JPH0630806B2

JPH0630806B2 - 溶接倣い制御装置

Info

Publication number: JPH0630806B2
Application number: JP59189340A
Authority: JP
Inventors: 理仁尾; 佐藤　　忍
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1984-09-10
Filing date: 1984-09-10
Publication date: 1994-04-27
Anticipated expiration: 2009-04-27
Also published as: JPS6167571A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はウィービング溶接における溶接倣い制御装置に
関する。

〔従来の技術〕

従来、溶接倣い制御方式あるいは装置として種々提案さ
れている。「実公昭55-13025」および「特公昭57−242
8」は、ウィービング両端における溶接電池を検出、比
較することにより、所望の溶接線からの位置ずれ修正信
号を得るものである。しかしながら、この方式は、溶接
電流が位置情報以外の外乱情報（ワイヤ送給むら、短絡
現像、電源リップル等）を多く含み、また溶接電流それ
自体の変動が大きくアークが安定し難い、ショートアー
ク状態及びグロビュラー状態のような小電流状態では位
置検出精度が低下するという欠点を有しており、電流値
の大きいスプレーアーク状態に専ら適用されるものであ
る。

「特公昭57−2428」ではローパスフィルタにより溶接電
流の脈動を平滑化する手法がとられているが、ローパス
フィルタの時定数を大きくしてその脈動分を小さく抑え
たとしても、溶接電流に含まれる位置情報と外乱情報を
分離できず、小電流域においては、依然として前述の欠
点を有している。

「特開昭52−9657」は、ウィービング両端の電流の積分
値を数回、平均した値を比較して、位置検出精度を向上
させようとするものであるが、その回数に相当する時間
だけ位置ずれ修正信号の出力が遅れ、倣い制御の追従精
度が低下するという欠点がある。この無駄時間の間に進
行する溶接線の長さを短くして追従遅れを少なくするた
めに溶接速度を落とすと、生産効率が低下するという問
題が発生する。このために溶接速度をそのままにして、
ウィービング周波数を高くした場合には、ウィービング
の周期が短かくなり、外乱情報を多く含んだ溶接電流を
その間積分して平均化しても、積分区間そのものが短い
ために１回の積分当りの外乱情報の除去率は低下する。
平均化回数をウィービング周波数に比例して多くすれば
外乱情報の除去率の低下を補正することができるが、逆
に検出遅れが生じて、追従遅れの補償にはならない。し
たがって、ウィービング周波数を高くしても位置検出精
度の向上は望めない。

さらに、以上の引用文献はすべて、溶接トーチそのもの
をウィービングさせる方式で、そのウィービング周波数
は高々数Hzしかとれないために、ウィービング周波数を
高くして小電流域をカバーすることはできない。

一方、「特開昭52−15457」では、溶接トーチをウィー
ビングさせる代りに、磁界によりアークそのものをウィ
ービングさせる方式が提案されている。この方式は、機
械的なウィービングでないためウィービング周波数を高
くとれるが、溶接トーチに磁界発生用の大きな巻線が必
要なために、溶接線への接近性が悪くなり、重量も大と
なるという欠点を有している。したがって、この方式は
一部専用機として使用できるに過ぎず、ロボット用とし
ては不適格である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の目的は、ウィービング中心と溶接線がずれた場
合でも溶接電流の大小や波形、アークの短絡移行状態の
影響を受けることない、高精度の溶接倣い制御装置を提
供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の溶接倣い制御装置は、溶接電圧の２値化信号により、アーク発生時間または短
絡時間を計数する回路と、ウィービング半周期内の前記アーク発生時間または前記
短絡時間の発生回数、すなわちサンプル個数の統計的推
定値のみを通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力を位相調整可能なウィー
ビング同期信号に同期して整流する同期整流器と、この同期整流器の出力をウィービング１周期間または半
周期間、積分する積分器と、この積分器の積分値の極性
に応じて位置ずれ修正方向を決め、この積分値が零にな
るように位置ずれ修正制御を行なう制御回路とを備え
る。

