JPH06249940A - Ｇｐｓ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スキャンの高速化と追尾動作時におけるマイ
クロプロセッサの処理の軽減とを併せて達成することが
できるＧＰＳ受信装置を提供する。 【構成】 トリガ信号を出力するタイマと、このトリガ
信号によって０にクリアされる積分手段とを備えたロー
パス・フィルタ８を具備し、スキャンまたは追尾のため
に信号処理された信号をこのローパス・フィルタ８を通
して出力し、出力された信号に応じて、スキャンまたは
追尾の条件を調整するＧＰＳ受信装置において、タイマ
から周期の異なる複数のトリガ信号を出力させると共
に、積分手段に供給するトリガ信号をその中から選択す
る選択手段を設ける。積分手段の積分時間は、選択手段
で選択されたトリガ信号の周期によって決まるから、積
分手段の積分時間に依存するローパス・フィルタ８のカ
ットオフ周波数は、トリガ信号を選択することによって
各種の値に設定することができる。したがって、ＧＰＳ
受信装置がスキャナまたは追尾の動作状態にあるとき
に、その動作状態に応じたカットオフ周波数を設定する
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル復調回路を有
するＧＰＳ受信装置に関し、特に、ＧＰＳ衛星から送信
された航法メッセージを、マイクロプロセッサの負担を
増やさずに、高速受信ができるように構成したものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のＧＰＳ受信装置は、複数の受信チ
ャンネルの一つに対して、図３に示すように、ＧＰＳ衛
星からの電波を受信するアンテナ１と、受信信号を中間
周波数に周波数変換した後にデジタル信号に変えるアナ
ログ処理手段２と、衛星のドップラー効果による周波数
偏差を取り出してその信号の同相成分と直交成分とを出
力する第１周波数変換手段３と、第１周波数変換手段３
の出力にコード発生手段５の出力するＰＲＮコード（疑
似雑音符号）を掛け合わせてスペクトラム逆拡散を行な
う逆拡散手段４と、逆拡散後の信号にキャリア発生手段
７の発生する再生搬送波を掛け合わせてベースバンド周
波数の信号に変換する第２周波数変換手段６と、第２周
波数変換手段６の出力信号を積分することによりカット
オフ周波数以上の高周波ノイズをカットするローパス・
フィルタ８と、コード発生手段５に希望する衛星のＰＲ
Ｎコードを任意の位相で発生させ、また、キャリア発生
手段７に任意の周波数の再生搬送波を発生させて衛星の
スキャンと追尾とを行なうマイクロプロセッサ９とを備
えている。

【０００３】マイクロプロセッサ９は、ローパス・フィ
ルタ８の出力信号の変化を観測して演算を行ない、その
結果をコード発生手段５およびキャリア発生手段７にフ
ィードバックすることにより衛星のスキャンおよび追尾
を実現している。

【０００４】なお、スキャンとは、衛星からの信号に含
まれるコードのコード位相およびキャリア周波数を検出
する動作のことであり、また、追尾とは、スキャンで検
出した衛星からの信号の変化に合わせてコード発生手段
５およびキャリア発生手段７を制御して、ローパス・フ
ィルタ８の出力の振幅を安定させ、航法メッセージの取
り出しを可能にする動作のことである。

【０００５】このＧＰＳ受信装置において、アナログ処
理手段２は、アンテナ１で受けた信号をスーパー・ヘテ
ロダイン方式により一定周波数の局部発信信号とミキシ
ングして、両者の差である中間周波数にまで周波数を下
げる（これをダウン・コンバージョンという）。次い
で、周波数変換後に２値化し、デジタル信号として次段
に出力する。

【０００６】ここでは、この中間周波数をωとするが、
この値は衛星からの受信電波にドップラー効果が全く現
れていない場合の値であり、実際の周波数変換後の中間
周波数は、入力信号のドップラー効果によってωから最
大±１５ＫＨｚ程度ずれている。この分の周波数偏差を
ψとする。

【０００７】第１周波数変換手段３は、アナログ処理手
段２の出力信号に対して、ここで設定した中間周波数ω
と同一周波数のデジタル信号を掛け合わせることによ
り、周波数の差の成分である周波数偏差ψへ周波数変換
する。このとき、同時に直交変換も行ない、搬送波の９
０°ズレた成分をも取り出す。

