JPH06311124A

JPH06311124A - 信号多重化方式

Info

Publication number: JPH06311124A
Application number: JP11908093A
Authority: JP
Inventors: Nobumasu Yukitomi; 信増行富
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1993-04-22
Filing date: 1993-04-22
Publication date: 1994-11-04

Abstract

(57)【要約】【目的】ＳＴ−ＤＦＴを利用したフィルタのリップルの
出現様態を変化せしめることにより副信号を付加する信
号多重化方式を提供することを目的とする。【構成】標本化された入力信号よりサンプリング値列を
得る操作を行い、各サンプリング値列について離散的フ
ーリエ変換（ＤＦＴ）を施すことによって離散的周波数
成分に変換し、所望の周波数成分のみを抽出するフィル
タリング処理を行った後、逆ＤＦＴを施し、これを合成
することによって所望周波数成分のみをフィルタリング
した信号を作出する時間依存フーリエ変換（ＳＴ−ＤＦ
Ｔ）手段をして主信号とは別の情報を有する副信号を付
加した上で伝送路に送出する信号多重化方式に於いて、
前記離散的周波数成分について適宜その位相を変化した
上でフィルタリング処理を行うことにより出力の振幅特
性に現出するリップルを変化せしめ、該リップルの出現
様態をもって副信号としたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は通信方式、殊にアナログ
回線に主信号たるアナログ信号に微少ビットのディジタ
ル信号を副信号として付加せしめる多重通信方式に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】電話等のアナログ音声の通信回線に於い
ては、音声周波数以上の高周波成分を制限することが義
務づけられている為、所定のカットオフ周波数を有する
所謂ＬＣフィルタ等の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用
いるのが一般的である。近年、従来のＬＣフィルタに代
えて離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）等を利用したディジ
タルフィルタを用いることが提案されている。周知の通
り、ＤＦＴを使って信号処理する場合は、信号をブロッ
クに区切る必要がある為、ＤＦＴを通信に適用する場
合、送受信間ではＤＦＴのブロック同期信号を伝送する
ことが必須となる。また、この様な通信系では伝送路に
群遅延ひずみがあると、ＤＦＴブロック端点における受
信信号の周波数成分が時間的にばらばらに受信された状
態になる為、周波数成分の時間遅れを一定に戻す位相等
化も必要となり、元来のスペクトラム操作のための処理
をはるかに超える量の信号処理が行なわなければならな
いと云う欠点があった。

【０００３】一方、ディジタル信号処理の１つとして時
間依存フーリエ変換（ＳＴ−ＤＦＴ）が知られており、
これは瞬時スペクトラムを計算するアルゴリズムであっ
て、ＳＴ−ＤＦＴをフィルタと見做したアルゴリズムは
フィルタバンク総和法と呼ばれている。ＳＴ−ＤＦＴを
利用したフィルタは、Ａ／Ｄコンバータ等により所定の
周期にてサンプリングすることにより時間軸上で標本化
された入力信号を、Ｎ個のサンプリング値列（ブロッ
ク）毎に区切り、前後の数ブロック分の信号に基づきＮ
個のサンプリング値列を得る操作をＲ個のサンプルポイ
ント分ずつ順次シフトさせながら行い、各ブロックにつ
いて離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を施すことによって
Ｎ個の周波数成分から成る離散的周波数スペクトルに変
換し、夫々の離散的周波数スペクトルについて所望周波
数成分のみを抽出するフィルタリング処理を行った後、
逆ＤＦＴを施し、これをブロック数２Ｑ個について合成
することによって所望周波数成分のみをフィルタリング
した信号を作出するものである。

【０００４】このＳＴ−ＤＦＴは信号のブロック同期を
必要とせず、しかも受信側において位相変化が線形とな
る。したがって伝送路の群遅延ひずみに強いと云う特徴
を有する。しかしながら、ＳＴ−ＤＦＴ手段を用いてフ
ィルタを構成した場合、処理量及び遅延の増大を防止す
べく設計パラメータであるＱ及びＲを有限に打ち切らな
ければならないため、フィルタの振幅特性が著しく劣化
し櫛状のリップルを呈すると共に位相直線性も大きくず
れるという欠点があった。これに対し、本発明者は従来
のＳＴ−ＤＦＴを利用したディジタルフィルタに於い
て、設計パラメータを有限に打ち切ってフィルタを実現
した場合であっても前記離散的周波数成分について適宜
その位相を変化した上でフィルタリング処理を行うこと
により通過域のリップルを低減し平坦な振幅特性を得る
ことができることを見い出しこれを提案した。