〔作用〕

まず、本発明の原理を説明する。

第８図は溶接トーチと所望の溶接線との位置関係を示す
図で、同図(a) は下向き隈図、同図(b) は水平隈図の場
合である。

１は被溶接母材、２は所望の溶接線、３は溶接線２に垂
直な方向、４は給電リップ、５は消耗電極、６は溶接線
２の方向に垂直な断面内でのウィービング方向と位置ず
れ修正方向（左右）、７はウィービング方向６と直交す
るトーチ高さ修正方向（上下）、８は所望のチップ−母
材間距離、９はトーチのウィービング中心の所望の溶接
線２からの位置ずれ量、10は所望のチップ−母材間距離
からの、トーチ高さ方向のずれ量である。トーチをウィ
ービングさせ、この探索運動によるチップ−母材間距離
変動に応じ変化する溶接パラメータから(a),(b) に示す
ようなウィービング方向の位置ずれ９、トーチ高さ方向
のずれ量10を検出し、これらが０になるようトーチを誘
導するのがアーク倣い制御である。

第９図はウィービング運動とそれに対応するチッ−母材
間距離の変動を説明する図である。

(a) はＶ溝、(b) は(a) に示す矢視より見たＶ溝、12は
ウィービング中心が溶接線２に沿っているときのウィー
ビング波形、13はウィービング振巾の1/4だけウィービ
ング中心が位置ずれしているときのウィービング波形、
14はウィービング振巾の1/2だけ位置ずれしているとき
のウィービング波形、15は14と反対方向の位置ずれ時の
ウィービング波形、(c) はウィービング運動の波形、
(d) 〜(g) はウィービング中心がそれぞれ12,13,14,15
のときのチップ−母材間距離（ｌと記す）である。(e),
(f) のように、位置ずれに応じｌのウィービング周波数
成分が大きくなる。(d) に示すように、ウィービング中
心が溶接線２と一致しているときには、ｌはウィービン
グ周波数の２倍の周波数となる。また、(f),(g) に示す
ように、位置ずれ方向が変るとｌの位相が 180゜異な
る。以上のことから、探索運動であるウィービング運動
の周波数成分を示す溶接パラメータを抽出することによ
り位置ずれ情報が得られることがわかる。

第10図は短絡移行形態を示す図である。同図(a) におい
て、16は溶接電源、17は溶接電源16の２次側プラスケー
ブル、18が２次側マイナスケーブル、19はワイヤエクス
テンションである。同図(b) は２次側プラスケーブル17
と２次側マイナスケーブル18間の溶接電圧波形を示して
おり、20はアーク発生時間（以下、アーク時間T_Aと称す
る）、21は短絡時間（以下、短絡時間T_Sと称する）であ
る。周知のように、短絡移行形態ではアーク発生（溶融
エネルギ発生）→ワイヤエクステーション１９の伸長→
短絡（短絡電流による溶断エネルギー発生）→電極の溶
断→アーク発生のプロセスをくり返す。

第11図(a) ,(b)は第10図に示した短絡移行形態におい
て、第８図、第９図で示す位置ずれを与えたときのウィ
ービング運動とアーク時間T_Aのパワースペクトルの実測
値をそれぞれ示す図である。第１１図（ａ）はアーク時
間Ｔ_Ａ測定時のウィービング運動数列をフーリエ変換し
た値（複素数）の絶対値を縦軸にパワースペクトルとし
て表わしている。また、第１１図（ｂ）はアーク時間Ｔ
_Ａ数列をフーリエ変換した値（複素数）の絶対値を縦軸
にパワースペクトルとして表わしている。これらは、位
置ずれ時の実溶接結果のアーク時間T_A数列とアーク時間
T_A測定時のウィービング運動（単振動）数列の相関をみ
るために行なったものであり、これらの間には強い相関
があることがわかる。このことによりアーク時間T_Aが、
第９図で説明した位置ずれ情報源となり得る溶接パラー
メータの一つであることが実証された。図面は省略して
いるが、短絡時間Ｔ_Ｓも類似の相関がある。横軸は周波
数の逆数を正規化した数値であり、数値が小さい程周波
数は大きい。アーク時間T_Aの高周波成分は位置情報にと
ってはノイズ成分となる。このことからウィービング周
波数成分を抽出するにはバンドパスフィルタが必要とな
る。