【０００８】この様子を式で表わすと以下のようにな
る。アナログ処理手段２から入力される一見ランダムな
デジタル信号に含まれている衛星からの信号の搬送波成
分をｃｏｓ（ω＋ψ）ｔとすると、それに対し、正弦波
または余弦波の近似として中間周波数ωの矩形波を掛け
合わせることにより、 cos（ω＋ψ）t×cosωt ＝（cos（２ω＋ψ）t＋cosψt)／２ （同相成分） cos（ω＋ψ）t×−sinωt ＝（−sin（２ω＋ψ）t＋sinψt)／２ （直交成分） となる。このときの副産物である周波数の和の成分は、
ローパス・フィルタとして機能する次段の逆拡散手段４
でカットされ、周波数変換された搬送波の同相成分と直
交成分とが取り出される。

【０００９】このように搬送波を同相成分と直交成分と
に分解するのは、搬送波成分のスキャンおよび追尾を行
なう際に、搬送波の位相がどちらの方向にどのくらいの
速度で変化しているかを知る必要があるためである。

【００１０】逆拡散手段４は、逆拡散を行なうため、第
１周波数変換手段３から出力された信号にコード発生手
段５の発生するＰＲＮコードを掛け合わせ、次いで、逆
拡散手段内の積分手段で一定時間積分する。

【００１１】ＧＰＳでは各衛星に固有のＰＲＮコード
（疑似雑音符号）を用いたスペクトラム拡散通信方式を
採用しているので、衛星からの信号に含まれているＰＲ
Ｎコードと受信機内部で発生させたＰＲＮコードを掛け
合わせて積分すると、両者が同一コードでその位相差が
１ビット以内であれば位相差に応じた振幅が得られる。
しかし、そうでない場合は、振幅はほぼ０になる。

【００１２】この積分手段は、入力が１ビットであるか
ら、実際はカウンターであり、衛星からの信号に含まれ
ているＰＲＮコードと受信機内部で発生させたＰＲＮコ
ードが一定時間内に一致した数を数えている。すなわ
ち、一致した数が多いほど相関が高く、振幅が大きくな
るわけである。

【００１３】また、この積分手段は、ローパス・フィル
タとしても機能する。ここでの積分時間を例えば１／６
４msecに設定すると、サンプリング定理より、カットオ
フ周波数は３２ＫＨｚとなるが、同相および直交の両成
分が揃っているので実際には±３２ＫＨｚとなる。

【００１４】なお、コード発生手段５は、各チャンネル
ごとに装備する必要がある。このコード発生手段５は、
マイクロプロセッサ９で指定された番号の衛星のＰＲＮ
コードを指定された位相で発生する。

【００１５】逆拡散が行なわれた段階で振幅を得ること
はできるが、この振幅は周波数偏差ψに合わせて変動し
ているので、この段階ではまだベースバンド信号である
航法メッセージを取り出すことはできない。

【００１６】そこで、各チャンネルごとに装備したキャ
リア発生手段７から再生搬送波を発生させ、第２周波数
変換手段６において、この再生搬送波を逆拡散後の信号
に掛け合わせる。

【００１７】キャリア発生手段７は、周波数偏差ψをカ
バーする周波数範囲の再生搬送波を発生する能力を持
ち、その中でマイクロプロセッサ９によって指定された
周波数の再生搬送波（正弦波）をデジタル的に出力す
る。

【００１８】再生搬送波周波数（φ）＝周波数偏差
（ψ）となるようにキャリア発生手段７を制御すること
ができれば、第２周波数変換手段６の出力する信号の中
心周波数は、周波数偏差ψからベースバンド周波数（航
法メッセージの周波数＝５０Ｈｚ）に周波数変換され、
航法メッセージの符号に応じた安定した振幅を得ること
ができる。

【００１９】このときの周波数変換の様子を式で表わす
と以下のようになる。

【００２０】 （cosψt×cosφt）＋（sinψt×sinφt) ＝cos（ψ−φ）t （同相成分） （sinψt×cosφt）−（cosψt×sinφt） ＝sin（ψ−φ）t （直交成分） ローパス・フィルタ８は、第２周波数変換手段６の出力
信号を積分することによりカットオフ周波数以上の高周
波ノイズをカットする。