【０００５】また一方、音声信号を主信号とする通信に
対して、該主信号にこれとは異なる情報を担った副信号
を付加し同一の伝送路に送出することによって回線利用
の効率化を図ろうとする様々な提案がなされ研究が進め
られている。

【０００６】

【発明の目的】本発明は上述した如き状況に鑑みてなさ
れたものであって、ＳＴ−ＤＦＴを利用したフィルタの
リップルの出現様態を変化せしめることにより副信号を
付加する信号多重化方式を提供することを目的とする。

【０００７】

【発明の概要】上述の目的を達成するため本発明は、送
信側に於いては主信号を所定の周期にてサンプリングし
標本化された入力信号を、Ｒ個のサンプリングポイント
分ずつ順次シフトさせながらＮ個のサンプリング値列を
得る操作を行い、各サンプリング値列について離散的フ
ーリエ変換（ＤＦＴ）を施すことによって離散的周波数
成分に変換し、夫々の周波数成分の所望周波数成分のみ
を抽出するフィルタリング処理を行った後、逆ＤＦＴを
施し、これを所望数２Ｑ個について合成することによっ
て所望周波数成分のみをフィルタリングした信号を作出
する時間依存フーリエ変換（ＳＴ−ＤＦＴ）手段をして
前記主信号とは別の情報を有する副信号を付加した上で
伝送路に送出する信号多重化方式に於いて、前記ＳＴ−
ＤＦＴ手段が、前記離散的周波数成分について適宜その
位相を変化した上でフィルタリング処理を行うことによ
り出力の振幅特性に現出するリップルを変化せしめ、該
リップルの出現様態をもって副信号としたものであっ
て、前記離散的周波数成分について最低周波数から偶数
番目のすべての周波数成分について位相を１８０゜回転
せしめるか否かによって夫々ほぼフラットな或いは櫛歯
状のリップルを有する振幅特性を呈する出力とし、該リ
ップルの有無を２値データの副信号としたもの或いは、
前記離散的周波数成分について最低周波数から奇数番目
のすべての周波数成分について位相を９０゜回転せしめ
るか否かによって前記櫛歯状のリップルの出現様態を変
化せしめたもの。更にはＲ=Ｎ／２であり且つＱが偶数
であること若しくはＲ=Ｎ／４であり且つＱ＝３＋４ｎ
或いはであること或いはＲ=Ｎ／ａであり且つＱ＝（ａ
／２＋１）＋ａｎ（但し、ｎ＝０，１，２，３・・・、
１＜ａ≦Ｎ、ａはＮの約数）であるもの。

【０００８】

【実施例】実施例の説明に先立ち、本発明の理解を容易
にするため前述のＳＴ−ＤＦＴを利用したディジタルフ
ィルタについて少しく詳細に説明するまずＳＴ−ＤＦＴ
の定義から変換式は次のようになる。

【数１】ここでＸｎ（ｅ^{j 2}π^k/N ）は、時刻ｎにおける瞬時ス
ペクトラムの周波数成分、ｘ（ｎ）は時刻ｎにおける入
力信号、ｗ（ｎ）は（２）式で定義される分析フィルタ
関数とする。

【０００９】上述のアルゴリズムをフィルタバンクと等
価と解釈したときの構成を図２に示す。ｈ（ｎ）は、理
想低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に時間領域でｅ^jω^mなる
変調をかけ（但し、ω＝２πｋ／Ｎ）、ωだけ周波数を
シフトさせた帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）である。入力
信号がそのＢＰＦを通した後にベースバンド帯域への変
調項ｅ^-jωⁿをかけた後の信号Ｘｎ（ｅ^jω^k)が瞬時スペ
クトラムとなる。逆変換も同様に等価といえる。また各
ＢＰＦの出力はｅ^jω^mなる変調をかけベースバンドにシ
フトしているがこの帯域は入力信号帯域の１／２Ｎであ
るので、サンプリング周波数を１／Ｎに落とすことがで
きる。この結果ベースバンドにシフトする前に比べてサ
ンプリングを１／Ｒ（Ｒ≦Ｎ）に減らすことができる。
これをディジタル信号処理で実現する場合、サンプル数
がＲ：１になるように間引き（ダウンサンプル）を行な
えばよく、Ｒサンプルごとに一回分析処理を行うことで
あり、ｎ＝ｒＲ（ｒは整数）とおくことと等価である。