第12図(a) は第10図(b) と同じく溶接電圧波形、同図
(b) はアーク時間T_Aおよび短絡時間Ｔ_Ｓのデータサンプ
ル間隔と時間計数値Ｔ_Ａ，Ｔ_Ｓ（データ１、データ２、
データ３、データ４）を示す。

ここで留意すべきは(b) 図の横軸、縦軸共に時間である
ということである。即ち、一定時間間隔のサンプリング
とは異なり、大きな値が入力される時はサンプリング間
隔が広がり、逆に小さい値が入力されるときは、サンプ
リング間隔が縮む可変サンプリング時系列データである
ということである。

第13図(a) はくし形デジタルフィルタの基本構成を示す
図で、０からナイキストレートまでＲ／２個の零点を有
する多重バンドパスフィルタと後段のP/2 個の極を有す
る積分器により零点と極を重ならせ有限応答を得てい
る。このＲ，Ｐの基本ブロックを COM 〔R,P 〕と記
す。第13図(b) は可変サンプリング時系列データＴ_Ａ，
Ｔ_Ｓからウィービング周波数成分（交流）に相当する成
分を抽出するデジタルバンドパスフィルタのブロック図
である。このバンドパスフィルタの通過帯域は周波数で
はなく、サンプル個数となる。即ち、ウィービング半周
期に対応するサンプリング個数の時系列データのみ通過
させるデジタルバンドパスフィルタである。溶接条件が
決まると可変サンプリング時系列データT_A，Ｔ_Ｓの分析
がほぼ決まり、その条件をパラメータとしたT_A，Ｔ_Ｓの
回帰式をあらかじめ実験的に求めておき、それからウィ
ービング半周期毎のT_A，Ｔ_Ｓのサンプル個数を推定する
か、または溶接条件より回帰式が決まっていない場合に
は、溶接開始と同時にその入力データを数点分サンプリ
ングし、それから回帰式を推定し、同様にT_A，Ｔ_Ｓのサ
ンプリング個数を推定することによりデジタルフィルタ
の通過域定数を自動設定するようにする。

第14図は、このデジタルフィルタを構成する重み関数の
例である。矩形や本例の三角形等のように幾何学的に決
めて、その面積が一定となるようとおけばフィルタのゲインを一定にできる。このような
重み関数であってもストップバンドでの減衰量はフィル
タを直列に数個接続することにより30d_B程度は十分とれ
る。実際この程度の減衰量で十分である。あらかじめ D
ET等で幅に対して何個のサンプル個数が通過するかを調
べてその計数を求めておくと、任意の通過サンプル個数
（通過特性）のフィルタ定数の設定は容易に比例計算で
定めることができる。

本発明は以上のような原理に基づき、アーク時間または
短絡時間をアーク終了時点または短絡終了時点において
計数し、通常のフィルタの周波数−振巾特性の代りにサ
ンプル個数−時間計数値特性を有するデジタルバンドパ
スフィルタに間欠的に発生するアーク時間または短絡時
間計数値を入力し、そのデジタルバンドパスフィルタの
出力をウィービング半周期信号に同期して整流し、その
同期整流出力のウィービング半周期間または１周期間の
積分値の極性に応じ位置ずれ修正方向を決め、その積分
値が零になるよう左右方向サーボモータをサーボ制御す
ることによりトーチの溶接線に対する位置ずれを修正す
るものである。さらに、本発明は、この位置ずれ修正制
御と同時に、前記２値化信号により溶接電流からアーク
電流のみを抽出し、このアーク電流をウィービング１周
期間または半週期積分すると同時にその間のアーク発生
時間の積算値を計数し、これにより実行アーク電流の平
均値を算出し、その算出値が所望の設定値に追従するよ
うトーチ方向の高さ修正制御を行なうこともできる。

