JPH063567B2

JPH063567B2 - 電力調整方法

Info

Publication number: JPH063567B2
Application number: JP10694387A
Authority: JP
Inventors: 井山　　治
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1987-04-30
Filing date: 1987-04-30
Publication date: 1994-01-12
Anticipated expiration: 2009-01-12
Also published as: JPS63271622A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、三相交流回路における電圧フリツカの防止、
力率改善、高調波成分低減のための電力調整方法に関す
るものである。

〔従来の技術〕

フリツカ防止及び／又は力率改善のために三相交流電源
線の各線間にコンデンサ、又はコンデンサとリアクトル
との並列回路から成る進み電流供給回路を接続すること
は良く知られている。また、特開昭５６−１５９９３６
号（特願昭５５−６１６００）公報に、瞬時有効電流、
及び瞬時無効電流を求め、これに基づいて電力障害補償
回路を制制することが開示されている。更に、特願昭６
０−１３７４９９号において、本件出願人は、三相不平
衡負荷の力率改善を線電流検出に基づいて容易に達成す
る方法を提案した。また、トランジスタで構成した三相
ＰＷＭ変換器を使用して無効分を制御する方法も既に提
案されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、上記の特願昭６０−１３７４９９号には高調波
成分を除去する方法が開示されていない。また、上記の
トランジスタ三相ＰＷＭ変換器を使用する方法は、大容
量化が困難であるという欠点を有する。

そこで、本発明の目的は、中又は大容量の無効及び有効
電力調整を容易に達成することができる方法を提供する
ことにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本発明
は、実施例を示す図面の符号を参照して説明すると、三
相交流電源線に接続されているほぼ三相平衡負荷(2)の
第１相、第２相及び第３相の線電流Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗを
検出すること、前記第１、第２及び第３の線電流Ｉ_Ｕ、
Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗに基づいて三相一括の瞬時無効電流I_qを求め
ること、前記三相一括の瞬時無効電流I_qの平均値I_qaを
前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対応する区間
ごとに求めること、前記電源線に接続されている無効電
流の基本波成分供給回路(3a)(3b)を前記平均値I_qaを低
減させるように制御すること、前前記三相一括の瞬時無
効電流I_qの変動分△I_qを求めること、前記変動分△I_qを
三相の線電流の形式の瞬時無効電流変動分△Ｉ_Uq、△Ｉ
_Vq、△Ｉ_Wqに変換すること、前記第１、第２及び第３相
の線電流Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗに基づいて三相一括の瞬時有
効電流I_pを求めること、前記三相一括の瞬時有効電流I_p
の平均値I_paを前記三相交流電源線の交流電圧の１周期
に対応する区間ごとに求めること、前記三相一括の瞬時
有効電流I_pと前記平均値I_paとの差に基づいて前記三相
一括の瞬時有効電流I_pの変動分△I_pを求めること、前記
三相一括の瞬時有効電流I_pの前記変動分△I_pを三相の線
電流の形式の瞬時有効電流変動分△Ｉ_Up、△Ｉ_Vp、△Ｉ
_Wpに変換すること、前記瞬時無効電流変動分△Ｉ_Uq、△
Ｉ_Vq、△Ｉ_Wqと前記瞬時有効電流変動分△Ｉ_Up、△
Ｉ_Vp、△Ｉ_Wpとの加算信号Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Whを得るこ
と、前記瞬時無効電流変動分△Ｉ_Uq、△Ｉ_Vq、△Ｉ_Wq及
び前記瞬時有効電流変動分△Ｉ_Up、△Ｉ_Vp、△Ｉ_Wpを低
減させるように前記加算信号Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Whに基づい
てパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を形成し、前記三相
交流電源線に接続されている三相パルス幅変調回路(11)
を前記制御信号で制御することから成る電力調整方法に
係わるものである。

