JPH0630055A - データ符号化方法およびデータ伝達信号処理方法ならびにその装置 - Google Patents
データ符号化方法およびデータ伝達信号処理方法ならびにその装置Info
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- JPH0630055A JPH0630055A JP5112447A JP11244793A JPH0630055A JP H0630055 A JPH0630055 A JP H0630055A JP 5112447 A JP5112447 A JP 5112447A JP 11244793 A JP11244793 A JP 11244793A JP H0630055 A JPH0630055 A JP H0630055A
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Correction Of Errors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 マルチレベル符号変調方式における柔軟性を
さらに増大させる。 【構成】 入力データの一部をトレリス符号化（１１１
２）し、その結果の符号化されたストリームが、所定の
信号コンステレーションの希望の所定数のサブセットの
うちの特定のサブセットを識別するために使用される。
残りの入力データは、リード・ソロモン符号を使用して
符号化され（１１１４）、その出力は、識別されたサブ
セットから特定の記号を伝送用に選択するために使用さ
れる。位相ヒットまたはその他のチャネル現象によって
受信信号点が送信された信号点の位相回転バージョンに
なってしまうようなアプリケーションでは、差分符号化
（１１０７）が全符号変調方式に含められる。別の実施
例では、差分符号化／復号およびＲＳ符号化／復号が異
なる順序となる。このような実施例では、マルチレベル
符号化方法による利点を保つために重複マルチレベル符
号が使用される。
さらに増大させる。 【構成】 入力データの一部をトレリス符号化（１１１
２）し、その結果の符号化されたストリームが、所定の
信号コンステレーションの希望の所定数のサブセットの
うちの特定のサブセットを識別するために使用される。
残りの入力データは、リード・ソロモン符号を使用して
符号化され（１１１４）、その出力は、識別されたサブ
セットから特定の記号を伝送用に選択するために使用さ
れる。位相ヒットまたはその他のチャネル現象によって
受信信号点が送信された信号点の位相回転バージョンに
なってしまうようなアプリケーションでは、差分符号化
（１１０７）が全符号変調方式に含められる。別の実施
例では、差分符号化／復号およびＲＳ符号化／復号が異
なる順序となる。このような実施例では、マルチレベル
符号化方法による利点を保つために重複マルチレベル符
号が使用される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声帯域データ伝送
（例えば、モデム）アプリケーションに有用なマルチレ
ベル符号変調に関する。
（例えば、モデム）アプリケーションに有用なマルチレ
ベル符号変調に関する。
【０００２】
【従来の技術】以下、「マルチレベル符号変調」とは、
入力データが複数のストリームに分割され、各ストリー
ムがそれぞれの冗長符号を使用して符号化される方式を
いう。続いて符号化出力は、通信チャネル（例えば音声
帯域電話チャネル）による伝送用に所定の信号配置から
チャネル記号を選択するために共同して使用される。マ
ルチレベル符号変調方式を採用する主な利点は、符号の
複雑さおよび復号遅延に対するさまざまな制約条件を満
たしながら、所望のレベルの誤り率性能（「符号化利
得」）を備えた符号化方式をシステム設計者が設計する
際の柔軟性が大きいことである。
入力データが複数のストリームに分割され、各ストリー
ムがそれぞれの冗長符号を使用して符号化される方式を
いう。続いて符号化出力は、通信チャネル（例えば音声
帯域電話チャネル）による伝送用に所定の信号配置から
チャネル記号を選択するために共同して使用される。マ
ルチレベル符号変調方式を採用する主な利点は、符号の
複雑さおよび復号遅延に対するさまざまな制約条件を満
たしながら、所望のレベルの誤り率性能（「符号化利
得」）を備えた符号化方式をシステム設計者が設計する
際の柔軟性が大きいことである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】マルチレベル符号変調
方式における柔軟性をさらに増大させることが所望され
る。
方式における柔軟性をさらに増大させることが所望され
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、重複マ
ルチレベル符号という新しいクラスの符号が開示され
る。この符号は、符号化されるデータの一部がマルチレ
ベル構造の第１の冗長符号によって処理され、その出力
の少なくとも一部は、符号化されるデータの少なくとも
他の一部とともに、第２の冗長符号によって処理され
る。この方式の利点には、マルチレベル符号変調方式に
差分符号化を便利な方法で導入することができることが
ある。
ルチレベル符号という新しいクラスの符号が開示され
る。この符号は、符号化されるデータの一部がマルチレ
ベル構造の第１の冗長符号によって処理され、その出力
の少なくとも一部は、符号化されるデータの少なくとも
他の一部とともに、第２の冗長符号によって処理され
る。この方式の利点には、マルチレベル符号変調方式に
差分符号化を便利な方法で導入することができることが
ある。
【０００５】
【実施例】図１で、データソース１０１（例えばパーソ
ナル・コンピュータ）からの２値データは、所定の２Ｎ
次元信号コンステレーションからとられた２Ｎ次元記号
によって表現され、この記号は、音声帯域電話チャネル
１５０によって伝送するための搬送波上に変調される。
ナル・コンピュータ）からの２値データは、所定の２Ｎ
次元信号コンステレーションからとられた２Ｎ次元記号
によって表現され、この記号は、音声帯域電話チャネル
１５０によって伝送するための搬送波上に変調される。
【０００６】少し図３を参照する。図３は、この技術分
野で従来使用されているいくつかの用語および概念を理
解するのに有用である。前記の記号はそれぞれＮ個の成
分２次元（２Ｄ）「信号点」Ｎ＝１，２，３，．．．の
連結からなる。このような各信号点は、所定の２Ｄコン
ステレーション（例えば、図３に示すいわゆるＱＡＭコ
ンステレーション）内の点である。（２Ｄコンステレー
ション内の信号点の数は、アプリケーションの要求に依
存する。）２Ｎ次元記号は、持続時間Ｔの「信号間隔」
Ｎ個の間に、各信号間隔ごとに１信号点ずつ、伝送チャ
ネルに送出される。特定の符号変調方式で使用されるす
べての異なる２Ｎ次元記号の総体は、「２Ｎ次元コンス
テレーション」と呼ばれる。
野で従来使用されているいくつかの用語および概念を理
解するのに有用である。前記の記号はそれぞれＮ個の成
分２次元（２Ｄ）「信号点」Ｎ＝１，２，３，．．．の
連結からなる。このような各信号点は、所定の２Ｄコン
ステレーション（例えば、図３に示すいわゆるＱＡＭコ
ンステレーション）内の点である。（２Ｄコンステレー
ション内の信号点の数は、アプリケーションの要求に依
存する。）２Ｎ次元記号は、持続時間Ｔの「信号間隔」
Ｎ個の間に、各信号間隔ごとに１信号点ずつ、伝送チャ
ネルに送出される。特定の符号変調方式で使用されるす
べての異なる２Ｎ次元記号の総体は、「２Ｎ次元コンス
テレーション」と呼ばれる。
【０００７】図１の実施例では、Ｎの値は２である。す
なわち、信号コンステレーションは、各４Ｄ記号間隔の
第１および第２信号間隔においてそれぞれ第１および第
２の２Ｄ信号コンステレーションからとられた記号から
なる４次元（４Ｄ）コンステレーションである。例え
ば、同一の２Ｄコンステレーションが両方の信号間隔に
対して使用される。特に、その２Ｄコンステレーション
は、例えば、図４の６４信号点（６４点）ＱＡＭコンス
テレーションである。さらに、２つの２Ｄ信号点のすべ
ての可能な組合せが本実施例では使用されるため、４Ｄ
コンステレーションは６４2＝４０９６個の４Ｄ記号か
らなる。
なわち、信号コンステレーションは、各４Ｄ記号間隔の
第１および第２信号間隔においてそれぞれ第１および第
２の２Ｄ信号コンステレーションからとられた記号から
なる４次元（４Ｄ）コンステレーションである。例え
ば、同一の２Ｄコンステレーションが両方の信号間隔に
対して使用される。特に、その２Ｄコンステレーション
は、例えば、図４の６４信号点（６４点）ＱＡＭコンス
テレーションである。さらに、２つの２Ｄ信号点のすべ
ての可能な組合せが本実施例では使用されるため、４Ｄ
コンステレーションは６４2＝４０９６個の４Ｄ記号か
らなる。
【０００８】図１に戻り、ソース１０１からのビットの
ストリームは、４Ｄ記号間隔あたり１０．８８７５ビッ