〔実施例〕

本発明の実施例を図面を参照しながら説明する。

第３図は、本発明の一実施例に係る倣い制御装置を備え
た溶接装置および被溶接ワーク（水平隈肉）の概略構成
図である。

この溶接装置は、給電チップ４、消耗電極５、溶接トー
チ23、作用方向位置ずれ修正モータ32、高さ方向位置ず
れ修正モータ33、ウィービングモータを含むウィービン
グ装置31、溶接機16、給電ケーブル17、溶接電流検出器
（例えばシャント）35、溶接電流検出器35で検出した溶
接電流と溶接機16からのアーク電圧51およびウィービン
グ装置31からのウィービング同期信号46により左右方向
位置ずれ修正モータ32と高さ方向位置ずれ修正モータ33
を制御する溶接倣い制御装置40を備えて、被溶接ワーク
38,39 を溶接するものである。矢印ａ₁は溶接トーチ23
の軸線方向、矢印ａ₂は溶接トーチ23の軸線方向にほぼ
直交する方向を示しており、以下の説明ではそれぞれ
「高さ方向」「左右方向」と称する。ｖ開先のワークの
場合も「高さ方向」、「左右方向」の定義は同じであ
る。ｌはチップ−母材間距離である。 MAG溶接では、溶
接品質を保証するために溶接電流を一定に、即ちチップ
−母材間距離ｌを一定に制御する必要がある。なお、第
３図においては溶接線に沿って溶接トーチ23を移動させ
る走行軸モータは図示されていない。

第２図(a) はウィービング装置31のブロック図で、ウィ
ービング周波数・振幅設定器41、ウィービングモータ駆
動回路42、ウィービングモータ43、ウィービングモータ
43に直結されてウィービング中心位置を検出するウィー
ザング中心位置検出器44、第２図(b) に示すようなウィ
ービング運動に同期したウィービング同期信号46を出力
する波形整形回路45とからなる。

