JPH06224952A - Ｐｓｋ変調信号評価装置及びｐｓｋ変調信号のｉｑ原点オフセット検出装置 - Google Patents
Ｐｓｋ変調信号評価装置及びｐｓｋ変調信号のｉｑ原点オフセット検出装置Info
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- JPH06224952A JPH06224952A JP1230493A JP1230493A JPH06224952A JP H06224952 A JPH06224952 A JP H06224952A JP 1230493 A JP1230493 A JP 1230493A JP 1230493 A JP1230493 A JP 1230493A JP H06224952 A JPH06224952 A JP H06224952A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 処理速度を速くする。
【構成】 π／４ＤＱＰＳＫ変調信号の同相成分と直交
成分とが補間フィルタ１４、１６から得られ、振幅位相
検出部２１で瞬時振幅及び瞬時位相が検出されて、瞬時
位相はシンボル発生器２４において、これと対応したシ
ンボル、０，０点等のいずれであるかが検出され、理想
信号発生部２６で、理想振幅成分と位相成分とが発生さ
れて、パラメータ演算部２２に供給される。ＩＱ原点オ
フセット検出部４１で、演算されたオフセットと、それ
に対応した振幅と位相とが計算され、加算器４２、４３
にそれぞれ供給されて、検出瞬時振幅及び瞬時位相に対
して修正されて、パラメータ演算部２２に供給され、送
信機利得、シンボルクロック当たりの振幅変化量、オフ
セット周波数、位相誤差が求められる。
成分とが補間フィルタ１４、１６から得られ、振幅位相
検出部２１で瞬時振幅及び瞬時位相が検出されて、瞬時
位相はシンボル発生器２４において、これと対応したシ
ンボル、０，０点等のいずれであるかが検出され、理想
信号発生部２６で、理想振幅成分と位相成分とが発生さ
れて、パラメータ演算部２２に供給される。ＩＱ原点オ
フセット検出部４１で、演算されたオフセットと、それ
に対応した振幅と位相とが計算され、加算器４２、４３
にそれぞれ供給されて、検出瞬時振幅及び瞬時位相に対
して修正されて、パラメータ演算部２２に供給され、送
信機利得、シンボルクロック当たりの振幅変化量、オフ
セット周波数、位相誤差が求められる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＢＰＳＫ変調信号、Ｑ
ＰＳＫ変調信号、ＤＱＰＳＫ変調信号などのＰＳＫ変調
信号の評価、つまりこれら変調信号を作るための変調器
の変調精度を評価するＰＳＫ変調信号評価装置及びこれ
らＰＳＫ変調信号に於けるベースバンドとした同相信号
及び直交信号からなるベクトルの理想的なＩＱ座標に対
する原点オフセットを検出する装置に関する。
ＰＳＫ変調信号、ＤＱＰＳＫ変調信号などのＰＳＫ変調
信号の評価、つまりこれら変調信号を作るための変調器
の変調精度を評価するＰＳＫ変調信号評価装置及びこれ
らＰＳＫ変調信号に於けるベースバンドとした同相信号
及び直交信号からなるベクトルの理想的なＩＱ座標に対
する原点オフセットを検出する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の変調信号評価装置は、例えば米国
雑誌、Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｊｏｕｒｎａ
ｌ，ＶＯＬ，４２．ＮＯ，４．ＰＰ７３乃至８２．Ａｐ
ｒｉｌ１９９１．Ｒａｙｍｏｎｄｏ Ａ．Ｂｉｒｇｅｎ
ｈｅｉｅｒ．“Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｔｈｅ Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ Ａｃｃｕｒａｃｙ ｏｆ π／４ ＤＱ
ＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃ
ｅｌｌｕｌａｒ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ”に示され
ている。この変調信号評価装置を、図４を参照して簡単
に説明する。入力端子１０から中間周波信号とされたＰ
ＳＫ変調信号がＡＤ変換器１１に入力されてデジタルデ
ータとされ、これが中間周波帯域ろ波器１２に通され、
更にバースト検出器１３において信号がある部分だけ取
り出され、この取り出された信号は補間フィルタ１４に
直接供給されると共にヒルベルト変換器１５に供給され
て、補間フィルタ１４に対する信号を基準とした、つま
り同相成分とした直交成分がヒルベルト変換器１５から
得られ、これが補間フィルタ１６に供給される。又バー
スト検出器１３の出力はボーレート位相検出器１７に供
給され、ボーレート位相、つまり入力信号の変調信号に
於けるシンボルの変換点と、そのシンボルを判定するた
めのシンボルクロックとの位相差τが検出され、このτ
によって補間フィルタ１４、１６に対する補償を行い、
つまり補間フィルタ１４、１６は、例えばＦＩＲフィル
タであって、その単位遅延配列に対するインパルス応答
のずれに応じて重み係数を補正してボーレート位相τに
応じた補正を行う。
雑誌、Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｊｏｕｒｎａ
ｌ，ＶＯＬ，４２．ＮＯ，４．ＰＰ７３乃至８２．Ａｐ
ｒｉｌ１９９１．Ｒａｙｍｏｎｄｏ Ａ．Ｂｉｒｇｅｎ
ｈｅｉｅｒ．“Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｔｈｅ Ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ Ａｃｃｕｒａｃｙ ｏｆ π／４ ＤＱ
ＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃ
ｅｌｌｕｌａｒ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ”に示され
ている。この変調信号評価装置を、図４を参照して簡単
に説明する。入力端子１０から中間周波信号とされたＰ
ＳＫ変調信号がＡＤ変換器１１に入力されてデジタルデ
ータとされ、これが中間周波帯域ろ波器１２に通され、
更にバースト検出器１３において信号がある部分だけ取
り出され、この取り出された信号は補間フィルタ１４に
直接供給されると共にヒルベルト変換器１５に供給され
て、補間フィルタ１４に対する信号を基準とした、つま
り同相成分とした直交成分がヒルベルト変換器１５から
得られ、これが補間フィルタ１６に供給される。又バー
スト検出器１３の出力はボーレート位相検出器１７に供
給され、ボーレート位相、つまり入力信号の変調信号に
於けるシンボルの変換点と、そのシンボルを判定するた
めのシンボルクロックとの位相差τが検出され、このτ
によって補間フィルタ１４、１６に対する補償を行い、
つまり補間フィルタ１４、１６は、例えばＦＩＲフィル
タであって、その単位遅延配列に対するインパルス応答
のずれに応じて重み係数を補正してボーレート位相τに
応じた補正を行う。
【０００３】補間フィルタ１４、１６から得られた同相
成分と直交成分は加算器１８、１９においてそれぞれＩ
Ｑ原点オフセットの同相成分及び直交成分がそれぞれ加
算されて、同相成分Ｉ(k) と直交成分Ｑ(k) とが得ら
れ、振幅位相検出部２１に於いて、これら同相成分及び
直交成分で決まるベクトルの瞬時振幅ａ(k) と瞬時位相
θ(k) とが演算され、これらはパラメータ演算部２２に
供給されるとともに瞬時位相θ(k) はデータ検出器２３
に供給され、データ検出器２３でθ(k) −θ(k−５）が
演算される。つまりこの例においては瞬時振幅、瞬時位
相が各シンボルについてシンボル周期の１／５の周期で
演算されており、データ検出器２３から現瞬時位相と１
つ前のシンボルに於ける瞬時位相との差が検出され、そ
の検出された位相差からシンボル発生器２４に於いて理
想的シンボルが推定される。つまりデータ検出器２３で