トの平均速度でスクランブラ１０４に入力される。（こ
の速度の意味は後で明らかになる。）スクランブラ１０
４は、そのデータを通常の方法でランダム化する。スク
ランブラ１０４の直列ビットストリーム出力は、直並列
（Ｓ／Ｐ）変換器１０５に送られる。
ストリームは、４Ｄ記号間隔あたり１０．８８７５ビッ
トの平均速度でスクランブラ１０４に入力される。（こ
の速度の意味は後で明らかになる。）スクランブラ１０
４は、そのデータを通常の方法でランダム化する。スク
ランブラ１０４の直列ビットストリーム出力は、直並列
（Ｓ／Ｐ）変換器１０５に送られる。
【０００９】Ｓ／Ｐ変換器１０５は、各４Ｄ記号間隔に
対して、リード１０８／１０９上に１１ビットの出力ワ
ードを送出する。（文脈から明らかなように、明細書お
よび図面中のさまざまなリード（例えばリード１０８ま
たはリード１０９）は、実際にはリードの束であり、そ
の束の各リードがそれぞれビットを運搬するものと解す
べきである。）特に、２ビットがリード１０８上に送出
され、他の９ビットがリード１０９上に送出される。Ｓ
／Ｐ変換器１０５は、リード１０９上にビットを送出せ
ずにリード１０８上にのみ２ビットを送出することもあ
る（詳細は後述）。
対して、リード１０８／１０９上に１１ビットの出力ワ
ードを送出する。（文脈から明らかなように、明細書お
よび図面中のさまざまなリード（例えばリード１０８ま
たはリード１０９）は、実際にはリードの束であり、そ
の束の各リードがそれぞれビットを運搬するものと解す
べきである。）特に、２ビットがリード１０８上に送出
され、他の９ビットがリード１０９上に送出される。Ｓ
／Ｐ変換器１０５は、リード１０９上にビットを送出せ
ずにリード１０８上にのみ２ビットを送出することもあ
る（詳細は後述）。
【００１０】リード１０８／１０９上のビットは、４
Ｄ，６４状態トレリス符号器１１２およびレート１５８
／１６０リード・ソロモン（ＲＳ）符号器１１４からな
る符号器１１に送られる。特に、リード１０８上の連続
するビット対がトレリス符号器１１２に供給され、その
リード１１３上の出力は３ビットからなる。この３ビッ
トは、４Ｄコンステレーションの４０９６個の４Ｄ記号
のうち、８個の所定のサブセットのうちの１つを識別す
る。
Ｄ，６４状態トレリス符号器１１２およびレート１５８
／１６０リード・ソロモン（ＲＳ）符号器１１４からな
る符号器１１に送られる。特に、リード１０８上の連続
するビット対がトレリス符号器１１２に供給され、その
リード１１３上の出力は３ビットからなる。この３ビッ
トは、４Ｄコンステレーションの４０９６個の４Ｄ記号
のうち、８個の所定のサブセットのうちの１つを識別す
る。
【００１１】記号は、次のような標準的な方法でサブセ
ットに割り当てられる。４Ｄコンステレーション全体の
２個の２Ｄ成分コンステレーション（図４）はそれぞれ
４個の２Ｄサブセットに分割される。それらをａ、ｂ、
ｃ、およびｄと表す。図３に、参照符号によって、これ
ら４個の２Ｄサブセットのうちのいずれが各２Ｄ点に割
り当てられるかを示す。こうして、４Ｄコンステレーシ
ョン全体の８個のサブセットは、図５のようになる。
ットに割り当てられる。４Ｄコンステレーション全体の
２個の２Ｄ成分コンステレーション（図４）はそれぞれ
４個の２Ｄサブセットに分割される。それらをａ、ｂ、
ｃ、およびｄと表す。図３に、参照符号によって、これ
ら４個の２Ｄサブセットのうちのいずれが各２Ｄ点に割
り当てられるかを示す。こうして、４Ｄコンステレーシ
ョン全体の８個のサブセットは、図５のようになる。
【００１２】特に、４ＤサブセットＳ０は、第１および
第２成分２Ｄ信号点がいずれも２Ｄサブセットａまたは
２Ｄサブセットｂからとられた各４Ｄ記号からなる。図
５で、信号点のこれらの組合せを（ａ，ａ）および
（ｂ，ｂ）と表す。これらをそれぞれ「４Ｄ型」と呼
ぶ。他の４Ｄサブセットのそれぞれ（Ｓ１〜Ｓ７）もま
た、図示のように２Ｄサブセットを組み合わせることに
よって形成される。
第２成分２Ｄ信号点がいずれも２Ｄサブセットａまたは
２Ｄサブセットｂからとられた各４Ｄ記号からなる。図
５で、信号点のこれらの組合せを（ａ，ａ）および
（ｂ，ｂ）と表す。これらをそれぞれ「４Ｄ型」と呼
ぶ。他の４Ｄサブセットのそれぞれ（Ｓ１〜Ｓ７）もま
た、図示のように２Ｄサブセットを組み合わせることに
よって形成される。
【００１３】例えば、４ＤサブセットＳ３は、第１およ
び第２成分２Ｄ信号点が、それぞれ、２Ｄサブセットａ
およびｄから（（ａ，ｄ）とラベルされた４Ｄ型）、ま
たは、２Ｄサブセットｂおよびｃから（（ｂ，ｃ）とラ
ベルされた４Ｄ型）とられた各４Ｄ記号からなる。全部
で４０９６個の４Ｄ記号があり、８個のサブセットがあ
るため、各４Ｄサブセットは５１２個の４Ｄ記号を含
む。
び第２成分２Ｄ信号点が、それぞれ、２Ｄサブセットａ
およびｄから（（ａ，ｄ）とラベルされた４Ｄ型）、ま
たは、２Ｄサブセットｂおよびｃから（（ｂ，ｃ）とラ
ベルされた４Ｄ型）とられた各４Ｄ記号からなる。全部
で４０９６個の４Ｄ記号があり、８個のサブセットがあ
るため、各４Ｄサブセットは５１２個の４Ｄ記号を含
む。
【００１４】例えば本実施例で使用されるトレリス符号
を実現する回路を図７に示す。２Ｔとラベルされた各ボ
ックスは、２Ｔ秒間の遅延を与える遅延要素であり、各
「＋」は排他的ＯＲゲートを表す。
を実現する回路を図７に示す。２Ｔとラベルされた各ボ
ックスは、２Ｔ秒間の遅延を与える遅延要素であり、各
「＋」は排他的ＯＲゲートを表す。
【００１５】従来のトレリス符号変調（ＴＣＭ）方式で
は、リード１０９に送出されるビットはいわゆる「非符
号化ビット」である。このビットは、リード１１３上の
ビットによって識別される４Ｄサブセットから特定の記
号を伝送用に選択するために使用される。従って、従来
のＴＣＭ方式では、リード１０９上の各９ビットワード
は、識別された４Ｄサブセットの２9＝５１２個の４Ｄ
記号のうちの１つを選択するために使用される。
は、リード１０９に送出されるビットはいわゆる「非符
号化ビット」である。このビットは、リード１１３上の
ビットによって識別される４Ｄサブセットから特定の記
号を伝送用に選択するために使用される。従って、従来
のＴＣＭ方式では、リード１０９上の各９ビットワード
は、識別された４Ｄサブセットの２9＝５１２個の４Ｄ
記号のうちの１つを選択するために使用される。
【００１６】しかし、リード１０９上のビットは、記号
を直接選択するために使用されない。むしろ、このビッ
トはまず第２符号器によって符号化され、識別されたサ
ブセットから特定記号を選択するために使用されるのは
この第２符号器の出力である。従って、全符号化方式
は、複数（この場合、２個）のレベルの入力ビットが符
号化されるという意味で「マルチレベル符号変調方式」
である。特に、いくつかのビットはトレリス符号化さ
れ、残り（いわゆる「非トレリス符号化」ビット）は、
本実施例では、ＲＳ符号器１１４によってリード・ソロ
モン（ＲＳ）符号化される。
を直接選択するために使用されない。むしろ、このビッ
トはまず第２符号器によって符号化され、識別されたサ
ブセットから特定記号を選択するために使用されるのは
この第２符号器の出力である。従って、全符号化方式
は、複数（この場合、２個）のレベルの入力ビットが符
号化されるという意味で「マルチレベル符号変調方式」
である。特に、いくつかのビットはトレリス符号化さ
れ、残り（いわゆる「非トレリス符号化」ビット）は、
本実施例では、ＲＳ符号器１１４によってリード・ソロ
モン（ＲＳ）符号化される。
【００１７】ＲＳ符号器１１４は、周知の型のものであ
り、例えば、ＧＦ（２9）でｋ＝１５８の従来のレート
ｋ／ｋ＋２組織符号器である。リード・ソロモン符号化
および復号は、例えば、マイケルソン他「ディジタル通
信のための誤り制御技術」第６章、ジョン・ワイリー・
アンド・サンズ（１９８５年）に記載されている。それ
に記載されるように、符号器１１４は、ＲＳフレームで
その出力を送出する。
り、例えば、ＧＦ（２9）でｋ＝１５８の従来のレート
ｋ／ｋ＋２組織符号器である。リード・ソロモン符号化
および復号は、例えば、マイケルソン他「ディジタル通
信のための誤り制御技術」第６章、ジョン・ワイリー・
アンド・サンズ（１９８５年）に記載されている。それ
に記載されるように、符号器１１４は、ＲＳフレームで
その出力を送出する。
【００１８】図６に示すように、各ＲＳフレームは、リ
ード１１５上の１６０（すなわち、ｋ＋２）個の９ビッ
トＲＳワードからなる。ＲＳ符号はいわゆる組織符号で
あるため、フレームの最初のｋ＝１５８ワードは単にリ
ード１０９からの１５８個の連続する入力ワードであ
る。これらを、「情報伝達ワード」と呼ぶ。１６０ワー
ドのフレームの最後の２ワードは、選択されたＲＳ符号
に従って最初の１５８ワードの値に応じて生成されたい
わゆる「冗長ワード」である。
ード１１５上の１６０（すなわち、ｋ＋２）個の９ビッ
トＲＳワードからなる。ＲＳ符号はいわゆる組織符号で
あるため、フレームの最初のｋ＝１５８ワードは単にリ