第１図は溶接倣い制御装置40のブロック図である。比較
器52は溶接電圧51を入力してアーク発生中は“１”、短
絡中は“０”の信号５３を出力する。アンド回路55は信
号53がアーク発生中を示すときクロック54を通す。立下
り微分回路56はアーク発生中を示す信号53の立下りを微
分して、アーク発生終了時点を示すシフトクロック57を
出力する。シフトレジスタ58はシフトクロック57でその
ビット数をシフトさせる時間だけウィービング同期信号
46を遅延させたウィービング遅延同期信号46′を出力す
る。論理回路60はウィービング遅延同期信号46′を入力
して第４図に示すような制御信号47′，48′，49′，5
0′を出力する。制御信号47′，49′は後述する積分器7
2，77のリセットに使用されそれぞれウィービング１周
期、半周期の積分と時間カウントが行なわれる。制御信
号48′，50′は後述するサンプルホールド回路73，80の
サンプル指令に使用され、サンプル値をそれぞれウィー
ビング１周期、半周期ホールドさせる。手動スイッチ61
はウィービング１周期毎の積分およびタイマカウンタの
制御信号47′とウィービング半周期毎の積分およびタイ
マカウンタの制御信号49′の切替え、およびウィービン
グ１周期毎の制御信号48′とウィービング半周期毎の制
御信号50′の切替を連動して行ない、制御信号62，63と
して出力する。遅延回路64は立下り微分回路56のシフト
クロック57を所定の時間、遅延する。タイマカウンタ65
は、アンド回路55から出力されるクロック（アーク時間
T_A）を計数し、遅延回路64の遅延時間だけ遅延されたシ
フトクロック57によりリセットされる。デジタルバンド
パスフィルタ66は第13図で説明したようなデジタルバン
ドパスフィルタで、シフトクロック57毎に内蔵シフトレ
ジスタをシフトさせる。符号反転回路67は、デジタルバ
ンドパスフィルタ66の出力数値データの符号を反転させ
た数値を出力する。電子スイッチ68はウィービング遅延
同期信号46′が“１”のときデジタルバンドパスフィル
タ66の出力値を選択し、“０”のとき符号反転回路67の
出力値を選択する。すなわち、符号反転回路67と電子ス
イッチ68は、デジタルバンドパスフィルタ66の出力をウ
ィービング遅延同期信号46′で整流するデジタル同期整
流器68′を構成している。ラッチ回路71は制御信号62が
“１”のときクロック70毎に加算器69の出力をラッチ積
算し、“０”のときリセットされる。加算器69は同期整
流器68′の出力とラッチ回路71の出力を加算する。すな
わち、加算器69とラッチ回路71は、ウィービング１周
期、半周期の間デジタル同期整流器68′の出力を積分す
るデジタル積分器72を構成している。デジタルサンプル
ホールド回路73は制御信号63が“０”のときデジタル積
分器72の出力をラッチし、“１”のときラッチした値を
ホールドすることよりウィービング１周期後または半周
期後のデジタル積分器72の出力をサンプルホールドす
る。ヒステリシス付比較器74はデジタルサンプルホール
ド回路73の出力と０(V) との比較を、微小不感帯ｄ以下
か以上で行なう。増幅器75は溶接電流検出器35で検出し
た溶接電流を増幅する。アナログスイッチ76は比較器52
から出力された信号53が“１”（アーク発生中）のとき
に増幅器75の出力を通過させ、“０”（短絡中）のとき
はゼロリセットさせることにより実行アーク電流を抽出
する。積分器77は制御信号62が“１”のときアナログス
イッチ76の出力を積分し、“０”のときリセットされる
ことによりウィービング１周期または半周期のアーク電
流の積分値を求める。タイマカウンタ78は制御信号62が
“１”のときアンド回路55から出力されるクロック54か
らアーク時間T_Aを計数積分し、“０”のときリセットさ
れることによりウィービング１周期または半周期のアー
ク時間の積分値を求める。平均値算出回路79は積分器77
の出力をタイマカウンタ78の出力で除算することにより
実行アーク電流のウィービング１周期間または半周期間
の平均値を算出する。アナログサンプルホールド回路80
は制御信号63が“１”のとき平均値算出回路79の出力を
トラッキングし、“０”のときその値をホールドするこ
とによりウィービング１周期後または半周期後の平均ア
ーク電流値をサンプルホールドする。ヒステリシス付比
較器82はアナログサンプルホールド回路80の出力と所望
の実行アーク電流の設定値81の比較を微小不感帯ｄ以下
か以上で行なう。このヒステリシス付比較器８２の出力
で高さ修正モータ33が制御される。

次に、本実施例の動作を説明する。可変サンプル時系列
データのウィービング周波数に対応する成分、即ち、ウ
ィービング半周期内のサンプル個数成分をデジタルバン
ドパスフィルタ66で抽出し、その出力である直流信号を
デジタル同期整流器68′とウィービング遅延同期信号4
6′で同期整流し、その出力である直流信号をデジタル
積分器72と制御信号62とでウィービング１周期間または
半周期積分し、その出力をデジタルサンプルホールド回
路73と制御信号63でウィービング１周期または半周期毎
にサンプルホールドし、第９図で説明したずれ方向によ
るチップ−母材間距離（この場合アーク時間T_A）のウィ
ービング周波数成分（この場合ウィービング半周期中の
アーク時間T_Aのサンプル個数成分）の位相反転現象はそ
の成分をウィービング同期信号で同期整流するとその極
性反転に等価であるということからこのサンプルホール
ドの出力極性で方向判別ができるので、ヒステリシス付
比較器74により、サンプルホールド値が零になるように
左右方向位置ずれ修正モータ３２を制御することによ
り、トーチの溶接線に対する位置ずれの修正が可能とな
る。