【００１０】また連続な周波数スペクトルを周波数領域
で適性にサンプリングして周期的な離散スペクトルにし
た場合、それを逆フーリエ変換した時間領域での入力信
号はＮ周期の離散信号となる。そこでこの周期性から信
号をＮサンプルごとに区切ってｍをｍ＝Ｎｓ＋ｑ（ｓは
整数、０≦ｑ≦Ｎ−１）と表現する。これを（１）式に
代入、ＤＦＴの形に展開する。Ｘｎ（ｅ^{j 2}π^k/N )は数
列ｕ_n（ｑ）を法Ｎだけ円状シフトした後Ｎ点ＤＦＴを
とったものになる。すなわち

【数２】ここで（（ｑ−ｒＲ））_Nは、括弧内ｑ−ｒＲをmodulo
Ｎで数えることを意味する。この時、（３）式は、Ｎポ
イントの離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）の形をしている
から高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることができ
る。

【００１１】一方、（１）式に基づく逆変換の定義式は
次のようになる。

【数３】各周波数ｋに対する数列Ｘｎ（ｅ^{j 2}π^k/N )をカットオ
フ周波数π／Ｎの低域フィルタに通し補間する。このフ
ィルタのインパルス応答をｇ（ｎ）とし、全長２ＲＱ−
１であると仮定する。ここでＲは、データを補間する間
隔、Ｑは、補間する畳み込みの有限範囲（Ｑ≠０，Ｑは
整数）である。さらに（５）式は、次のように書き換え
られる。

【数４】このとき、（６）式は、Ｎポイントの離散的逆フーリエ
変換（ＩＤＦＴ）の形をしているから高速逆フーリエ変
換（ＩＦＦＴ）を用いることができる。

【００１２】ここで、合成フィルタとして次のLagrange
関数を用いる。

【数５】図３にLagrange関数を示す。Lagrangeフィルタによる補
間のイメージを図４に示す。（１）式で定めた瞬時スペ
クトラムを簡単のためＸｎ（ｋ）とする。その瞬時スペ
クトラムは、分析時にサンプリングされた時間（Ｒ）ご
とに求まる。それを図４の斜右上方向を軸として描いて
ある。その垂直横方向に時間軸をそして垂直縦方向に瞬
時スペクトラムのパワーを軸にとってある。その上に絶
対時間ｎのLagrange関数の時間的推移位置を示してあ
る。絶対時間ｎの時系列合成サンプル値を求めるために
Lagrange関数と瞬時スペクトラムとの畳み込みを求め
る。畳み込みを行なう制約された範囲（２Ｑ）を相対時
間としてLagrange関数と瞬時スペクトラムとの畳み込み
を行なって補間する。その結果を逆フーリエ変換したも
のが絶対時間ｎの時系列サンプル値となる。シミュレー
ションに用いたアルゴリズムは、スペクトルをフーリエ
逆変換し、それを図４のスペクトルに置き換えて補間
し、時系列合成サンプル値を求めている。

【００１３】複素荷重係数を考慮したＳＴ−ＤＦＴの逆
変換アルゴリズムを以下で述べる。複素荷重係数を考慮
した逆変換の原理を示す。これは、信号をＳＴ−ＤＦＴ
に通した時の大きな位相ひずみや振幅ひずみを除去する
ことを目的としている。合成部の複素荷重係数Ｐｋは周
波数領域では次式で示される。

【数６】この複素荷重係数を考慮すると逆変換（６）式は次のよ
うに書ける。

【数７】

【００１４】以下に振幅周波数特性制御および位相制御
の制約条件と性質を示す。（１）式の瞬時スペクトラム
を簡単のためＸｎ（ｋ）とする。この瞬時スペクトラム
成分に次式の操作を施すと任意の位相推移θ［ｒａ
ｄ．］を与えた瞬時スペクトラムＸｎ’（ｋ）が得られ
る。

【数８】従って、周波数域上でベクトル回転された瞬時スペクト
ラム成分の実、虚数成分は次式で与えられる。

【数９】

【００１５】上述した如き原理に基づくＳＴ−ＤＦＴ手
段を用いたフィルタは、実際にはディジタル信号処理プ
ロセッサ（ＤＳＰ）若しくはゲート回路の組合せ等の周
知の手法によってフィルタとして実現される。