〔作用〕

上記発明において、負荷(2)はほぼ平衡三相負荷であ
り、零相電流は流れない。従って三相一括の瞬時無効電
流I_q（以下瞬時虚電流と呼ぶ）で無効電力を補償するこ
とができる。また、三相一括の瞬時有効電流I_p（以下瞬
時実電流と呼ぶ）を容易に算出することができる。瞬時
虚電流I_qは直流で得られるので、これを使用して無効電
流の基本波成分供給回路(3)を制御する信号を容易に形
成することができる。ＰＷＭ変換回路(11)は無効電流の
基本波成分は勿論のこと、高調波成分も除去する機能を
有する。しかし、基本波成分の全部を補償するために
は、トランジスタ、ＧＴＯのような自己消去形の大きな
スイッチング素子が必要になり、入手不可能又は高価に
なる。従って、本発明では、ＰＷＭ変換回路(11)では主
として高調波成分を補償し、基本波成分補償は、別に設
けた基本波成分供給回路(3)で行う。但し、基本波成分
供給回路(3)での補償不足又は過補償の基本波成分を、
必要に応じてＰＷＭ変換回路(11)で補償する。これによ
り、高調波電流の抑制、フリツカ防止及び力率改善を容
易且つ良好に達成することができる。本発明では、瞬時
実電流I_pの変動分（△I_p）も同時に補償するので、良質
の電力供給が可能になる。

〔実施例〕

次に、図面を参照して本発明の実施例に係わる三相交流
回路の電力調整方式について述べる。

〔第１図の説明〕第１図において、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、及
び第３相（Ｗ相）の電源線（1u、1v、1w）には、三相平
衡負荷(2)が接続されている。(3)は力率調整のための進
み無効電流の基本波成分供給回路であり、複数段の回路
(3a)(3b)から成り、三相の電源線(1u)(1v)(1w)に接続さ
れている。この無効電流の基本波成分供給回路(3)は各
線間に複数個のコンデンサC₁〜₆を交流スイッチとして
のサイリスタS₁〜S₆を介して選択的に接続するように構
成されている。無効電流の基本波成分供給回路(3)で供
給する進み電流を負荷(2)の変動に対応させて調整すれ
ば、三相交流回路の力率が補償され、且つ電圧変動（フ
リツカ）も防止される。

(4a)(4b)(4c)は電流検出器であり、線電流I_U、I_V、I_Wを
検出するために、各電源線(1u)(1v)(1w)に接続されてい
る。

(5)は瞬時虚電流成分を求める第１の演算回路であり、
各相の線電流I_U、I_V、I_Wに対応する瞬時虚電流I_qを直流
で出力する。この演算回路(5)の具体的構成は後で説明
する。

(6)は瞬時虚電流I_qの商用周波数１周期の平均値I_qaを求
める平均値回路であり、第１の演算回路(5)に接続され
ている。ここから得られる平均値I_qaは無効電流の基本
波成分に比例する直流である。この平均値回路(6)の具
体的構成は後で説明する。

(7)はコンデンサ段数決定回路であり、平均値回路(6)に
接続されている。ここでは平均値I_qaを補償するために
最適なコンデンサC₁〜C₆の接続段数、即ち基本波成分供
給回路(3a)(3b)の内で投入すべきものを決定する。も
し、第１の基本波成分供給回路(3a)を選択する場合に
は、サイリスタS₁〜S₃のオン指令信号を発生させる。

(8)はゲート制御回路であり、コンデンサ段数決定回路
(7)に接続されている。このゲート制御回路(8)は、コン
デンサ段数決定に応答して、サイリスタS₁〜S₃又はS₄〜
S₆又はこれ等の両方のオン制御信号を発生する。なお、
サイリスタS₁〜S₃は同時に制御され、且つS₄〜S₆も位相
差を考慮して同時に制御される。ゲート制御回路(8)と
サイリスタS₁〜S₆との間の接続線は第１図で省略されて
いる。

(9)は変動分抽出回路であって、第１の演算回路(5)と基
本波補償量信号発生回路(10)とに接続されている。この
変動分抽出回路(9)が出力する変動分△I_qは、瞬時虚電
流I_qの中に含まれる高調波成分に対応するものであり、
基本的には、第１の演算回路(5)から得られる瞬時虚電
流I_qと平均値回路(6)から得られる平均値I_qaとの差に対
応する。もし、基本波成分供給回路(3)によって基本波
成分のほぼ全部を補償することができる場合は、平均値
回路(6)から得られる平均値信号I_qaを変動分抽出回路
(9)に直接に入力させることができる。しかし、この実
施例では、基本波成分が階段的に補償され、補償の不足
又は過剰が生じるので、この不足又は過剰分をＰＷＭ変
換回路(11)で補償している。この補償を可能にするため
に、コンデンサ段数決定回路(7)と変動分抽出回路(9)と
の間に基本波補償量信号発生回路(10)が設けられてい
る。この基本波補償量信号発生回路(10)にはコンデンサ
段数決定回路(7)で決定されたコンデンサ接続段数で供
給することができる基本波補償量を示す信号I_qcを出力
する。コンデンサC₁〜C₆の容量は既知であるので、補償
することができる基本波成分を容易に決定することがで
きる。コンデンサ段数決定回路(7)から基本波補償信号I
_qcと同一の形式の出力を得ることができる場合には、基
本波補償量信号発生回路(10)を省いてコンデンサ段数決
定回路(7)の出力を直接に変動分抽出回路(9)に入力させ
る。瞬時虚電流の変動分抽出回路(9)は、I_q−I_qcの演算
を行う減算回路であり、瞬時虚電流の変動分（高調波成
分）△I_qを出力する。