ード１０９からの１５８個の連続する入力ワードであ
る。これらを、「情報伝達ワード」と呼ぶ。１６０ワー
ドのフレームの最後の２ワードは、選択されたＲＳ符号
に従って最初の１５８ワードの値に応じて生成されたい
わゆる「冗長ワード」である。
【００１９】１６０ワードの全フレームがまず受信機で
回復され、２個の冗長ワードの存在によって、１６０ワ
ードのうち、誤って回復された１ワード、または、消去
された２ワードの識別および訂正が可能となる。従っ
て、この特定のＲＳ符号を単一誤り訂正ＲＳ符号と呼
ぶ。ＲＳ符号器１１４の動作は、９ビットのワードが、
フレームを構成する最初の１５８個の連続する４Ｄ記号
間隔のそれぞれに対してリード１０９に送出され、残り
の２個の４Ｄ記号間隔ではビットが送出されないよう
に、Ｓ／Ｐ変換器１０５の動作と同期する。符号器１１
４が前記の２個の冗長ワードを出力するのはこの２個の
間隔中である。
回復され、２個の冗長ワードの存在によって、１６０ワ
ードのうち、誤って回復された１ワード、または、消去
された２ワードの識別および訂正が可能となる。従っ
て、この特定のＲＳ符号を単一誤り訂正ＲＳ符号と呼
ぶ。ＲＳ符号器１１４の動作は、９ビットのワードが、
フレームを構成する最初の１５８個の連続する４Ｄ記号
間隔のそれぞれに対してリード１０９に送出され、残り
の２個の４Ｄ記号間隔ではビットが送出されないよう
に、Ｓ／Ｐ変換器１０５の動作と同期する。符号器１１
４が前記の２個の冗長ワードを出力するのはこの２個の
間隔中である。
【００２０】上記のように、１６０個の４Ｄ記号間隔の
それぞれに対して３ビットがリード１１３上に送られ
る。従って、各４Ｄ記号間隔に対して、リード１１３お
よび１１５上に１２ビットが供給される。そのうち３ビ
ット（リード１１３）は４Ｄサブセットを識別し、残り
の９ビット（リード１１５）は、そのサブセットの特定
の記号を選択する。これらのビットは、４Ｄ，６４−Ｑ
ＡＭコンステレーションマッパ１２０に送られる。４
Ｄ，６４−ＱＡＭコンステレーションマッパ１２０は、
選択された４Ｄ記号の２つの成分２Ｄ信号点の表現（例
えばｘおよびｙ座標）を出力する。これらの表現は、従
来型変調器１４１に送られる。従来型変調器１４１は、
チャネル１５０に、それらの２Ｄ信号点を表現するデー
タ伝達通過帯域信号を送る。
それぞれに対して３ビットがリード１１３上に送られ
る。従って、各４Ｄ記号間隔に対して、リード１１３お
よび１１５上に１２ビットが供給される。そのうち３ビ
ット（リード１１３）は４Ｄサブセットを識別し、残り
の９ビット（リード１１５）は、そのサブセットの特定
の記号を選択する。これらのビットは、４Ｄ，６４−Ｑ
ＡＭコンステレーションマッパ１２０に送られる。４
Ｄ，６４−ＱＡＭコンステレーションマッパ１２０は、
選択された４Ｄ記号の２つの成分２Ｄ信号点の表現（例
えばｘおよびｙ座標）を出力する。これらの表現は、従
来型変調器１４１に送られる。従来型変調器１４１は、
チャネル１５０に、それらの２Ｄ信号点を表現するデー
タ伝達通過帯域信号を送る。
【００２１】ここで、データソース１０１が、そのデー
タを上記のように４Ｄ記号間隔あたり１０．８８７５ビ
ットの平均速度で供給するように刻時する理由が明らか
となる。コンステレーションの４０９６個の４Ｄ記号の
うちの特定の１つを選択するのに要する１２ビットのう
ち、１個の冗長ビットがトレリス符号器によって導入さ
れ、平均０．１１２５（＝９ビット×２／１６０）ビッ
ト（すなわち、２個の冗長ワードのビット）がＲＳ符号
器によって導入される。その結果、ソース１０１のデー
タ速度は、４Ｄ記号間隔あたり（１２−１−０．１１２
５）＝１０．８８７５ビットであることが必要となる。
タを上記のように４Ｄ記号間隔あたり１０．８８７５ビ
ットの平均速度で供給するように刻時する理由が明らか
となる。コンステレーションの４０９６個の４Ｄ記号の
うちの特定の１つを選択するのに要する１２ビットのう
ち、１個の冗長ビットがトレリス符号器によって導入さ
れ、平均０．１１２５（＝９ビット×２／１６０）ビッ
ト（すなわち、２個の冗長ワードのビット）がＲＳ符号
器によって導入される。その結果、ソース１０１のデー
タ速度は、４Ｄ記号間隔あたり（１２−１−０．１１２
５）＝１０．８８７５ビットであることが必要となる。
【００２２】次に、図２の受信機に移る。
【００２３】受信機は、チャネル１５０から、図１の送
信機によって生成された通過帯域データ信号を受信す
る。信号はまず等化器／復調器回路２１０に送られる。
等化器／復調器回路２１０は、通常のように、信号点の
列を回復してリード２１１上で復号器２２に送出し、特
に、その中の最尤復号器２２０に送出する。回路２１０
が完全に補償できない歪みおよび他のチャネルの以上の
ため、リード２１１上の信号点は、２Ｄ信号空間におい
て、送信された２Ｄ信号点からやや変位する。
信機によって生成された通過帯域データ信号を受信す
る。信号はまず等化器／復調器回路２１０に送られる。
等化器／復調器回路２１０は、通常のように、信号点の
列を回復してリード２１１上で復号器２２に送出し、特
に、その中の最尤復号器２２０に送出する。回路２１０
が完全に補償できない歪みおよび他のチャネルの以上の
ため、リード２１１上の信号点は、２Ｄ信号空間におい
て、送信された２Ｄ信号点からやや変位する。
【００２４】名称から分かるように、最尤復号器２２０
の機能は、ａ）トレリス符号器１１２によって使用され
るトレリス符号の知識に基づいて、送信された４Ｄ記号
の列として最も可能性のあるものは実際にはいずれかを
決定すること、および、ｂ）リード２２１および２２２
上に、それらの４Ｄ記号に対応する（すなわち、送信機
内のリード１０８および１１５上のビットにそれぞれ対
応する）１１ビットを送出することである。
の機能は、ａ）トレリス符号器１１２によって使用され
るトレリス符号の知識に基づいて、送信された４Ｄ記号
の列として最も可能性のあるものは実際にはいずれかを
決定すること、および、ｂ）リード２２１および２２２
上に、それらの４Ｄ記号に対応する（すなわち、送信機
内のリード１０８および１１５上のビットにそれぞれ対
応する）１１ビットを送出することである。
【００２５】図２の受信機で実行される処理の残りは送
信機で実行される処理の逆である。すなわち、特に、復
号器２２内のＲＳ復号器２３０はリード２２２上の１６
０個の９ビットワードの各受信フレームに作用して、そ
の中の１５８個の情報伝達９ビットワードを回復する。
特に、上記のように、復号器は、最尤復号器２２０によ
って与えられる、誤りによって破壊された単一の９ビッ
トワードまたは２個の消去されたワードを識別・訂正す
ることができる。１５８個の訂正された情報伝達ワード
のストリームは、ＲＳ復号器２３０によってリード２３
２上に送られる。その後、リード２２１および２３２上
の１１ビットが並直列変換器２７０によって直列形式に
変換され、デスクランブラ２８０によってデスクランブ
ルされ、データシンク２９０（例えばメインフレーム・
コンピュータ）に送られる。
信機で実行される処理の逆である。すなわち、特に、復
号器２２内のＲＳ復号器２３０はリード２２２上の１６
０個の９ビットワードの各受信フレームに作用して、そ
の中の１５８個の情報伝達９ビットワードを回復する。
特に、上記のように、復号器は、最尤復号器２２０によ
って与えられる、誤りによって破壊された単一の９ビッ
トワードまたは２個の消去されたワードを識別・訂正す
ることができる。１５８個の訂正された情報伝達ワード
のストリームは、ＲＳ復号器２３０によってリード２３
２上に送られる。その後、リード２２１および２３２上
の１１ビットが並直列変換器２７０によって直列形式に
変換され、デスクランブラ２８０によってデスクランブ
ルされ、データシンク２９０（例えばメインフレーム・
コンピュータ）に送られる。
【００２６】ここまで、この伝送システム内では差分符
号化が実行されないことを仮定してきた。実際、このこ
とは、電話音声帯域データ伝送を含む多くのアプリケー
ションにとって非常に重要なことである。しかし、これ
から説明するように、マルチレベル符号変調方式に差分
符号化を含めることは、従来技術で分かっている直接的
な方法で必ず実行可能であるとは限らない。
号化が実行されないことを仮定してきた。実際、このこ
とは、電話音声帯域データ伝送を含む多くのアプリケー
ションにとって非常に重要なことである。しかし、これ
から説明するように、マルチレベル符号変調方式に差分
符号化を含めることは、従来技術で分かっている直接的
な方法で必ず実行可能であるとは限らない。
【００２７】まず、差分符号化は、いわゆる位相ヒット
またはその他のチャネル現象によって、受信信号点（等
化器／復調器２１０の出力に現れる）が、送信された信
号点の位相回転バージョンになることを補償するため
に、音声帯域データ伝送およびその他のシステムで必要
とされることを想起すべきである。実際に一般的に使用
されるコンステレーションは位相対称性を示すため、受
信機回路が、エラーが起きたことを示さずに、送信され