【００２１】このローパス・フィルタ８は、図４に示す
ように、第２周波数変換手段６から入力される信号を積
分する積分手段10と、一定周期でトリガ信号を出力する
タイマ11とをその内部に備えている。積分手段10は、ト
リガ信号によって０にクリアされる。

【００２２】このローパス・フィルタ８のカットオフ周
波数は、積分手段10の積分時間、即ち、タイマ11の出力
するトリガ信号の周期で決定される。この周期は、通常
ＰＲＮコードの１周期と等しく１msecに固定されてお
り、したがって、そのときのカットオフ周波数は±５０
０Ｈｚとなる。

【００２３】ここで、スキャン動作について考える。ス
キャンの開始時には、衛星のコード位相およびキャリア
周波数は、共に分かっていない。このとき、ローパス・
フィルタ８の出力に振幅が現れるためには、コード発生
手段５の発生するコード位相のズレが１ビット以内であ
り、また、キャリア発生手段７の発生する再生搬送波周
波数φと周波数偏差ψとの差ψ−φの絶対値がローパス
・フィルタ８のカットオフ周波数（ここでは±５００Ｈ
ｚ）以下でなければならない。

【００２４】今、コード位相は合っているものと仮定し
て、キャリア周波数に着目すると、前述したように周波
数偏差ψは、最大±１５ＫＨｚ程度であるから、ローパ
ス・フィルタ８のカットオフ周波数より遥かに高い値で
ある。そのため、衛星からの信号のキャリア周波数を検
出するために図５に示す手順の処理が必要になる。

【００２５】ステップ１；キャリア発生手段７に対して
マイクロプロセッサ９がφ＝−１５ＫＨｚと設定し、 ステップ２；ローパス・フィルタ８でＰＲＮコード１周
期分、即ち、１ｍｓｅｃの間、積分動作を行なう。次い
で、 ステップ３；ローパス・フィルタ８の出力信号の振幅
と、ある一定の経験的に定められたスレッショルド・レ
ベルとの大小を比較し、出力信号の振幅の方が小さけれ
ばψ−φの絶対値が５００Ｈｚ以上であると判断し、出
力信号の振幅の方が大きければψ−φの絶対値が５００
Ｈｚ以下であると判断する。

【００２６】ステップ４；出力信号の振幅の方が小さい
場合は、５００Ｈｚステップで再生搬送波周波数φを変
化させ、再びステップ２からステップ３を繰り返す。

【００２７】ステップ５；ステップ３において出力信号
の振幅の方がスレッショルド・レベルより大きければ、
そのときのφが±５００Ｈｚの精度でψを特定している
ことになる。

【００２８】この処理に要する時間を考えると、５００
Ｈｚステップで±１５ＫＨｚの範囲をスイープすること
になるから、その回数と各ステップ当たりの時間１msec
とを掛け合わせると、演算時間を除いて最大で６０msec
が必要となる。ただし、この値はコード位相が合ってい
ると仮定した場合のものであるから、実際はコード位相
についてもスキャンを行なうので、約２０００倍の時間
が必要となり、この方法では一つの衛星をスキャンする
のに約２分必要である。

【００２９】次に、追尾について見ると、この追尾の段
階ではψ−φはベースバンド周波数付近まで引き込まれ
ているので、それに合わせてローパス・フィルタ８のカ
ットオフ周波数を低くする必要がある。しかし、ローパ
ス・フィルタ８の積分時間は１msecに固定されているの
で、従来のＧＰＳ受信装置では、マイクロプロセッサ９
においてローパス・フィルタ８の出力をさらに積分（加
算）することにより、カットオフ周波数を低下させてい
る。

【００３０】今度はタイマ11のトリガ信号出力周期が１
msecより短い周期、例えば１／３２msecに固定されてい
る場合のスキャンおよび追尾動作について考える。

【００３１】このときローパス・フィルタ８の積分時間
が１／３２msecであるから、ローパス・フィルタ８のカ
ットオフ周波数は±１６ＫＨｚとなり、周波数偏差ψの
最大値を上回っている。そのため、再生搬送波周波数φ
を０Ｈｚに設定しておけば、衛星からの信号がフィルタ
リングされることなくローパス・フィルタ８から出力さ
れる。