(12)は瞬時実電流I_pを求める第２の演算回路であり、電
流検出器(4a)(4b)(4c)に接続されている。この第２の演
算回路(12)の具体的構成は後で詳しく説明する。

(13)は瞬時実電流の商用（電源）周波数の１周期の平均
値回路であり、第２の演算回路(12)に接続されている。
ここから得られる平均値I_paは有効電流の基本波成分に
比例する直流である。

(14)は瞬時実電流の変動分抽出回路であり、第２の演算
回路(12)と平均値回路(13)とに接続されている。この変
動分抽出回路(14)は、I_p−I_paの演算を行う減算回路で
あり、瞬時実電流の変動分△I_p即ち高調波成分を示す直
流信号を出力する。

(15)は無効及び有効の変動分を求めるための第３の演算
回路であり、第１及び第２の線電流変換回路(16)(17)と
加算回路(18)とから成る。第１の線電流変換回路(16)は
瞬時虚電流の変動分△I_qを三相の瞬時無効電流の変動分
の線電流△I_Uq、△I_Vq、△I_Wqに変換するために瞬時虚
電流の変動分抽出回路(9)に接続されている。第２の線
電流変換回路(17)は瞬時実電流の変動分△I_pを三相の瞬
時有効電流の変動分の線電流△I_Up、△I_Vp、△I_Wpに変
換するために、瞬時実電流の変動分抽出回路(14)に接続
されている。加算回路(18)は第１及び第２の線電流変換
回路(16)(17)に接続され、各相の加算信号I_Uh＝△I_Uq＋
△I_Up、I_Vh＝△I_Vq＋△I_Vp、I_Wh＝△I_Wq＋△I_Wpを出力
する。第３の演算回路(15)の具体的構成は後で説明す
る。

(19)は制御信号形成回路であって、第３の演算回路(15)
と高調波成分補償用ＰＷＭ変換回路(11)で供給する電流
を検出するための電流検出器(20a)(20b)(20c)とに接続
され、ＰＷＭ変換回路(11)のトランジスタQ₁〜Q₆をオン
・オフ制御する信号を発生する。この制御信号形成回路
(19)の具体的構成は後で説明する。

高調波補償電流供給用ＰＷＭ変換回路(11)は、ブリッジ
接続された自己消弧形半導体スイッチ素子としてのトラ
ンジスタQ₁〜Q₆を含み、各対のトランジスタQ₁〜Q₆の接
続点に交流電源線(1u、1v、1w)が接続され、各対のトラン
ジスタQ₁〜Q₆の負荷としてリアクトルＬが接続されてい
る。各トランジスタQ₁〜Q₆のベースは制御信号形成回路
(19)に接続され、各トランジスタQ₁〜Q₆はパルス幅変調
（ＰＷＭ）駆動され、所望の高調波補償電流を供給す
る。なお、ＰＷＭ変換回路(11)の入力ライン間にコンデ
ンサC₁₁、C₁₂、C₁₃が接続されている。

〔I_q，第２図〕瞬時無効電流は、前述した特開昭５６−１５９９３６号
公報で説明されている。

三相交流電源電圧V_U、V_V、V_Wは、最大値V_m、角周波数ω
の平衡三相交流電圧であるとすれば次式で表わされる。

いま、三相負荷電流I_U、I_V、I_Wをωで回転する変換マト
リクスで座標変換した電流をI_p、I_qで表わすと、零相電
流が存在しない場合は、一般に次式が成立する。