た信号点をコンステレーションの異なる信号点と誤る可
能性がある。
またはその他のチャネル現象によって、受信信号点（等
化器／復調器２１０の出力に現れる）が、送信された信
号点の位相回転バージョンになることを補償するため
に、音声帯域データ伝送およびその他のシステムで必要
とされることを想起すべきである。実際に一般的に使用
されるコンステレーションは位相対称性を示すため、受
信機回路が、エラーが起きたことを示さずに、送信され
た信号点をコンステレーションの異なる信号点と誤る可
能性がある。
【００２８】例えば、図４の２Ｄコンステレーションで
は、９０度の倍数だけ回転された点は、（点の間の「空
間」に落ちるのではなく）コンステレーションの他の点
となる。すなわち、コンステレーションは９０度位相対
称性を有する。同様に、１８０度回転の場合のみにこの
性質を示すコンステレーションは、１８０度位相対称性
を有するという。このような回転を補償するため、特定
の記号によってではなく、２つの連続する伝送される記
号間の位相差によって、伝送されるデータビットを表現
するためにいわゆる差分符号化を使用することは周知で
ある。
は、９０度の倍数だけ回転された点は、（点の間の「空
間」に落ちるのではなく）コンステレーションの他の点
となる。すなわち、コンステレーションは９０度位相対
称性を有する。同様に、１８０度回転の場合のみにこの
性質を示すコンステレーションは、１８０度位相対称性
を有するという。このような回転を補償するため、特定
の記号によってではなく、２つの連続する伝送される記
号間の位相差によって、伝送されるデータビットを表現
するためにいわゆる差分符号化を使用することは周知で
ある。
【００２９】トレリス符号変調を使用するシステムで差
分符号化を実現するためには、特定の基準が満たされな
ければならない。その基準は、選択されるトレリス符号
が、サブセットの正当な列がコンステレーションの位相
対称性に対応する量（例えば９０度）の回転後に他のサ
ブセットの正当な列になるような性質を示さなければな
らないことである。（上記のように、サブセットの「正
当な」列は、実際に生じるトレリス符号によって許容さ
れる列である。）さらに、差分符号器の設計において
は、サブセットの回転に対して異なる分割が及ぼす効果
について考慮しなければならない。実際、３つの可能な
場合がある。それらを「場合１」、「場合２」および
「場合３」と呼ぶ。
分符号化を実現するためには、特定の基準が満たされな
ければならない。その基準は、選択されるトレリス符号
が、サブセットの正当な列がコンステレーションの位相
対称性に対応する量（例えば９０度）の回転後に他のサ
ブセットの正当な列になるような性質を示さなければな
らないことである。（上記のように、サブセットの「正
当な」列は、実際に生じるトレリス符号によって許容さ
れる列である。）さらに、差分符号器の設計において
は、サブセットの回転に対して異なる分割が及ぼす効果
について考慮しなければならない。実際、３つの可能な
場合がある。それらを「場合１」、「場合２」および
「場合３」と呼ぶ。
【００３０】場合１では、コンステレーションのサブセ
ットの記号は、コンステレーションの任意の位相対称性
に対応する量の回転後、常に異なるサブセットの記号と
なる。
ットの記号は、コンステレーションの任意の位相対称性
に対応する量の回転後、常に異なるサブセットの記号と
なる。
【００３１】場合２では、コンステレーションのサブセ
ットの記号は、コンステレーションの任意の位相対称性
に対応する量の回転後、常に同一のサブセットの記号と
なる。
ットの記号は、コンステレーションの任意の位相対称性
に対応する量の回転後、常に同一のサブセットの記号と
なる。
【００３２】場合３は場合１および２の組合せである。
すなわち、コンステレーションのサブセットの記号は、
ａ）コンステレーションの少なくとも１つの位相対称性
に対応する量の回転後に異なるサブセットの記号とな
り、ｂ）コンステレーションの少なくとも１つの他の位
相対称性に対応する量の回転後に同一のサブセットの記
号となる。すなわち、上記の４Ｄ符号では、サブセット
Ｓ０は、ａ）９０度または２７０度回転に対してはサブ
セットＳ４となり、およびｂ）１８０度回転の場合はそ
のままとなる。
すなわち、コンステレーションのサブセットの記号は、
ａ）コンステレーションの少なくとも１つの位相対称性
に対応する量の回転後に異なるサブセットの記号とな
り、ｂ）コンステレーションの少なくとも１つの他の位
相対称性に対応する量の回転後に同一のサブセットの記
号となる。すなわち、上記の４Ｄ符号では、サブセット
Ｓ０は、ａ）９０度または２７０度回転に対してはサブ
セットＳ４となり、およびｂ）１８０度回転の場合はそ
のままとなる。
【００３３】次に、これらの条件がマルチレベル符号の
実現にどのような影響を及ぼすか考える。
実現にどのような影響を及ぼすか考える。
【００３４】コンステレーションの対称性および分割が
場合１のようなものである場合、従来使用されているよ
うな差分符号化方式を採用するのが適当である。特に、
トレリス符号化ビットには差分符号化するものがある
が、非トレリス符号化ビットは差分符号化しない。図８
に、このような装置を実現する符号器１１の実施例を示
す。非トレリス符号化ビットはＲＳ符号器８１４のみに
よって符号化されるが、トレリス符号化ビットは、トレ
リス符号器８１２によってトレリス符号化する前に差分
符号器８０７によって差分符号化される。当業者に周知
のように、差分符号器は一般的に、それに並列に送られ
たビットのサブセット（典型的には１または２個）に作
用し、他のビットは差分符号器を変化せずに単に通過す
る。
場合１のようなものである場合、従来使用されているよ
うな差分符号化方式を採用するのが適当である。特に、
トレリス符号化ビットには差分符号化するものがある
が、非トレリス符号化ビットは差分符号化しない。図８
に、このような装置を実現する符号器１１の実施例を示
す。非トレリス符号化ビットはＲＳ符号器８１４のみに
よって符号化されるが、トレリス符号化ビットは、トレ
リス符号器８１２によってトレリス符号化する前に差分
符号器８０７によって差分符号化される。当業者に周知
のように、差分符号器は一般的に、それに並列に送られ
たビットのサブセット（典型的には１または２個）に作
用し、他のビットは差分符号器を変化せずに単に通過す
る。
【００３５】相補的な復号構造（図示せず）が、受信機
内の復号器２２を実現するために使用される。
内の復号器２２を実現するために使用される。
【００３６】コンステレーションの対称性および分割が
場合２のようなものである場合にも、従来使用されてい
るような差分符号化方式を採用するのが適当である。こ
の場合、非トレリス符号化ビットには差分符号化するも
のがあるが、トレリス符号化ビットは差分符号化しな
い。図９に、このような装置を実現する符号器１１の実
施例を示す。トレリス符号化ビットはトレリス符号器９
１２のみによって符号化されるが、非トレリス符号化ビ
ットは、ＲＳ符号器９１４によってトレリス符号化した
後に差分符号器９０７によって差分符号化される。（こ
の場合も、相補的な復号構造（図示せず）が、受信機内
の復号器２２を実現するために使用される。）ちなみ
に、差分復号器が作動する方法によれば、位相回転の問
題および差分復号器が存在しない場合に達成されるのと
同一の性能を達成するためには、この場合にはＲＳ符号
の誤り訂正能力が増加されなければならない。
場合２のようなものである場合にも、従来使用されてい
るような差分符号化方式を採用するのが適当である。こ
の場合、非トレリス符号化ビットには差分符号化するも
のがあるが、トレリス符号化ビットは差分符号化しな
い。図９に、このような装置を実現する符号器１１の実
施例を示す。トレリス符号化ビットはトレリス符号器９
１２のみによって符号化されるが、非トレリス符号化ビ
ットは、ＲＳ符号器９１４によってトレリス符号化した
後に差分符号器９０７によって差分符号化される。（こ
の場合も、相補的な復号構造（図示せず）が、受信機内
の復号器２２を実現するために使用される。）ちなみ
に、差分復号器が作動する方法によれば、位相回転の問
題および差分復号器が存在しない場合に達成されるのと
同一の性能を達成するためには、この場合にはＲＳ符号
の誤り訂正能力が増加されなければならない。
【００３７】場合３は、トレリス符号化および非トレリ
ス符号化ビットの両方が差分符号化されることを要求す
る。このことは重大な問題点を提示するが、その問題点
は本発明の特徴によって解決される。その問題点は以下
のように理解される。
ス符号化ビットの両方が差分符号化されることを要求す
る。このことは重大な問題点を提示するが、その問題点
は本発明の特徴によって解決される。その問題点は以下
のように理解される。
【００３８】図９に例示するように、一般に、ＲＳ符号
化ビットが差分符号化される場合、その符号化は送信機
におけるＲＳ符号化後に実行されることが望ましい。相