の検出位相差が０°から９０°の間にある場合はシンボ
ル“０、０”を発生し、９０°から１８０°の間にある
場合はシンボル“０、１”を発生し、−９０°から０°
の間にある場合はシンボル“１、０”を発生し、−１８
０°から−９０°の間にある場合はシンボル“１、１”
を発生する。これら得られたシンボルは同期回路２５で
ユニーク２８ビット同期ワードと関係付けられ、測定さ
れるべきバーストの間隔が確立される。この同期回路２
５の出力は理想信号発生部２６に供給されて、これより
推定シンボルで決まる理想ＩＱベクトルと対応した理想
瞬時振幅ａr (k) と理想瞬時位相θr (k) が発生されて
パラメータ演算部２２に供給される。
成分と直交成分は加算器１８、１９においてそれぞれＩ
Ｑ原点オフセットの同相成分及び直交成分がそれぞれ加
算されて、同相成分Ｉ(k) と直交成分Ｑ(k) とが得ら
れ、振幅位相検出部２１に於いて、これら同相成分及び
直交成分で決まるベクトルの瞬時振幅ａ(k) と瞬時位相
θ(k) とが演算され、これらはパラメータ演算部２２に
供給されるとともに瞬時位相θ(k) はデータ検出器２３
に供給され、データ検出器２３でθ(k) −θ(k−５）が
演算される。つまりこの例においては瞬時振幅、瞬時位
相が各シンボルについてシンボル周期の１／５の周期で
演算されており、データ検出器２３から現瞬時位相と１
つ前のシンボルに於ける瞬時位相との差が検出され、そ
の検出された位相差からシンボル発生器２４に於いて理
想的シンボルが推定される。つまりデータ検出器２３で
の検出位相差が０°から９０°の間にある場合はシンボ
ル“０、０”を発生し、９０°から１８０°の間にある
場合はシンボル“０、１”を発生し、−９０°から０°
の間にある場合はシンボル“１、０”を発生し、−１８
０°から−９０°の間にある場合はシンボル“１、１”
を発生する。これら得られたシンボルは同期回路２５で
ユニーク２８ビット同期ワードと関係付けられ、測定さ
れるべきバーストの間隔が確立される。この同期回路２
５の出力は理想信号発生部２６に供給されて、これより
推定シンボルで決まる理想ＩＱベクトルと対応した理想
瞬時振幅ａr (k) と理想瞬時位相θr (k) が発生されて
パラメータ演算部２２に供給される。
【０００４】パラメータ演算部２２においては次の
（１）式で与えられる誤差ベクトルの自乗平均値の線形
近似式が最小となるようにパラメータの値が求められ
る。 ε2 ＝Σａ(k)ａr(k) ｅｘｐ(σ0k)｛[lnＡ0 ＋σ0ｋ＋lnａ(k) −lnａr(k)]2 ＋[θ(k) −θr(k) −Ω0k −θ0]2｝…（１） ここでパラメータのＡ0 は送信器利得、σ0 はドループ
ファクタ（シンボル当たりの振幅変化量）、Ω0 はオフ
セット周波数（シンボル当たりの位相変化量）、θ0 は
位相誤差、Ｂ0 はＩＱ原点オフセットである。これらパ
ラメータをもちいて次にＩＱ原点オフセットの同相成分
Ｉ0 と直交成分Ｑ0 とを次の（２）式及び（３）式で計
算する。 Ｉ0 ＝(1/N)Σ｛Ａ0a(k)ｅｘｐ(σ0k)cos[θ(k) −Ω0k −θ0] −ａr(k)cosθr(k)｝ ……（２） Ｑ0 ＝(1/N)Σ｛Ａ0a(k)ｅｘｐ(σ0k)sin[θ(k) −Ω0k −θ0] −ａr(k)sinθr(k)｝ ……（３） 上述の（１）乃至（３）式に於いてΣはｋ＝０からＮ−
１迄であり、Ｎは決定したシンボル数である。
（１）式で与えられる誤差ベクトルの自乗平均値の線形
近似式が最小となるようにパラメータの値が求められ
る。 ε2 ＝Σａ(k)ａr(k) ｅｘｐ(σ0k)｛[lnＡ0 ＋σ0ｋ＋lnａ(k) −lnａr(k)]2 ＋[θ(k) −θr(k) −Ω0k −θ0]2｝…（１） ここでパラメータのＡ0 は送信器利得、σ0 はドループ
ファクタ（シンボル当たりの振幅変化量）、Ω0 はオフ
セット周波数（シンボル当たりの位相変化量）、θ0 は
位相誤差、Ｂ0 はＩＱ原点オフセットである。これらパ
ラメータをもちいて次にＩＱ原点オフセットの同相成分
Ｉ0 と直交成分Ｑ0 とを次の（２）式及び（３）式で計