【００１６】しかしながら、ＳＴ−ＤＦＴ手段を用いて
フィルタを構成した場合、処理量及び遅延の増大を防止
すべく設計パラメータであるＱ及びＲを有限に打ち切ら
なければならないため、フィルタの振幅特性が著しく劣
化し櫛状のリップルを呈すると共に位相直線性も大きく
ずれるという欠陥があった。例えばＳＴ−ＤＦＴをフィ
ルタバンクと等価と見たときの設計パラメータをＬ＝
８，Ｑ＝４，Ｒ＝Ｎ／２とし、ＳＴ−ＤＦＴの離散ポイ
ント数をＮ＝３２、間引きフィルタに理想低域通過フィ
ルタである無限長Nyquistフィルタを有限長に打ち切っ
たTruncated Nyquistフィルタを用い、Lagrangeフィル
タを用いたときの振幅の周波数特性を図５に示す。同図
に於いて横軸のFrequency Indexは、ＤＦＴの線スペク
トルの番号である。

【００１７】この周波数特性は、ＳＴ−ＤＦＴの帯域を
半分にした低域通過フィルタの特性を用い、ＳＴ−ＤＦ
Ｔの周波数の８倍の解像度の周波数を入力したときの振
幅、位相特性である。ＳＴ−ＤＦＴの周波数サンプル点
は、１つのフィルタバンクの中心周波数である。また図
６は、位相角の変化を周波数ごとに示したものである。
通過域ではフィルタバンクの間で位相角がずれているの
がはっきりとわかる。図５、図６から明らかな如く櫛状
の振幅特性となり、各フィルタバンクの間で位相がずれ
ると云う欠陥があったこと上述した通りである。

【００１８】これに対し、本発明者は設計パラメータを
有限に打ち切ってＳＴ−ＤＦＴを利用したディジタルフ
ィルタを実現した場合について、計算機シュミレーショ
ンによる解析を重ねるうちに、ＤＦＴにより得られた周
波数成分の位相を調整することにより、通過域のリップ
ルを制御できることを見い出し、以下の最適条件に到達
した。（８）式に於けるｎ₀をｎ₀（ｋ）と周波数の関数
に置き換えたとき、ｋが偶数のときｎ₀（ｋ）＝
０，ｋが奇数のときｎ₀（ｋ）＝Ｎ／２，という
条件、即ち前記離散的周波数成分について最低周波数か
ら偶数番目のすべての周波数成分について位相を１８０
゜回転すると共に、Ｒ＝Ｎ／２、Ｑ＝偶数の時、Ｒ＝Ｎ
／４、Ｑ＝３＋４ｎ（ｎ＝０，１，２，
３．．．．．．）の時、或いはＲ=Ｎ／ａであり且つＱ
＝（ａ／２＋１）＋ａｎ（但し、ｎ＝０，１，２，３・
・・、１＜ａ≦Ｎ、ａはＮの約数）のとき通過域の櫛状
特性が改善可能となる。

【００１９】例えば従来のそれと同様に設計パラメータ
をＬ＝８，Ｑ＝４，Ｒ＝Ｎ／２とし、離散ポイント数を
Ｎ＝３２、間引きフィルタに理想低域通過フィルタであ
る無限長Nyquistフィルタを有限長に打ち切ったTruncat
ed Nyquistフィルタを用い、補間フィルタにLagrangeフ
ィルタを用いたとき、その振幅の周波数特性は図７に示
す如く、図５の通過域で見られた約６０ｄＢの櫛状の特
性は消え、約０．２３ｄＢとほとんどリップルがない理
想に近い平坦な振幅特性が得られている。深い減衰のあ
った周波数以外では、最大で約０．１５ｄＢ程度のリッ
プルとなっている。図８は、位相調整後のＳＴ−ＤＦＴ
の位相特性であって、通過域での位相直線性がほぼ実現
され、通過域でのリップルは、最大約０．００００４ｄ
ｅｇ．と極めて微小な値となることがわかる。

【００２０】以上説明した如く所定の設計パラメータに
おいては、前記離散的周波数成分について最低周波数か
ら偶数番目のすべての周波数成分について位相を１８０
゜回転させるか否かによって、通過域がフラットになる
或いはリップルが現出するかのいずれかに制御すること
が可能となる。本発明はこの点に着目し、”０”、”
１”の２値データをリップルの有無に置き換えることに
よって、音声等の主信号と同時にこれとは別の副信号を
同一伝送路上に送出せんとする信号多重化方式を提案す
るものである。