【００３２】したがって、スキャンについては、ＰＲＮ
コード１周期（＝１msec）の間に３２個のデータが得ら
れることを利用して、３２ＫＨｚサンプリング・３２ポ
イントのＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算が使用可能で
ある。この結果、−１６〜＋１５ＫＨｚまでの１ＫＨｚ
ステップのパワースペクトルを得ることができ、その中
の最大スペクトルの周波数をψとして特定することがで
きる。

【００３３】この処理に要する時間は、演算時間を除け
ば１msecにすぎず、極めて高速なスキャンが実現でき
る。ただし、この値はコード位相が合っていると仮定し
た場合のものであるから、実際にはコード位相について
もスキャンを行なうので、約２０００倍の時間が必要と
なるが、それでもこの方法で一つの衛星をスキャンする
のに約２秒しか掛からない。

【００３４】一方、追尾については、タイマ２のトリガ
信号出力周期が１msecの場合と同様に、ローパス・フィ
ルタ８のカットオフ周波数を低くする必要があり、マイ
クロプロセッサ９においてローパス・フィルタ８の出力
をさらに積分（加算）することによって、カットオフ周
波数を低下させる。

【００３５】このときのマイクロプロセッサ８による加
算回数は、タイマ２のトリガ信号出力周期が１msecの場
合より３２倍多くなり、マイクロプロセッサ８の処理が
煩雑になる。

【００３６】以上のことより、ローパス・フィルタ８の
積分時間は、スキャン動作時においては短い方が望まし
く、追尾動作時においては長い方が望ましいと言える。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】このように従来のＧＰ
Ｓ受信装置では、ローパス・フィルタ８における積分時
間が固定されているため、積分時間が長く設定されてい
るとスキャンの段階で衛星からの信号のキャリア周波数
を検出するのに時間が掛かり、積分時間が短く設定され
ていると追尾の段階でマイクロプロセッサの処理が煩雑
になるという問題点を有していた。

【００３８】本発明は、このような従来の問題点を解決
するものであり、スキャンの高速化と追尾動作時におけ
るマイクロプロセッサの処理の軽減とを併せて達成する
ことができるＧＰＳ受信装置を提供することを目的とし
ている。

【００３９】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、ト
リガ信号を出力するタイマと、このトリガ信号によって
０にクリアされる積分手段とを備えたローパス・フィル
タを具備し、スキャンまたは追尾のために信号処理され
た信号をこのローパス・フィルタを通して出力し、出力
された信号に応じて、スキャンまたは追尾の条件を調整
するＧＰＳ受信装置において、タイマから周期の異なる
複数のトリガ信号を出力させると共に、積分手段に供給
するトリガ信号をその中から選択する選択手段を設けて
いる。

【００４０】

【作用】そのため、積分手段の積分時間は、選択手段で
選択されたトリガ信号の周期によって決まるから、積分
手段の積分時間に依存するローパス・フィルタのカット
オフ周波数は、トリガ信号を選択することによって各種
の値に設定することができる。

【００４１】したがって、ＧＰＳ受信装置がスキャナま
たは追尾の動作状態にあるときに、その動作状態に応じ
たカットオフ周波数を設定することができる。

【００４２】

【実施例】本発明の実施例におけるＧＰＳ受信装置は、
図１に示すように、ローパス・フィルタ８の積分時間
が、マイクロプロセッサ９からの選択信号によって制御
できるように構成されている。

【００４３】また、ローパス・フィルタ８の内部構成
は、図２に示すように、第２周波数変換手段６の出力信
号の積分を行ないその積分結果をマイクロプロセッサ９
に出力する積分手段10と、異なる周期の複数のトリガ信
号を出力するタイマ11と、マイクロプロセッサ９からの
選択信号によりトリガ信号のうちの１つを選択する選択
手段12とから成る。

【００４４】このローパス・フィルタ８の積分手段10
は、選択手段12によって選択されたトリガ信号によって
０にクリアされる。そのため、このローパス・フィルタ
８のカットオフ周波数は、積分手段10の積分時間、即
ち、選択されたトリガ信号の周期で決定される。