補的に、差分復号は、受信機でＲＳ復号前に実行される
べきである。この理由は、従来のＲＳ復号器は一般に、
非トレリス符号化ビットが位相回転の結果として変化し
た場合に正確にその機能を実行することができないため
である。受信機においてＲＳ復号前に差分復号を実行す
ることによって、ＲＳ復号器入力ビット中に位相回転の
効果がないことが補償される（トレリス符号器の適切な
選択を仮定する）。
化ビットが差分符号化される場合、その符号化は送信機
におけるＲＳ符号化後に実行されることが望ましい。相
補的に、差分復号は、受信機でＲＳ復号前に実行される
べきである。この理由は、従来のＲＳ復号器は一般に、
非トレリス符号化ビットが位相回転の結果として変化し
た場合に正確にその機能を実行することができないため
である。受信機においてＲＳ復号前に差分復号を実行す
ることによって、ＲＳ復号器入力ビット中に位相回転の
効果がないことが補償される（トレリス符号器の適切な
選択を仮定する）。
【００３９】この方法は、実際、非トレリス符号化ビッ
トのみが差分符号化される場合（場合２（図９）に対応
する場合）には有効であるが、差分符号化されるビット
が非トレリス符号化ビットのみならずトレリス符号化ビ
ットをも含む場合（すなわち、場合３）には、微妙で非
常に重大な問題点がある。その理由は、これらのビット
は、差分符号器および差分復号器の両方において相互依
存して処理されなければならないからである。
トのみが差分符号化される場合（場合２（図９）に対応
する場合）には有効であるが、差分符号化されるビット
が非トレリス符号化ビットのみならずトレリス符号化ビ
ットをも含む場合（すなわち、場合３）には、微妙で非
常に重大な問題点がある。その理由は、これらのビット
は、差分符号器および差分復号器の両方において相互依
存して処理されなければならないからである。
【００４０】この場合に使用することが考えられる符号
器１１の構造を図１０に示す。ＲＳ符号器１０１４によ
って生成されたＲＳ符号化ビットは、差分符号器１００
７によってトレリス符号化ビットと相互依存して差分符
号化される。その結果、差分符号化されたトレリス符号
化ビットはトレリス符号器１０１２に送られる。復号器
２２に対して使用される相補的構造を図１２に示す。こ
れは、最尤復号器１２２０、差分復号器１２０７および
ＲＳ復号器１２３０からなる。
器１１の構造を図１０に示す。ＲＳ符号器１０１４によ
って生成されたＲＳ符号化ビットは、差分符号器１００
７によってトレリス符号化ビットと相互依存して差分符
号化される。その結果、差分符号化されたトレリス符号
化ビットはトレリス符号器１０１２に送られる。復号器
２２に対して使用される相補的構造を図１２に示す。こ
れは、最尤復号器１２２０、差分復号器１２０７および
ＲＳ復号器１２３０からなる。
【００４１】図１０および１２の符号器／復号器の組合
せは、実際、位相回転の補償に関しては有効である。し
かし、この相互依存処理では、ＲＳ復号器によって処理
される前に非トレリス符号化ビット中に最尤復号器によ
って形成された誤りは、差分復号器の出力におけるトレ
リス符号化ビット中の誤りを引き起こす。従って、最尤
復号器１２２０のリード１２２２上の（すなわち、ＲＳ
復号器１２３０によってＲＳ復号される前の点におけ
る）非トレリス符号化ビット出力の誤り率性能が、トレ
リス符号化ビットの誤り率性能を決定し、全誤り率性能
（符号化利得）を決定することになる。
せは、実際、位相回転の補償に関しては有効である。し
かし、この相互依存処理では、ＲＳ復号器によって処理
される前に非トレリス符号化ビット中に最尤復号器によ
って形成された誤りは、差分復号器の出力におけるトレ
リス符号化ビット中の誤りを引き起こす。従って、最尤
復号器１２２０のリード１２２２上の（すなわち、ＲＳ
復号器１２３０によってＲＳ復号される前の点におけ
る）非トレリス符号化ビット出力の誤り率性能が、トレ
リス符号化ビットの誤り率性能を決定し、全誤り率性能
（符号化利得）を決定することになる。
【００４２】ＲＳ符号化が全体の符号化方式に含まれた
理由は、トレリス符号化ビットの誤り率が全誤り率性能
を支配することができるように、非トレリス符号化ビッ
トの誤り率性能をトレリス符号化ビットの誤り率性能よ
り高いレベルにまで引き上げるためであった。しかし、
今の場合、トレリス符号化ビットの誤り率性能は、最初
に（すなわち、ＲＳ符号を使用せずに）得られた非トレ
リス符号化ビットに対する性能のレベルに引き下げられ
てしまう。その後で非トレリス符号化ビットの誤り率性
能がＲＳ復号器１２３０によって処理されるために改善
されることが無益になる。従って、全誤り率性能の改善
が実現されない。
理由は、トレリス符号化ビットの誤り率が全誤り率性能
を支配することができるように、非トレリス符号化ビッ
トの誤り率性能をトレリス符号化ビットの誤り率性能よ
り高いレベルにまで引き上げるためであった。しかし、
今の場合、トレリス符号化ビットの誤り率性能は、最初
に（すなわち、ＲＳ符号を使用せずに）得られた非トレ
リス符号化ビットに対する性能のレベルに引き下げられ
てしまう。その後で非トレリス符号化ビットの誤り率性
能がＲＳ復号器１２３０によって処理されるために改善
されることが無益になる。従って、全誤り率性能の改善
が実現されない。
【００４３】本発明によれば、この問題点は、トレリス
符号化すべき差分符号化したビットがＲＳ符号器の出力
から導出されるようにビットを処理することによって克
服される。この意味で、ＲＳおよびトレリス符号は「重
複」するため、「重複マルチレベル符号」という。その
結果、実験的なテストによれば、重複マルチレベル符号
全体に対する誤り率性能（符号化利得）は、トレリス符
号によって得られるもとのレベルに回復することが確認
された。
符号化すべき差分符号化したビットがＲＳ符号器の出力
から導出されるようにビットを処理することによって克
服される。この意味で、ＲＳおよびトレリス符号は「重
複」するため、「重複マルチレベル符号」という。その
結果、実験的なテストによれば、重複マルチレベル符号
全体に対する誤り率性能（符号化利得）は、トレリス符
号によって得られるもとのレベルに回復することが確認
された。
【００４４】すなわち、特に図１１を参照すれば、通
常、トレリス符号器１１１２に送られる前に差分符号器
１１０７に送られるリード１０８上のビットのうちの１
つが、その代わりに、リード１０９上の非トレリス符号
化ビットとともに（リード１１２１上で）ＲＳ符号器１
１１４に送られる。これは、上記の場合３であって、差
分符号化されるビットがトレリスおよび非トレリスの両
方の符号化をされるビットである。すなわち、リード１
１２１上のビットは、符号器１１１４によってＲＳ符号
化された後、他のＲＳ符号器出力ビットとともに差分符
号器１１０７に送られる。その後、差分符号化されたト
レリス符号化ビットは、リード１１１０上で、リード１
１１１上の他のトレリス符号化ビットとともにトレリス
符号器１１１２に送られる。
常、トレリス符号器１１１２に送られる前に差分符号器
１１０７に送られるリード１０８上のビットのうちの１
つが、その代わりに、リード１０９上の非トレリス符号
化ビットとともに（リード１１２１上で）ＲＳ符号器１
１１４に送られる。これは、上記の場合３であって、差
分符号化されるビットがトレリスおよび非トレリスの両
方の符号化をされるビットである。すなわち、リード１
１２１上のビットは、符号器１１１４によってＲＳ符号
化された後、他のＲＳ符号器出力ビットとともに差分符
号器１１０７に送られる。その後、差分符号化されたト
レリス符号化ビットは、リード１１１０上で、リード１
１１１上の他のトレリス符号化ビットとともにトレリス
符号器１１１２に送られる。
【００４５】図１１の構造の実現の際、さまざまな特性
および動作パラメータが上で仮定したものとは異なる。
例えば、各ＲＳワード内のビット数は今の場合９ではな
く１０である。さらに、差分復号器出力は、それに送ら
れる１０ビットワードの連続する対間の「差」を発見す
ることによって形成されるため、単一誤り訂正ＲＳ符号
ではなく二重誤り訂正ＲＳ符号が必要となる。
および動作パラメータが上で仮定したものとは異なる。
例えば、各ＲＳワード内のビット数は今の場合９ではな
く１０である。さらに、差分復号器出力は、それに送ら
れる１０ビットワードの連続する対間の「差」を発見す
ることによって形成されるため、単一誤り訂正ＲＳ符号
ではなく二重誤り訂正ＲＳ符号が必要となる。
【００４６】従って、差分復号器の入力における１個の
誤りワードは、その出力で２個の誤りワードを生じる。
すなわち、上記に照らして、ＲＳ符号器１１１４で使用
する符号は、例えば、ｋ＝１５６でのＧＦ（２10）上の
レートｋ／ｋ＋４組織符号である。さらに、ＲＳ符号器
１１１４の動作は、フレームからなる最初の１５６個の
連続する４Ｄ記号間隔のそれぞれに対してリード１０９
上に９ビット（２ビット）ワードが送られ、残りの４個
の４Ｄ記号間隔には０ビット（１ビット）が送られるよ
