてバースト制御回路４に入力し、そ
の制御出力信号により、搬送波発生器８から直交変調器
７に供給する搬送波を、オン・オフスイッチ13を駆動し
て継続する。
【００１４】最後に、バーストフレーム信号の立上りお
よび立下りを２シンボル相当の時間で行なった場合にお
けるQPSK変調信号波のスペクトラム分布の例を図７に示
す。なお、この場合におけるリードオンリメモリ(ROM)
のデータに乗算する窓関数の打切り時間はデータの前後
を合わせて９シンボルであり、図５に示したスペクトラ
ム分布の例に比べればスペクトラムの広がりは大きくな
っているが、ビット伝送周期Ｔに対して１／Ｔ以上離れ
た周波数では隣接チャネル漏洩電力が−60dB以下になっ
ているので、実用上十分に隣接チャネル妨害を抑圧する
ことができる。
よび立下りを２シンボル相当の時間で行なった場合にお
けるQPSK変調信号波のスペクトラム分布の例を図７に示
す。なお、この場合におけるリードオンリメモリ(ROM)
のデータに乗算する窓関数の打切り時間はデータの前後
を合わせて９シンボルであり、図５に示したスペクトラ
ム分布の例に比べればスペクトラムの広がりは大きくな
っているが、ビット伝送周期Ｔに対して１／Ｔ以上離れ
た周波数では隣接チャネル漏洩電力が−60dB以下になっ
ているので、実用上十分に隣接チャネル妨害を抑圧する
ことができる。
【００１５】
【発明の効果】以上の説明から明らかに、本発明によれ
ば、時分割多重ディジタル変調無線通信においてバース
ト送信中であるか否かを示すバースト状態情報データを
シフトレジスタにより順次にシフトした各段の順次遅延
出力データをリードオンリメモリ(ROM) に入力してROM
出力の応答波形データを制御する、という比較的簡単な
回路構成により、従来に比してスペクトラムの広がりが
格段に少ない時分割多重ディジタル変調信号が得られ
る、という格別顕著な効果を挙げることができる。
ば、時分割多重ディジタル変調無線通信においてバース
ト送信中であるか否かを示すバースト状態情報データを
シフトレジスタにより順次にシフトした各段の順次遅延
出力データをリードオンリメモリ(ROM) に入力してROM
出力の応答波形データを制御する、という比較的簡単な
回路構成により、従来に比してスペクトラムの広がりが
格段に少ない時分割多重ディジタル変調信号が得られ
る、という格別顕著な効果を挙げることができる。
【図１】QPSK信号をバースト状にオン・オフしたとのス
ペクトラムの広がりの例を示す線図である。
ペクトラムの広がりの例を示す線図である。
【図２】従来のバースト送信用ディジタル変調器の構成
を示すブロック線図である。
を示すブロック線図である。
【図３】本発明バースト送信用ディジタル変調器の構成
例を示すブロック線図である。
例を示すブロック線図である。
【図４】同じくそのディジタル変調器におけるROM の構
成例を示すブロック線図である。
成例を示すブロック線図である。
【図５】同じくそのディジタル変調器から得られるQPSK
バースト信号のスペクトラムの広がりの例を示す線図で
ある。
バースト信号のスペクトラムの広がりの例を示す線図で
ある。
【図６】同じくそのディジタル変調器における直交変調
器オン・オフ制御回路の構成例を示すブロック線図であ
る。
器オン・オフ制御回路の構成例を示すブロック線図であ
る。
【図７】同じくその直交変調器オン・オフ制御回路によ
って得たQPSKバースト信号のスペクトラムの広がりの例
を示す線図である。
って得たQPSKバースト信号のスペクトラムの広がりの例
を示す線図である。
１ ２ビットサンプラ 2a, 2b, 2c シフトレジスタ 3a, 3b, 3a−１〜ｎ，3b−１〜ｎ リードオンリメモリ
(ROM) 4a, 4b 切換えスイッチ 5a, 5b ディジタル・アナログ(D/A) 変換器 6a, 6b ローパスフィルタ(LPF) ７，7a, 7b 変調器 ８ 搬送波発生器 ９ 90度（π／２）移相器 10a, 10b 加算回路 11 応答波形記憶回路 12−１〜12−ｎ AND 回路 13 オン・オフスイッチ
(ROM) 4a, 4b 切換えスイッチ 5a, 5b ディジタル・アナログ(D/A) 変換器 6a, 6b ローパスフィルタ(LPF) ７，7a, 7b 変調器 ８ 搬送波発生器 ９ 90度（π／２）移相器 10a, 10b 加算回路 11 応答波形記憶回路 12−１〜12−ｎ AND 回路 13 オン・オフスイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 時分割多重ディジタル位相変調信号にお
ける位相情報を、基準位相軸設定の態様に応じて量子化
位相の相数にそれぞれ対応した複数個のシフトレジスタ
にそれぞれ入力して変調シンボルと同一速度のクロック
により順次にシフトし、前記複数個のシフトレジスタに
おける同一シフト量のシフト出力信号を、順次のシフト
段毎に、所定の波形応答をそれぞれ記憶させたそれぞれ
複数個のリードオンリメモリにそれぞれ入力し、前記複
数個のシフトレジスタにそれぞれ対応する前記それぞれ
複数個のリードオンリメモリの出力信号をすべて相互に
それぞれ加算した加算出力信号をそれぞれディジタル・
アナログ変換して直交位相変調器にそれぞれ入力し、搬
送波を互いに直交する位相でそれぞれ位相変調するディ
ジタル位相変調器において、前記時分割多重ディジタル
位相変調信号におけるバーストフレーム信号を送信中か
否かの状態を示す状態情報を他のシフトレジスタに入力
し、当該他のシフトレジスタにおける順次のシフト段毎
のシフト出力信号を、それぞれ対応するシフト段におけ
る前記複数個のシフトレジスタのシフト出力信号をそれ
ぞれ入力した前記リードオンリメモリにそれぞれ入力
し、前記バーストフレーム信号を送信中の状態において
は当該リードオンリメモリの出力信号をそれぞれ出力
し、前記バーストフレーム信号を送信中ではない状態に
おいては当該リードオンリメモリの出力信号をすべて零
とすることを特徴とするバースト送信用ディジタル位相
変調器。 - 【請求項２】 前記状態情報を入力した前記他のシフト
レジスタの順次のシフト段のシフト出力信号のうち所要
のシフト出力信号により前記直交位相変調器に供給する
電源もしくは搬送波を継続するようにしたことを特徴と
する請求項１記載のバースト送信用ディジタル位相変調
器。 - 【請求項３】 前記バーストフレーム信号の立上りもし
くは立下りの時間より短い時間幅の窓関数を乗算した波
形応答を記憶させたリードオンリメモリを前記それぞれ
複数個のリードオンリメモリとしてそれぞれ使用するこ
とを特徴とする請求項１または２記載のバースト送信用
ディジタル変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19094092A JPH0637830A (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | バースト送信用ディジタル変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19094092A JPH0637830A (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | バースト送信用ディジタル変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0637830A true JPH0637830A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16266212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19094092A Pending JPH0637830A (ja) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | バースト送信用ディジタル変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0637830A (ja) |
-
1992
- 1992-07-17 JP JP19094092A patent/JPH0637830A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990406 |