ウィービング同期信号46を46′のように遅延させる理由
は、可変サンプル時系列データのデジタルバンドパスフ
ィルタ66内のシフト回数、即ち、遅れサンプル個数、お
よび外乱ノイズよるウィービング半周期内のT_Aサンプル
個数成分の位相の乱れを補正することにある。この位相
調整用のシフトレジスタ58のビット数は図示しないプリ
ワイヤリングの手動切替により設定できる構成となって
いる。

シフトレジスタ58のビット数の調整、即ち位相調整が適
正になされ、しかもウィービング半周期内のT_Aのサンプ
ル個数成分がチップ−母材間距離のウィービング周波数
成分と同じあると仮想した状態でデジタルバンドパスフ
ィルタ66の減衰率を大きくとった場合には、位置ずれ量
とバンドパスフィルタ66の出力波形の関係は第９図(d)
〜(g) のようになる。そのとき手動スイッチ61により制
御信号47′と48′が選択されたとしてデジタル同期整流
器68′、デジタル積分器72、デジタルサンプルホールド
回路73各出力を第５図に示す。説明の便宜上アナログ値
で示している。 172〜175, 176〜179, 180〜 183はそれ
ぞれ第９図(d) 〜(g) 時のデジタル同期整流器68′の出
力、デジタル積分器72の出力、デジタルサンプルホール
ド回路73の出力である。位置ずれの大きさに比例してサ
ンプルホールド出力は大きくなり、位置ずれ方向により
サンプルホールド出力の極性が異なることがわかる。デ
ジタル同期整流器68′の出力極性でずれ方向を判別する
方法ではずれ方向を誤判別する場合がある。その誤判別
を防止するためにデジタル積分器72とデジタルサンプル
ホールド回路73が用意されている。

第５図は前記した前提条件のものでの出力信号であり、
現実では、センサ応答の制約からバンドパスフィルタ66
の減衰率を極端に大きくはとれない。従って、デジタル
フィルタの中心通過帯域であるサンプル個数近傍のサン
プル個数の外乱ノイズの影響を受け、デジタルバンドパ
スフィルタ66の出力波形は歪む。位相調整を最大公約数
的に行なったとしても歪波の振幅次第ではそのノイズ出
力が同期整流出力に含まれ、第５図中の 173の波形が実
際には第６図（第５図と同様アナログ表現する）に示す
ような不規則波形となる。しかし、ウィービング１周期
間積分により図示のように外乱ノイズの除去が可能とな
り正確な位置ずれ検出ができる。しかし、位置ずれ量が
一定と考えている本実施例の場合でもサンプルホールド
出力が図示のように極性は一定になるｌ出力値は変動す
ることからしてサンプルホールド出力を直接サーボ指令
とする線形サーボ制御よりも、その極性、即ち位置ずれ
方向のみをヒステリシス付比較器74で抽出して、そのオ
ン／オフ指令によりあらかじめ決められた位置修正量だ
けサンプル後の位置ずれ修正方向に１サンプル当り１回
修正動作を行なわせるオン／オフサーボ制御の方が望ま
しい。