うに、Ｓ／Ｐ変換器１０５の動作と同期する。
誤りワードは、その出力で２個の誤りワードを生じる。
すなわち、上記に照らして、ＲＳ符号器１１１４で使用
する符号は、例えば、ｋ＝１５６でのＧＦ（２10）上の
レートｋ／ｋ＋４組織符号である。さらに、ＲＳ符号器
１１１４の動作は、フレームからなる最初の１５６個の
連続する４Ｄ記号間隔のそれぞれに対してリード１０９
上に９ビット（２ビット）ワードが送られ、残りの４個
の４Ｄ記号間隔には０ビット（１ビット）が送られるよ
うに、Ｓ／Ｐ変換器１０５の動作と同期する。
【００４７】符号器１１４が前記の４個の冗長ワードを
出力するのはこの４個の間隔中である。さらに、今度は
フレームごとに２個ではなく４個の冗長ワードがあり、
ＲＳワードごとに９ビットではなく１０ビットがあるた
め、簡単な計算によって、ソース１０１からのビットの
ストリームは、４Ｄ記号間隔あたり１０．７５ビットの
平均速度でスクランブラ１０４に入力されなければなら
ない。
出力するのはこの４個の間隔中である。さらに、今度は
フレームごとに２個ではなく４個の冗長ワードがあり、
ＲＳワードごとに９ビットではなく１０ビットがあるた
め、簡単な計算によって、ソース１０１からのビットの
ストリームは、４Ｄ記号間隔あたり１０．７５ビットの
平均速度でスクランブラ１０４に入力されなければなら
ない。
【００４８】さらに一般的にいえば、重複マルチレベル
符号は、符号化されるデータの一部がマルチレベル構造
の第１の冗長符号によって処理されるような符号であ
る。その後、この第１符号器の出力の一部は、符号化さ
れるデータの他の部分とともに、第２の冗長符号によっ
て処理される。
符号は、符号化されるデータの一部がマルチレベル構造
の第１の冗長符号によって処理されるような符号であ
る。その後、この第１符号器の出力の一部は、符号化さ
れるデータの他の部分とともに、第２の冗長符号によっ
て処理される。
【００４９】図１１の構造およびそれによって実行され
る処理は、次の観察によって説明することも可能であ
る。すなわち、入力データの第１部分（リード１０９お
よび１１２１上）が、少なくとも第１の冗長符号（ＲＳ
符号器１１１４によって実現される）を使用して符号化
され、本実施例では、差分符号化（差分符号器１１０７
によって実現される）も使用される。こうして差分符号
器出力（リード１１１０および１１５上）からなる第１
の符号化信号が生成される。同時に、入力データの第２
部分（リード１１１１上）が、第２の冗長符号（トレリ
ス符号器１１１２によって実現される）を使用して第１
符号化信号の第１部分（リード１１１０）とともに符号
化され、第２の符号化信号（リード１１３上）が生成さ
れる。
る処理は、次の観察によって説明することも可能であ
る。すなわち、入力データの第１部分（リード１０９お
よび１１２１上）が、少なくとも第１の冗長符号（ＲＳ
符号器１１１４によって実現される）を使用して符号化
され、本実施例では、差分符号化（差分符号器１１０７
によって実現される）も使用される。こうして差分符号
器出力（リード１１１０および１１５上）からなる第１
の符号化信号が生成される。同時に、入力データの第２
部分（リード１１１１上）が、第２の冗長符号（トレリ
ス符号器１１１２によって実現される）を使用して第１
符号化信号の第１部分（リード１１１０）とともに符号
化され、第２の符号化信号（リード１１３上）が生成さ
れる。
【００５０】受信機では相補的な処理が実行される。す
なわち、図１３に示すように、最尤復号器１３２０によ
ってリード１３２１上に出力された非トレリス符号化ビ
ットが、差分復号器１３０７に送られる。最尤復号器１
３２０によってリード１３２２上に送出された２個のト
レリス符号化ビットのうち、一方は差分復号器１３０７
に送られ、他方はリード２２１に直接送られる。差分復
号器１３０７のリード１３０８上の出力ビットは、ＲＳ
復号器１３３０によってＲＳ復号される。このＲＳ復号
器１３３０の１個の出力ビットは、リード１１２１上の
ビットに対応し、リード２２１に送られる。残りはリー
ド２３２に送られる。
なわち、図１３に示すように、最尤復号器１３２０によ
ってリード１３２１上に出力された非トレリス符号化ビ
ットが、差分復号器１３０７に送られる。最尤復号器１
３２０によってリード１３２２上に送出された２個のト
レリス符号化ビットのうち、一方は差分復号器１３０７
に送られ、他方はリード２２１に直接送られる。差分復
号器１３０７のリード１３０８上の出力ビットは、ＲＳ
復号器１３３０によってＲＳ復号される。このＲＳ復号
器１３３０の１個の出力ビットは、リード１１２１上の
ビットに対応し、リード２２１に送られる。残りはリー
ド２３２に送られる。
【００５１】上記は、単に本発明の原理を例示したもの
である。例として、本発明は、特に２レベルの符号化か
らなる特定のマルチレベル符号変調方式に関して説明し
た。しかし、本発明は、３レベル以上の符号化がある方
式でも使用可能であり、その場合、本発明による重複は
２レベルのみに制限されることも、３レベル以上にわた
ることも可能である。さらに、本発明は、特定の種類の
冗長符号（例えば実施例のトレリスまたはＲＳ符号）
や、特定のコンステレーションとともに使用することに
制限されるものではない。
である。例として、本発明は、特に２レベルの符号化か
らなる特定のマルチレベル符号変調方式に関して説明し
た。しかし、本発明は、３レベル以上の符号化がある方
式でも使用可能であり、その場合、本発明による重複は
２レベルのみに制限されることも、３レベル以上にわた
ることも可能である。さらに、本発明は、特定の種類の
冗長符号（例えば実施例のトレリスまたはＲＳ符号）
や、特定のコンステレーションとともに使用することに
制限されるものではない。
【００５２】さらに、この説明では、本発明による重複
マルチレベル符号化は、差分符号化／復号を含むことが
好ましいマルチレベル符号変調環境に特に有利に使用さ
れる方法を示したが、当業者であれば、差分符号化／復
号を必要としない環境で重複マルチレベル符号を使用す
る理由も明らかである。
マルチレベル符号化は、差分符号化／復号を含むことが
好ましいマルチレベル符号変調環境に特に有利に使用さ
れる方法を示したが、当業者であれば、差分符号化／復
号を必要としない環境で重複マルチレベル符号を使用す
る理由も明らかである。
【００５３】さらに、本発明は、離散的な機能構成ブロ
ック（例えば、符号器、マッパなど）で実現されるよう
に説明したが、それらの構成ブロックの機能は、適切に
プログラムされたプロセッサ、ディジタル信号処理（Ｄ
ＳＰ）チップなどを使用して実行可能である。すなわ
ち、特許請求の範囲に記載のさまざまな「手段」はそれ
ぞれ、何らかの実施例で、その手段の機能を実行するよ
うに特別に設計された特定回路に対応することが可能で
あるが、このような「手段」は、他の実施例では、回路
にその機能を実行させる格納プログラム命令を有するプ
ロセッサベースの回路の組合せに対応することも可能で
ある。
ック（例えば、符号器、マッパなど）で実現されるよう
に説明したが、それらの構成ブロックの機能は、適切に
プログラムされたプロセッサ、ディジタル信号処理（Ｄ
ＳＰ）チップなどを使用して実行可能である。すなわ
ち、特許請求の範囲に記載のさまざまな「手段」はそれ
ぞれ、何らかの実施例で、その手段の機能を実行するよ
うに特別に設計された特定回路に対応することが可能で
あるが、このような「手段」は、他の実施例では、回路
にその機能を実行させる格納プログラム命令を有するプ
ロセッサベースの回路の組合せに対応することも可能で
ある。
【００５４】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、マ
ルチレベル符号変調方式における柔軟性がさらに増大す
る。本発明の方式では、マルチレベル符号変調方式に差
分符号化を便利な方法で導入することができる。
ルチレベル符号変調方式における柔軟性がさらに増大す
る。本発明の方式では、マルチレベル符号変調方式に差
分符号化を便利な方法で導入することができる。
【図１】マルチレベル符号変調方式を利用した電話音声
帯域モデムの送信部分のブロック図である。
帯域モデムの送信部分のブロック図である。
【図２】図１の送信機によって生成されたデータ信号を
受信し処理することが可能な電話音声帯域モデムの受信
部分のブロック図である。
受信し処理することが可能な電話音声帯域モデムの受信
部分のブロック図である。
【図３】いくつかの従来の用語および概念を理解する際
に有用な図である。
に有用な図である。
【図４】図１の送信機において、それ自体で、または、
より高い次元（例えば４次元コンステレーション）の成
分として使用される２次元コンステレーションの図であ
る。
より高い次元（例えば４次元コンステレーション）の成
分として使用される２次元コンステレーションの図であ
る。
【図５】実施例で使用される４次元コンステレーション
が８個のサブセットに分割される方法を示す図である。
が８個のサブセットに分割される方法を示す図である。