ここで、瞬時無効電流I_qのみを算出するため、(2)式に
おいてI_p＝０とすると、次式が得られる。

本発明では上記(4)式の三相一括の瞬時無効電流成分I_q
を瞬時虚電流と定義する。

第２図は第１図の第１の演算回路(5)を詳しく示す。第
１図の電流検出器(4a)(4b)(4c)に接続されるライン(21)
(22)(23)は乗算器(24)(25)(26)の一方の入力端子にそれ
ぞれ接続されている。乗算器(24)(25)(26)の他方の入力
端子にはsinωt発生回路(27)、sin(ωt-2π/3)発生回路
(28)、sin(ωt-4π/3)発生回路(29)がそれぞれ接続され
ている。各乗算器(24)(25)(26)の出力は加算器(30)に接
続されている。加算器(30)の出力ラインには係数器(31)
が設けられている。この係数器(31)は、加算器(30)の出
力に係数を乗算するものであり、(4)式の瞬時虚電流I_qを出力す
る。

〔平均値回路，第３図〕第１図の平均値回路(6)は、第３図に示す如く、積分回
路(32)とサンプルホールド回路(33)とで構成されてい
る。積分回路(32)は第１の演算回路(5)に接続され、電
源線（1u、1v、1w）の商用交流電圧の１周期の開始を示
す電源零点パルスに応答してリセットされ、商用周波数
の１周期の瞬時虚電流I_qを積分する。サンプルホールド
回路(33)は１周期の積分値を電源零点パルスに応答して
サンプリングし、ホールドし、これを平均値I_qaとして
出力する。この平均値I_qaは、瞬時無効電流の基本波成
分に対応している。

第１図の瞬時実電流の平均値回路(13)も第３図と同一に
構成されている。瞬時実電流の場合には、第３図の積分
回路(32)に瞬時実電流I_pを入力させ、サンプルホールド
回路(33)から平均値I_paを得る。

〔瞬時実電流I_p，第４図〕瞬時実電流I_pを求める第２の演算回路(12)は第４図に示
す如く構成されている。瞬時実電流I_pは(2)式においてI
_q＝０とすることによって求めることができる。即ち瞬
時実電流I_pは次式の演算で得られる。

(5)式の演算を行うために第４図の演算回路(12)は電流
検出器(4a)(4b)(4c)に接続される入力ライン(41)(42)(4
3)と、三相のcos波発生回路(44)(45)(46)と、乗算器(4
7)(48)(49)と、加算器(50)と、係数器(51)とを有する。
なお係数器(51)の係数Ｋはである。

〔線電流変換回路，第５図〕ＰＷＭ変換回路(11)を制御するためには、瞬時虚電流の
変動分△I_q及び瞬時実電流の変動分△I_pを三相の線電流
に戻すことが必要である。瞬時虚電流の変動分△I_qとこ
れに対応する線電流△I_Uq、△I_Vq、△I_Wqとの関係を次式
で示すことができる。

この(6)式の演算を行うために第５図の第１の線電流変
換回路(16)は、△I_qの入力ライン(61)、係数器(62)、三
相の正弦波発生回路(63)(64)(65)、及び乗算器(66)(67)
(68)を有する。

一方、瞬時実電流I_pの変動分△I_pとこれに対応する線電
流△I_Up、△I_Vp、△I_Wpとの関係を次式で示すことができ
る。

この(7)式の演算を行うために第２の線電流変換回路(1
7)は、△P_p入力ライン(69)、係数器(70)、三相のcos波
発生回路(71)(72)(73)、乗算器(74)(75)(76)を有する。
なお、係数器(62)(70)の係数Ｋはである。また正弦波発生回路(63)(64)(65)は第２図のも
のを兼用し、cos波発生回路(71)(72)(73)は第４図のも
のを兼用してもい。