【００２１】図１（ａ）、（ｂ）は夫々本発明に係る信
号多重化方式を適用した送信器と受信器の一実施例の構
成を示す図であって、ディジタルフィルタ１はＡ／Ｄ変
換器２により所定の周期にてサンプリングし標本化され
た入力信号を、Ｒ個のサンプリングポイント分ずつ順次
シフトさせながらＮ個のサンプリング値列（ブロック）
を得る操作を行い、各ブロックについて離散的フーリエ
変換（ＤＦＴ）を施すことによって離散的周波数成分に
変換する分析部３と、前記離散的周波数成分について適
宜その位相を変化する処理を行う位相調整部４と、夫々
の周波数成分の所望周波数成分のみを抽出するフィルタ
リング処理を行うフィルタリング部５と、各ブロックに
逆ＤＦＴを施し、これを所望数２Ｑ個について合成する
合成部６とによって所望周波数成分のみをフィルタリン
グした信号を作出し、これをＤ／Ａコンバータ７にてア
ナログ値に変換して出力するものである。ここで、送信
側のフィルタ１の位相調整部４に於いては、副信号とし
て１ビットの２値ディジタルデータにより所定の周波数
成分について位相を変化させ、通過域のリップルの有無
による多重化を行う。

【００２２】一方、受信側のフィルタ８は送信側のそれ
とほぼ同等のものであって主信号たる音声信号を取り出
す。このとき櫛歯状の振幅特性を示すよう位相調整し副
信号を除去し主信号のみを取り出すことも可能である。
一方、副信号再生部９は副信号についての再生を行うも
のであり、フィルタを構成していたのと同等の分析部１
０と該分析部１０により離散的周波数成分に変換された
信号からリップルの有無を求める解析部１１とから成
り、分析部１０は送信側のフィルタより分解能を高くす
るのが一般的である。また、送信側に櫛歯状リップルの
一が出現するのと同一の周波数で適当なレベルを有する
正弦波を発生するパイロット信号発生部１２を設け主信
号と共にフィルタ１入力し、受信側の副信号再生部９で
当該周波数のレベルを検出することによって、主信号の
レベルに依存することなくリップルの有無を確実に捉え
るよう構成してもよい。

【００２３】さらに、本発明者は次の条件１、条件２な
る２つの条件を満たす場合には夫々図９、図１０に示す
如きリップルの出現様態を実現できることを見い出し
た。また、このときの位相特性は夫々図１１、図１２の
ようになり、いずれの場合も前述と同じ設計パラメータ
を用いてシュミレーションを行った結果である。条件１ｋが偶数のときｎ₀（ｋ）＝Ｎ／４ｋが奇数のときｎ₀（ｋ）＝０という条件、即ち前記離散的周波数成分について最低周
波数から奇数番目のすべての周波数成分について位相を
９０゜回転すると共に、Ｒ＝Ｎ／２、Ｑ＝偶数の時、あ
るいは、Ｒ＝Ｎ／４、Ｑ＝３＋４ｎ（ｎ＝０，１，２，
３．．．．．．）としたもの。条件２ｋが偶数のときｎ₀（ｋ）＝Ｎ／４ｋが奇数のときｎ₀（ｋ）＝Ｎ／２という条件、即ち前記離散的周波数成分について最低周
波数から偶数番目のすべての周波数成分について位相を
１８０゜回転し、奇数番目のすべての周波数成分につい
て位相を９０゜回転すると共に、Ｒ＝Ｎ／２、Ｑ＝偶数
の時、あるいは、Ｒ＝Ｎ／４、Ｑ＝３＋４ｎ（ｎ＝０，
１，２，３．．．．．．）としたもの。

【００２４】即ち、この２つのリップル出現様態に夫
々”０”、”１”の２値データを担わせることにより更
に１ビット、先の１ビットとあわせて２ビットの２値デ
ータを副信号として主信号に付加することも可能とな
る。以上、説明した通り本発明者はこれまで欠点とされ
ていたフィルタのリップルを制御する手段を見い出し、
却ってこれを積極的に通信に利用したのであって、リッ
プル自体は１０数Ｈｚ程度と音声帯域に比して極めて狭
帯域であり、その出現位置を適宜調整することにより十
分実用可能であろう。