【図６】図１の送信機のリード・ソロモン符号器のため
に使用されるフレーム編成の図である。
に使用されるフレーム編成の図である。
【図７】図１の送信機のトレリス符号器によって使用さ
れる特定のトレリス符号を実現する回路の図である。
れる特定のトレリス符号を実現する回路の図である。
【図８】従来の差分符号化方式を実現する図１の符号器
の可能な実施例の図である。
の可能な実施例の図である。
【図９】従来の差分符号化方式を実現する図１の符号器
の可能な実施例の図である。
の可能な実施例の図である。
【図１０】従来の差分符号化方式を実現する図１の符号
器の可能な実施例の図である。
器の可能な実施例の図である。
【図１１】本発明の原理を実現する図１の符号器の実施
例の図である。
例の図である。
【図１２】図１０の従来型符号器とともに使用される図
２の受信機において使用される復号器の実施例の図であ
る。
２の受信機において使用される復号器の実施例の図であ
る。
【図１３】本発明の原理を実現する図２の復号器の実施
例の図である。
例の図である。
１０１ データソース １０４ スクランブラ １０５ Ｓ／Ｐ変換器 １１ 符号器 １１２ ４Ｄ，６４状態トレリス符号器 １１４ レート１５８／１６０リード・ソロモン符号
器 １２０ ４Ｄ，６４−ＱＡＭコンステレーションマッ
パ １４１ 従来型変調器 １５０ 音声帯域電話チャネル ２１０ 等化器／復調器回路 ２２ 復号器 ２２０ 最尤復号器 ２３０ ＲＳ復号器 ２７０ 並直列変換器 ２８０ デスクランブラ ２９０ データシンク ８０７ 差分符号器 ８１２ トレリス符号器 ８１４ ＲＳ符号器 ９０７ 差分符号器 ９１２ トレリス符号器 ９１４ ＲＳ符号器 １０１２ トレリス符号器 １０１４ ＲＳ符号器 １００７ 差分符号器 １１０７ 差分符号器 １１１２ トレリス符号器 １１１４ ＲＳ符号器 １２０７ 差分復号器 １２２０ 最尤復号器 １２３０ ＲＳ復号器 １３０７ 差分復号器 １３２０ 最尤復号器 １３３０ ＲＳ復号器
器 １２０ ４Ｄ，６４−ＱＡＭコンステレーションマッ
パ １４１ 従来型変調器 １５０ 音声帯域電話チャネル ２１０ 等化器／復調器回路 ２２ 復号器 ２２０ 最尤復号器 ２３０ ＲＳ復号器 ２７０ 並直列変換器 ２８０ デスクランブラ ２９０ データシンク ８０７ 差分符号器 ８１２ トレリス符号器 ８１４ ＲＳ符号器 ９０７ 差分符号器 ９１２ トレリス符号器 ９１４ ＲＳ符号器 １０１２ トレリス符号器 １０１４ ＲＳ符号器 １００７ 差分符号器 １１０７ 差分符号器 １１１２ トレリス符号器 １１１４ ＲＳ符号器 １２０７ 差分復号器 １２２０ 最尤復号器 １２３０ ＲＳ復号器 １３０７ 差分復号器 １３２０ 最尤復号器 １３３０ ＲＳ復号器
Claims (13)
- 【請求項１】 少なくとも第１の部分（１１１０上）を
有する第１符号化信号（１１５、１１１０上）を生成す
るために第１冗長符号（１１１４内）を少なくとも使用
して入力データの第１部分（１０９、１１２１上）を符
号化するステップ（１１１４、１１０７内）と、 第２符号化信号（１１３上）を生成するために、第２冗
長符号（１１１２内）を使用して、第１符号化信号の第
１部分とともに前記入力データの第２部分（１１１１
上）を符号化するステップとからなることを特徴とする
入力データ（１０８、１０９上）を符号化する方法。 - 【請求項２】 少なくとも第２符号化信号を表現する信
号を発生するステップ（１２０内）と、 その信号を通信チャネル（１５０）に送出するステップ
（１４１内）とをさらに有することを特徴とする請求項
１の方法。 - 【請求項３】 前記発生ステップが、 所定の信号コンステレーション（図４）から選択される
チャネル記号の列（１２０内）を発生するステップから
なることを特徴とする請求項２の方法。 - 【請求項４】 通信チャネルから受信されるデータ伝達
信号を処理する方法において、このデータ伝達信号が、 少なくとも第１の部分（１１１０上）を有する第１符号
化信号（１１５、１１１０上）を生成するために第１冗
長符号（１１１４内）を少なくとも使用して入力データ
の第１部分（１０９、１１２１上）を符号化するステッ
プ（１１１４、１１０７内）と、 第２符号化信号（１１３上）を生成するために、第２冗
長符号（１１１２内）を使用して、第１符号化信号の第
１部分とともに前記入力データの第２部分（１１１１
上）を符号化するステップと、 少なくとも第２符号化信号に応答して前記データ伝達信
号を発生するステップ（１２０、１４１内）とによって
発生される種類のものであり、前記処理方法が、 前記入力データの第２部分および第１符号化信号を表現
する信号を回復するために第２冗長符号に従って前記受
信信号を復号する第１復号ステップ（１３２０内）と、 前記入力データの第１部分を回復するために、第１冗長
符号に従って、回復された第１符号化信号を復号する第
２復号ステップ（１３３０内）とからなることを特徴と
するデータ伝達信号処理方法。 - 【請求項５】 第２冗長符号がトレリス符号であり、第
１復号ステップが最尤復号からなることを特徴とする請
求項４の方法。 - 【請求項６】 少なくとも第１および第２の部分を有す
る第１符号化信号を生成するために第１冗長符号を少な
くとも使用して入力データの第１部分を符号化する第１
符号化手段（１１１４、１１０７）と、 第２符号化信号を生成するために、第２冗長符号を使用
して、第１符号化信号の第１の第２でない部分とともに
前記入力データの第２部分を符号化する第２符号化手段
（１１１２）とからなることを特徴とする入力データ符
号化装置。 - 【請求項７】 第２符号化信号、および、第１符号化信
号の第２部分を表現する信号を発生する手段（１２０）
と、 その信号を通信チャネルに送出する手段（１４１）とを
さらに有することを特徴とする請求項６の装置。 - 【請求項８】 前記発生手段が、所定の信号コンステレ
ーションからチャネル記号の列を選択する手段（１２
０）からなることを特徴とする請求項７の装置。 - 【請求項９】 第１符号化手段が、 第１冗長符号を使用して前記入力データの第１部分を符
号化する手段（１１１４）と、 その結果のデータを差分符号化する手段（１１０７）と
からなり、 差分符号化されたデータの第１および第２部分は、第１
符号化信号の第１および第２部分にそれぞれ含まれるこ
とを特徴とする請求項６の装置。 - 【請求項１０】 第２冗長符号がトレリス符号であるこ
とを特徴とする請求項９の装置。 - 【請求項１１】 通信チャネルから受信されるデータ伝
達信号を処理する装置において、このデータ伝達信号
が、 第１符号化信号（１１１４の出力）を生成するために第
１冗長符号（１１１４内）を使用して入力データの第１
部分（１０９、１１２１上）を符号化するステップ（１
１１４内）と、 第１および第２の部分（１１５、１１１０上）を有する
差分符号化信号を生成するために第１符号化信号を差分
符号化するステップ（１１０７内）と、 第２符号化信号を生成するために、第２冗長符号を使用
して、前記差分符号化信号の第１部分とともに前記入力
データの第２部分を符号化するステップ（１１１２内）
と、 前記差分符号化信号の第２部分および第２符号化信号に
応答して前記データ伝達信号を発生するステップ（１２
０、１４１内）とによって発生される種類のものであ
り、前記処理装置が、 前記入力データの第２部分および前記差分符号化信号を
回復するために第２冗長符号に従って前記受信信号を復
号する第１復号手段（１３２０）と、 第１符号化信号を回復するために、回復された差分符号
化信号を差分復号する手段（１３０７）と、 前記入力データの第１部分を回復するために、第１冗長
符号に従って、回復された第１符号化信号を復号する第
２復号手段（１３３０）とからなることを特徴とするデ
ータ伝達信号処理装置。 - 【請求項１２】 第２冗長符号がトレリス符号であり、
第１復号手段が最尤復号器であることを特徴とする請求
項１１の装置。 - 【請求項１３】 第１冗長符号がリード・ソロモン符号
であることを特徴とする請求項１２の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US869991 | 1992-04-16 | ||
| US07/869,991 US5329551A (en) | 1992-04-16 | 1992-04-16 | Overlapped multilevel codes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630055A true JPH0630055A (ja) | 1994-02-04 |
| JP3115734B2 JP3115734B2 (ja) | 2000-12-11 |
Family