加算回路(18)は３つの加算器(77)(78)(79)から成り、変
動分線電流I_Uh、I_Vh、I_Whを出力する。

〔ＰＷＭ制御信号形成回路，第６図、第７図〕ＰＷＭ制御信号形成回路(19)は、第６図に示す如く位相
反転回路(80)と、ヒステリシスコンパレータ(81)と論理
回路(82)とを含む。ヒステリシスコンパレータ(81)の一
方の入力端子には位相反転回路(80)を介して第３の演算
回路(15)が接続され、ここに第７図(A)で説明的に示す
変動分Ｕ相線電流I_Uhbが入力する。コンパレータ(81)の
他方の入力端子には第１図の電流検出器(20a)が接続さ
れ、第７図(A)に示す電流検出値I_CTが入力する。コンパ
レータ(81)では線電流I_Uhbに基づいて２つのヒステリシ
スレベルV_L、V_Hが得られ、これ等と電流検出値I_CTとが
比較され、I_CTがV_L、V_Hに達する毎に出力が反転し、第
７図(B)に示す比較出力が得られる。即ち、I_CTがレベル
V_HからレベルV_Lに向うt₂〜t₃区間では比較出力が低レベ
ル、I_CTがレベルV_LからV_Hに向うt₃〜t₄期間では高レベ
ルになる。

論理回路(82)は、比較出力に基づいてトランジスタQ₁、Q
₂のＰＷＭ制御信号を形成する回路である。第７図(C)に
示すトランジスタQ₁の制御信号は、線電流△I_Uhbの前半
サイクルのt₁〜t₅において第７図(B)の比較出力をその
まま選択し、後半サイクルのt₅〜t₆において第７図(B)
の比較出力を反転することによって形成されている。第
７図(D)のトランジスタQ₂の制御信号は第７図(C)の制御
パルスを反転したものである。第６図には１相分のみの
回路が示されているが、第２相及び第３相のトランジス
タQ₃〜Q₆の制御信号を形成する回路も第１相と全く同様
に構成されている。

〔動作〕

第１図の負荷(2)に高調波成分及び無効分を含む線電流I
_U、I_V、I_Wが流れている場合には、電流検出器(4a)(4b)
(4c)で検出され、第１及び第２の演算回路(5)(12)に送
られる。第１の演算回路(5)は各線電流I_U、I_V、I_Wの三
相一括の瞬時無効電流即ち瞬時虚電流I_qを出力する。平
均値回路(6)は三相一括の瞬時無効電流の基本波成分の
実効値に対応する平均値△I_qaを出力する。コンデンサ
段数決定回路(7)及び制御回路(8)は、平均値△I_qaを補
償するための電流即ち打ち消す電流を流すようにサイリ
スタS₁〜S₆を制御する。基本波成分供給回路(3)は複数
段の回路(3a)(3b)を含むので、選択された１つ又は選択
された組み合せによって要求される補償電流（基本波進
み電流）を供給する。

一方、高調波補償用のＰＷＭ変換回路(11)は、無効電流
の基本波成分供給回路(3)で補償することができない変
動分及び有効電流の高調波成分（変動分）を補償する。
即ち、無効電流の基本波成分供給回路(3)は無効電流の
基本波成分を補償するものであり、高調波成分を補償す
ることができないので、変動分抽出回路(9)で高調波成
分の情報を含む変動分△I_qを抽出し、これを補償するよ
うにトランジスタQ₁〜Q₆から成るＰＷＭ変換回路(11)を
駆動する。これと同時に有効電流の変動分△I_pも抽出
し、これを除去するようにＰＷＭ変換回路(11)を駆動す
る。トランジスタQ₁〜Q₆は自己消弧形半導体スイッチで
あるから、このオン・オフを商用周波数以上の周波数で
行うことが可能であり、高調波成分を補償することがで
きる。従って、第１図の方式によれば、フリツカ防止、
力率改善、及び高調波電流の抑制が達成される。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例え
ば次の変形例が可能なものである。

(1) 第１図の基本波成分供給回路(3)の各段の単位回路
(3a)(3b)を第８図のような回路構成にすることができ
る。第８図ではコンデンサC₁、C₂、C₃の三角結線回路
と、リアクトルL₁、L₂、L₃の三角結線回路と、リアクトル
L₁、L₂、L₃の三角結線回路とが並列に接続され、サイリス
タS₁〜S₃がリアクトルに直列に接続されている。この回
路ではサイリスタS₁〜S₃を位相制御（導通角制御）し、
等価的にコンデンサ容量を連続制御することができる。
この場合には、基本波補償量信号発生回路(6a)が不要に
なり、I_qaを直接に変動分抽出回路(9)に入力させる。

(2) ＰＷＭ変換回路(11)のリアクトルＬの代りにコン
デンサを接続してもよい。この場合には、コンデンサC
₁₁、C₁₂、C₁₃の代りにリアクトルをＰＷＭ変換回路(11)
の入力ラインに直列に接続する。