次に高さ制御の動作について説明する。

第７図は、第１図で説明した溶接電圧51、比較器52の出
力である53、増幅器75の出力である溶接電流とアナログ
スイッチ76の出力（アーク電流）の関係を示す図（区間
Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３が短絡時）である。短絡電流を除いた
実行アーク電流 200が積分器77によりウィービング１周
期間または半周期間または積分されると同時にタイマカ
ウンタ78はアンド回路55を経由したクロックをウィービ
ング１周期間または半周期間計数することにより実行ア
ーク発生時間の累積値を積算する。この実行アーク発生
時間の累積値と積分器77の出力とによりウィービング１
周期または半周期毎に平均値を算出し、アナログサンプ
ルホールド回路80によりサンプルホールドし、アナログ
サンプルホールド回路80の出力である。ウィービング１
周期または半周期間の実行アーク電流値と所定の設定値
81をヒステリシス付比較器82で比較し、アナログサンプ
ルホールド回路８０の出力が設定値８１に等しくなるよ
うに第３図で説明したトーチ高さ方向の高さ方向修正モ
ータ33を制御（設定値81より小さい時にはチップを母材
側に移動させ、大きい時にはチップを母材側より離す方
向に制御）することにより平均的なチップ−母材間距離
一定に保つことができる。この場合、位置ずれ修正制御
と同様にウィービング半周期制御が１周期制御かは手動
スイッチ61で選択される。この高さ方向修正も線形サー
ボ制御よりも、ヒステリシス付比較器82を備え１サンプ
ル当り１回修正するオン／オフサーボ制御の方が望まし
い。

以上の説明で明らかなように、アーク発生と短絡をくり
返すショートアークプロセスにおいてもアーク時間情報
から微小位置ずれ情報を精度よく抽出することができる
ようになった。また、この位置ずれ検出センサ信号及び
高さ方向検出信号で位置ずれ修正モータ及び高さ修正モ
ータをサーボ制御することによりショートアークプロセ
スでのアーク倣い制御が可能になった。ウィービング１
周期または半周期毎にサーボをサンプリング制御するの
で応答性が良く、しかも、実行アークによりチップ−母
材間距離、即ちアーク電流の一定制御が行なわれるので
溶接作業性の向上及び溶接品質の安定向上がはかられる
ようになった。

なお、以上の実施例はウィービングモータ、位置ずれ修
正モータ、高さ修正モータで行なったが、これらの専用
モータをロボット手首部に装着せずとも産業用ロボット
の有しているロボット駆動軸の合成運動としてのソフト
ウィービング機能、ロボット駆動軸による位置修正機能
と高さ修正機能で代行させることは容易にできるのでロ
ボット駆動軸制御で全ての動作を行なわせる方式も本発
明に含まれるのは当然である。また、位置ずれ検出につ
いてはデジタル回路で説明したが、全てアナログ処理を
行なってもよい。さらに、位置ずれ修正をアーク時間情
報で行なう代りに、短絡時間情報で行なう方法も考えら
れる。その際は、立下り微分回路56を立上り微分回路に
変更すること、及びアンド回路55の出力からタイマカウ
ンタ65への入力を切り、新たな比較器、アンド回路を備
え短絡時間を示すタイマ用クロックをタイマカウンタ65
へ入力することにより簡単に実現できる。