ID=25354567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05112447A Expired - Lifetime JP3115734B2 (ja) | 1992-04-16 | 1993-04-16 | データ符号化方法およびデータ伝達信号処理方法ならびにその装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5329551A (ja) |
| EP (1) | EP0566331B1 (ja) |
| JP (1) | JP3115734B2 (ja) |
| KR (1) | KR960007815B1 (ja) |
| CA (1) | CA2090247C (ja) |
| DE (1) | DE69321022T2 (ja) |
| SG (1) | SG43182A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5473621A (en) * | 1992-04-16 | 1995-12-05 | At&T Corp. | Rotationally invariant coding |
| US5446758A (en) * | 1993-07-08 | 1995-08-29 | Motorola, Inc. | Device and method for precoding |
| US5485977A (en) * | 1994-09-26 | 1996-01-23 | Union Switch & Signal Inc. | Reduced harmonic switching mode apparatus and method for railroad vehicle signaling |
| US5659579A (en) * | 1995-02-01 | 1997-08-19 | Lucent Technologies Inc. | Multilevel coding for fractional bits |
| US5657354A (en) * | 1995-05-15 | 1997-08-12 | Thesling, Iii; William H. | Planar approximating method for computing the log-likelihood ratio optimal signal metric of each component code decoder in 8-PSK block coded modulation systems |
| US5960041A (en) * | 1995-09-21 | 1999-09-28 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for generating high rate codes for recording information on a magnetic medium |
| US5991278A (en) | 1996-08-13 | 1999-11-23 | Telogy Networks, Inc. | Asymmetric modem communications system and method |
| JP3634082B2 (ja) * | 1996-08-29 | 2005-03-30 | 富士通株式会社 | 送信装置および受信装置 |
| US5790570A (en) * | 1996-08-30 | 1998-08-04 | Cornell Research Foundation, Inc. | Concatenated trellis coded modulation and linear block codes |
| US5953376A (en) * | 1996-09-26 | 1999-09-14 | Lucent Technologies Inc. | Probabilistic trellis coded modulation with PCM-derived constellations |
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| EP0896458B1 (en) * | 1997-08-05 | 2003-04-09 | Sony International (Europe) GmbH | QAM de-mapping circuit |
| US6078625A (en) * | 1997-10-20 | 2000-06-20 | Sicom, Inc. | Pragmatic decoder and method therefor |
| FI104133B (fi) * | 1997-11-28 | 1999-11-15 | Nokia Mobile Phones Ltd | Koodaus- ja modulointimenetelmä ja laite sen soveltamiseksi |
| KR19990071095A (ko) * | 1998-02-27 | 1999-09-15 | 전주범 | 그레이부호화 기호 매핑과 차분부호화 기호 매핑을 지원하는 케이블모뎀의 16 qam 매핑장치 |
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| US8442163B2 (en) | 2009-08-24 | 2013-05-14 | Eric Morgan Dowling | List-viterbi hard iterative decoder for multilevel codes |
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| US8532209B2 (en) | 2010-11-24 | 2013-09-10 | Trellis Phase Communications, Lp | Methods, apparatus, and systems for coding with constrained interleaving |
| US9362955B2 (en) | 2010-09-10 | 2016-06-07 | Trellis Phase Communications, Lp | Encoding and decoding using constrained interleaving |
| US9116826B2 (en) | 2010-09-10 | 2015-08-25 | Trellis Phase Communications, Lp | Encoding and decoding using constrained interleaving |
| US8537919B2 (en) | 2010-09-10 | 2013-09-17 | Trellis Phase Communications, Lp | Encoding and decoding using constrained interleaving |
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| US5168509A (en) * | 1989-04-12 | 1992-12-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
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| DE68915758T2 (de) * | 1989-07-07 | 1994-12-08 | Ibm | Blockkodierungsschema für die Übertragung von partiellen Bits. |
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1992
- 1992-04-16 US US07/869,991 patent/US5329551A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-24 CA CA002090247A patent/CA2090247C/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-08 EP EP93302801A patent/EP0566331B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-08 DE DE69321022T patent/DE69321022T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-08 SG SG1996004979A patent/SG43182A1/en unknown
- 1993-04-15 KR KR1019930006351A patent/KR960007815B1/ko not_active IP Right Cessation
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