(3) トランジスタQ₁〜Q₆の代りにＦＥＴ又はＧＴＯ等
の高速スイッチング素子を使用してもよい。

(4) サイリスタS₁〜S₆をトライアックとせずにＳＣＲ
を逆並列接続したものとしてもよい。

(5) 演算回路(5)(12)(15)をマイクロコンピュータで構
成してもよい。

〔発明の効果〕

上述から明らかな如く、本発明では無効電流の基本波成
分と高調波成分とを分けて補償するので、大きな無効分
を最適に制御し、高調波電流の抑制、フリツカ防止及び
力率改善を行うことができる。また、有効電流の高調波
成分も補償するので、良質な電力を供給することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる三相電力調整装置を示
すブロック図、第２図は第１図の第１の演算回路を示すブロック図、第３図は第１図の平均値回路を示すブロック図、第４図は第１図の第２の演算回路を示すブロック図、第５図は第１図の第３の演算回路を示すブロック図、第６図は第１図の制御信号形成回路の一部を示すブロッ
ク図、第７図は第６図の各部の状態を示す波形図、第８図は基本波成分供給回路の変形を示す回路図であ
る。 (1u)(1v)(1w)…電源線、(2)…負荷、(3)…無効電流の基
本波成分供給回路、(4a)(4b)(4c)…電流検出器、(5)…
第１の演算回路、(6)…平均値回路、(8)…ゲート制御回
路、(9)…瞬時虚電流の変動分抽出回路、(11)…ＰＷＭ
変換回路、(14)…瞬時実電流の変動分抽出回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流電源線に接続されているほぼ三相
平衡負荷（２）の第１相、第２相及び第３相の線電流
（Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ）を検出すること、前記第１、第２及び第３相の線電流（Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、
Ｉ_Ｗ）に基づいて三相一括の瞬時無効電流（Ｉ_ｑ）を求
めること、前記三相一括の瞬時無効電流（Ｉ_ｑ）の平均値（Ｉ_qa）
を前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対応する区
間ごとに求めること、前記電源線に接続され且つコンデンサ又はリアクトルと
制御可能なスイッチング素子から構成された無効電流の
基本波成分供給回路（３ａ）（３ｂ）を前記平均値（Ｉ
_qa）を低減させるように制御すること、前記三相一括の瞬時無効電流（Ｉq）の変動分（△
Ｉ_ｑ）を求めること、前記変動分（△Ｉ_ｑ）を三相の線電流の形式の瞬時無効
電流変動分（△Ｉ_Uq、△Ｉ_Vq、△Ｉ_Wq）に変換するこ
と、前記第１、第２及び第３相の線電流（Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、
Ｉ_Ｗ）に基づいて三相一括の瞬時無効電流（Ｉ_Ｐ）を求
めること、前記三相一括の瞬時有効電流（Ｉ_Ｐ）の平均値（Ｉ_pa）
を前記三相交流電源線の交流電圧の１周期に対応する区
間ごとに求めること、前記三相一括の瞬時有効電流（Ｉ_Ｐ）と前記平均値（Ｉ
_pa）との差に基づいて前記三相一括の瞬時有効電流（Ｉ
_Ｐ）の変動分（△Ｉ_Ｐ）を求めること、前記三相一括の瞬時有効電流（Ｉ_Ｐ）の前記変動分（△
Ｉ_Ｐ）を三相の線電流の形式の瞬時有効電流変動分（△
Ｉ_UP、△Ｉ_VP、△Ｉ_WP）に変換すること、前記瞬時無効電流変動分（△Ｉ_Uq、△Ｉ_Vq、△Ｉ_Wq）と
前記瞬時有効電流変動分（△Ｉ_UP、△Ｉ_VP、△Ｉ_WP）と
の加算信号（Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Wh）を得ること、前記瞬時無効電流変動分（△Ｉ_Uq、△Ｉ_Vq、△Ｉ_Wq）及
び前記瞬時有効電流変動分（△Ｉ_UP、△Ｉ_VP、△Ｉ_WP）
を低減させるように前記加算信号（Ｉ_Uh、Ｉ_Vh、Ｉ_Wh）
に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を形成し、
前記三相交流電源線に接続され且つリアクトル又はコン
デンサと制御可能なスイッチング素子から構成された三
相パルス幅変調回路（１１）を前記制御信号で制御する
ことから成る電力調整方法。