一方、第５図で明らかなように同期整流器出力の積分区
間を長くすれば、外乱情報の除去率は改善できる。ウィ
ービング周波数を２倍に上げ、ウィービングの２周期間
の積分を行なえば、外乱情報の除去率は１周期積分に比
べ、改善される。即ち、本発明に記載の「ウィービング
の１周期」という語句を「ウィービングの２周期」と読
み替えるだけでよいため、本発明の位置ずれ検出および
高さ検出のためのウィービング周期は、１周期に限定さ
れないことは明かである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は次のような効果、すなわ
ち(1) 雑多な情報を含むアーク時間または短絡時間から
ウィービング中と溶接線との位置ずれに関与するサンプ
ル個数成分のみ検出するから、溶接電流の大小、シール
ドガスの成分によりアーク移行形態で決る電流波形の脈
動に影響を受けず、ショートアーク、グロービューラア
ークにおいてもスプレーアークと同様に高精度の位置ず
れ検出が可能となる、(2) 短絡電流含めた平均アーク電
流を一定にするのではなく、実行アーク電流を一定にす
べくトーチ方向の高さ制御がなされるのでアークの移行
状態を問わず良品質の溶接が可能となる、(3) ウィービ
ング１周期毎に位置ずれ修正信号（左右信号）、高さ修
正信号（上下信号）が発生されるのでセンサむだ時間が
少なく倣い精度が向上し、溶接速度をおとさなくてもよ
いから倣い制御をすることによる生産効率の低下がな
い、(4) ウィービング周波数に比例して、位置ずれ検出
精度をおとさずにセンサ応答性をよくできる（センサむ
だ時間小）、(5) トーチそのものをウィービングさせす
方式であり、溶接に邪魔になるものが何ら付加されてい
ないから、ワークへの接近性およびスパッタ、ヒュー
ム、アーク光等の悪環境下での信頼性に優れている、等
を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る溶接倣い制御装置のブ
ロック図、第２図は第３図のウィービング装置31のブロ
ック図およびウィービング同期信号の波形図、第３図は
第１図の溶接倣い制御装置40を備えた溶接装置のブロッ
ク図、第４図は第１図の論理回路60から出力される制御
信号47′，48′，49′，50′とウィービング遅延同期信
号46′、ウィービング同期信号46の関係を示す図、第５
図はデジタルバンドパスフィルタ66の減衰率を大きく
し、ウィービング運動とチップ−母材間距離の位相関係
が第９図の関係にあり、定常状態のときのデジタル同期
整流器68′、デジタル積分器72、デジタルサンプルホー
ルド回路73の出力の波形を示す図、第６図は、位置ずれ
が比較的大きい場合の位相調整後の同期整流出力、積分
器出力、サンプルホールド出力の波形を示す図、第７図
は溶接電圧51、比較器52の出力53、溶接電流、アーク電
流の波形を示す図、第８図は溶接トーチと所望の溶接線
との位置関係を示す図、第９図はウィービング運動とそ
れに対応するチップ−母材間距離の変動を説明する図、
第10図は短絡移行形態を示す図、第11図(a),(b) はそれ
ぞれはウィービング運動とアーク時間のパワースペクト
ルの実測値を示す図、第12図は溶接電圧波形およびアー
ク時間T_Aのデータサンプル値の関係を示す図、第13図は
くし形デジタルフィルタの基本構成およびデジタルバン
ドパスフィルタのブロック図、第14図はデジタルバンド
パスフィルタを構成する重み関数の例を示す図である。 46：ウィービング同期信号、 46′：ウィービング遅延同期信号、 47′，48′，49′，50′：制御信号、 51：溶接電圧、52：比較器、 54：クロック、55：アンド回路、 56：立下り微分回路、58：シフトレジスタ、 60：論理回路、61：手動スイッチ、 64：遅延回路、65,78：タイマカウンタ、 66：デジタルバンドパスフィルタ、 67：符号反転回路、68：電子スイッチ、 69：加算器、71：ラッチ回路、 73：デジタルサンプルホールド回路、 74,82：ヒステリシス付比較器、 75：増幅器、76：アナログスイッチ、 77：積分器、79：平均値算出回路、 80：アナログサンプルホールド回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アーク発生と短絡をくり返すショートアー
クプロセス下で、溶接トーチをウィービングさせながら
自動的に開先に追従させる溶接倣い装置において、溶接電圧の２値化信号により、アーク発生時間または短
絡時間を計数する回路と、ウィービング半周期内の前記アーク発生時間または前記
短絡時間の発生回路、すなわちサンプル個数の統計的推
定値のみを通過させるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力を位相調整可能なウィー
ビング同期信号に同期して整流する同期整流器と、この同期整流器の出力をウィービング１周期間または半
周期間、積分する積分器と、この積分器の積分値の極性に応じて位置ずれ修正方向を
決め、この積分値が零になるように位置ずれ修正制御を
行なう制御回路とを備える溶接倣い制御装置。