【００２５】尚、以上本発明を電話回線等の音声信号を
主信号としたものを例として説明したが、本発明はこれ
のみに限定されるものではなく、ファックス等の他の信
号を主信号としたものに適用してもよく、電話以外の伝
送線路を利用する通信に適用することに何ら困難はな
い。また、本発明はＳＴ−ＤＦＴを利用したフィルタを
用い、その位相調整によりリップルの出現様態を変化せ
しめこれを副信号とするものであり、上述のシュミレー
ションに用いた条件に限定されるものではなく、フィル
タの位相調整部にて適宜調整をすることにより、更に副
信号のビット数を増加せしめたものであってもよい。更
に、実施例に於いては振幅特性に現われるリップルの出
現様態のみに着目していたが、位相特性のグラフから明
らかな如く受信側で位相を解析することによって副信号
を再生するよう構成することも可能である。

【００２６】

【発明の効果】本発明は、以上説明した如く構成するも
のであるから、ＳＴ−ＤＦＴを利用したフィルタのリッ
プルの出現様態を前記フィルタを構成する位相調整部に
て位相調整するのみで変化せしめることにより副信号を
付加すると云うこれまでにない信号多重化方式を提供す
る上で著しい効果を奏する。

【００２７】

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）、（ｂ）は夫々本発明に係る信号多重化
方式を適用した送受信器の構成を示す概念図。

【図２】ＳＴ−ＤＦＴのアルゴリズムを概念的に説明す
る図。

【図３】Lagrange関数の波形を示す図。

【図４】Lagrangeフィルタによる補間のイメージを示す
図。

【図５】ディジタルフィルタの振幅の周波数特性を示す
図。

【図６】ディジタルフィルタの位相特性を示す図。

【図７】位相調整後のディジタルフィルタの振幅の周波
数特性を示す図。

【図８】位相調整後のディジタルフィルタの位相特性を
示す図。

【図９】位相調整後のディジタルフィルタの振幅の周波
数特性を示す図。

【図１０】位相調整後のディジタルフィルタの振幅の周
波数特性を示す図。

【図１１】位相調整後のディジタルフィルタの位相特性
を示す図。

【図１２】位相調整後のディジタルフィルタの位相特性
を示す図。

【符号の説明】

１、８・・・ディジタルフィルタ３・・・分析部４・・・位相調整部５・・・フィルタリング部６・・・合成部９・・・副信号再生部１０・・・分析部１１・・・解析部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側に於いては主信号を所定の周期にて
サンプリングし標本化された入力信号を、Ｒ個のサンプ
リングポイント分ずつ順次シフトさせながらＮ個のサン
プリング値列を得る操作を行い、各サンプリング値列に
ついて離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を施すことによっ
て離散的周波数成分に変換し、夫々の周波数成分の所望
周波数成分のみを抽出するフィルタリング処理を行った
後、逆ＤＦＴを施し、これを所望数２Ｑ個について合成
することによって所望周波数成分のみをフィルタリング
した信号を作出する時間依存フーリエ変換（ＳＴ−ＤＦ
Ｔ）手段をして前記主信号とは別の情報を有する副信号
を付加した上で伝送路に送出する信号多重化方式に於い
て、前記ＳＴ−ＤＦＴ手段が、前記離散的周波数成分につい
て適宜その位相を変化した上でフィルタリング処理を行
うことにより出力の振幅特性に現出するリップルを変化
せしめ、該リップルの出現様態をもって副信号としたこ
とを特徴とする信号多重化方式。
【請求項２】前記離散的周波数成分について最低周波数
から偶数番目のすべての周波数成分について位相を１８
０゜回転せしめるか否かによって夫々ほぼフラットな或
いは櫛歯状のリップルを有する振幅特性を呈する出力と
し、該リップルの有無を２値データの副信号としたこと
を特徴とする請求項１記載の信号多重化方式。
【請求項３】前記離散的周波数成分について最低周波数
から奇数番目のすべての周波数成分について位相を９０
゜回転せしめるか否かによって前記櫛歯状のリップルの
出現様態を変化せしめたことを特徴とする請求項１或い
は２記載の信号多重化方式。
【請求項４】Ｒ=Ｎ／２であり且つＱが偶数であること
若しくはＲ=Ｎ／４であり且つＱ＝３＋４ｎ或いはＲ=Ｎ
／ａであり且つＱ＝（ａ／２＋１）＋ａｎ（但し、ｎ＝
０，１，２，３・・・、１＜ａ≦Ｎ、ａはＮの約数）で
あることを特徴とする請求項１乃至３記載の信号多重化
方式。