【００４５】その他の構成は従来の装置（図３）と変わ
りがない。

【００４６】実施例のＧＰＳ受信装置では、スキャン動
作時には、マイクロプロセッサ９が選択手段12によりタ
イマ11の出力しているトリガ信号のうち短周期のもの、
例えば１／３２msecのトリガ信号を選択する。これによ
り積分手段10の積分時間は短くなり、その結果ローパス
・フィルタ８のカットオフ周波数は±１６ＫＨｚとな
り、再生搬送波周波数φを０Ｈｚに設定しておけば衛星
からの信号がフィルタリングされることなくローパス・
フィルタ８から出力される。

【００４７】したがって、ＰＲＮコード１周期（＝１ms
ec）の間に３２個のデータが得られることを利用して３
２ＫＨｚサンプリング・３２ポイントのＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）演算が使用可能となり、その演算の結果、
−１６〜＋１５ＫＨｚまで１ＫＨｚステップのパワース
ペクトルを得ることができ、その中の最大スペクトルの
周波数をψとして特定することができる。

【００４８】この処理に要する時間は、演算時間を除け
ば１msecにすぎず、極めて高速なスキャンが実現でき
る。ただし、この値はコード位相が合っていると仮定し
た場合のものであるから、実際はコード位相についても
スキャンを行なうので、約２０００倍の時間が必要にな
るが、それでもこの方法で一つの衛星をスキャンするの
に約２秒しか掛からない。

【００４９】一方、追尾動作においては、マイクロプロ
セッサ９は、選択手段12によりタイマ11の出力している
トリガ信号のうち長周期のもの、例えば１０msecのトリ
ガ信号を選択する。その結果、積分手段10の積分時間は
長くなり、ローパス・フィルタ８のカットオフ周波数は
±１００Ｈｚとなる。

【００５０】追尾の段階では、カットオフ周波数をベー
スバンド周波数付近にまで引き下げるために、マイクロ
プロセッサ９においてローパス・フィルタ８の出力をさ
らに積分（加算）することが必要になるが、実施例の装
置では、ローパス・フィルタ８におけるカットオフ周波
数が既に低いために、マイクロプロセッサ９における積
分（加算）処理のロードが軽減される。

【００５１】このように、実施例のＧＰＳ受信装置で
は、マイクロプロセッサ９が、装置の動作状態に応じ
て、タイマ11の出力するトリガ信号のうちの１つを選択
手段12を通じて選択する。この選択により、積分手段10
における積分時間が決まり、その結果、ローパス・フィ
ルタ８のカットオフ周波数が動作状態に適した値に設定
される。

【００５２】

【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明ＧＰＳ受信装置では、スキャン動作を高速に
実施することができ、また、追尾動作においてマイクロ
プロセッサの果すべき処理を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＧＰＳ受信装置における実施例の構成
を示すブロック図、

【図２】前記受信装置におけるローパス・フィルタの内
部構成を示すブロック図、

【図３】従来のＧＰＳ受信装置の構成を示すブロック
図、

【図４】従来のＧＰＳ受信装置のローパス・フィルタの
内部構成を示すブロック図、

【図５】従来のＧＰＳ受信装置におけるスキャン動作の
処理フロー図である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ アナログ処理手段 ３ 第１周波数変換手段 ４ 逆拡散手段 ５ コード発生手段 ６ 第２周波数変換手段 ７ キャリア発生手段 ８ ローパス・フィルタ ９ マイクロプロセッサ 10 積分手段 11 タイマ 12 選択手段

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トリガ信号を出力するタイマと、該トリ
   ガ信号によって０にクリアされる積分手段とを備えたロ
   ーパス・フィルタを具備し、スキャンまたは追尾のため
   に信号処理された信号を前記ローパス・フィルタを通し
   て出力し、該出力された信号に応じて、前記スキャンま
   たは追尾の条件を調整するＧＰＳ受信装置において、 前記タイマから周期の異なる複数のトリガ信号を出力さ
   せると共に、前記積分手段に供給するトリガ信号をその
   中から選択する選択手段を設けたことを特徴とするＧＰ
   Ｓ受信装置。