算する。 Ｉ0 ＝(1/N)Σ｛Ａ0a(k)ｅｘｐ(σ0k)cos[θ(k) −Ω0k −θ0] −ａr(k)cosθr(k)｝ ……（２） Ｑ0 ＝(1/N)Σ｛Ａ0a(k)ｅｘｐ(σ0k)sin[θ(k) −Ω0k −θ0] −ａr(k)sinθr(k)｝ ……（３） 上述の（１）乃至（３）式に於いてΣはｋ＝０からＮ−
１迄であり、Ｎは決定したシンボル数である。
【０００５】この計算したＩＱ原点オフセットＩ0 、Ｑ
0 がしきい値より大きければ、これらＩＱ原点オフセッ
トに対し乗算器３０で（１／Ａ0 ）exp(−σ0 k ＋ｊ
（Ω0k ＋θ0 ））を乗算し、同相成分を補間フィルタ
１４の出力に減算し、又直交成分を補間フィルタ１６の
出力に減算して得られた同相成分Ｉ(k) と直交成分Ｑ
(k) について前述と同様に処理してパラメータ演算部２
２により（１）式乃至（３）式の演算を行う。以下、判
定部２７に於いてＩＱ原点オフセットがしきい値より小
さくなるまで同様のことを繰り返す。
0 がしきい値より大きければ、これらＩＱ原点オフセッ
トに対し乗算器３０で（１／Ａ0 ）exp(−σ0 k ＋ｊ
（Ω0k ＋θ0 ））を乗算し、同相成分を補間フィルタ
１４の出力に減算し、又直交成分を補間フィルタ１６の
出力に減算して得られた同相成分Ｉ(k) と直交成分Ｑ
(k) について前述と同様に処理してパラメータ演算部２
２により（１）式乃至（３）式の演算を行う。以下、判
定部２７に於いてＩＱ原点オフセットがしきい値より小
さくなるまで同様のことを繰り返す。
【０００６】このような繰り返し演算により原点オフセ
ットＩ0 、Ｑ0 がしきい値より小さくなると、局部搬送
波発振器２８から、これら求まったパラメータを用いて
決まる局部搬送波信号、つまりＡ0 ｅｘｐ｛σ0 k −ｊ
〔（Ω1 ＋Ω0 ) ｋ＋θ0 〕｝、ここでΩ1 は最初に仮
定した入力端子１０の中間周波信号の周波数である。こ
の局部搬送波発振器２８からの正弦波信号と余弦波信号
とが乗算器２９、３１においてそれぞれ補間フィルタ１
４の出力と乗算され、つまり入力ＤＱＰＳＫ信号が直交
検波され、これら乗算器２９、３１の出力は加算器３
２、３３において、パラメータ演算部２２で求めたＩＱ
原点オフセットの同相成分Ｒｅ（Ｂ0 ）、直交成分Ｉｍ
（Ｂ0 ）とそれぞれ減算され、加算器３２、３３の出力
はそれぞれ低域通過フィルタ（スケアルートレイズドコ
サインフィルタ）３４、３５を通されて、送信信号（入
力信号）の変調信号の同相成分と直交成分、つまりベー
スバンド信号が得られ、減算補正されて振幅位相検出部
２１に供給され、先に述べたと同様に瞬時振幅、瞬時位
相が検出される。更にその前回のシンボルにおける瞬時
位相との差を検出して、シンボルが推定され、これに応
じた理想瞬時振幅、理想瞬時位相が発生されてパラメー
タ演算部２２へ供給され、又、振幅位相検出部２１で検
出された瞬時振幅と瞬時位相とがパラメータ演算部２２
に供給されて、先に述べたと同様に各種のパラメータが
求められる。これらパラメータが先に求めたパラメータ
と異なる場合は同期回路２５及び理想信号発生部２６で
の理想瞬時振幅、位相の発生が繰り返される。
ットＩ0 、Ｑ0 がしきい値より小さくなると、局部搬送
波発振器２８から、これら求まったパラメータを用いて
決まる局部搬送波信号、つまりＡ0 ｅｘｐ｛σ0 k −ｊ
〔（Ω1 ＋Ω0 ) ｋ＋θ0 〕｝、ここでΩ1 は最初に仮
定した入力端子１０の中間周波信号の周波数である。こ
の局部搬送波発振器２８からの正弦波信号と余弦波信号
とが乗算器２９、３１においてそれぞれ補間フィルタ１
４の出力と乗算され、つまり入力ＤＱＰＳＫ信号が直交
検波され、これら乗算器２９、３１の出力は加算器３
２、３３において、パラメータ演算部２２で求めたＩＱ
原点オフセットの同相成分Ｒｅ（Ｂ0 ）、直交成分Ｉｍ
（Ｂ0 ）とそれぞれ減算され、加算器３２、３３の出力
はそれぞれ低域通過フィルタ（スケアルートレイズドコ
サインフィルタ）３４、３５を通されて、送信信号（入
力信号）の変調信号の同相成分と直交成分、つまりベー
スバンド信号が得られ、減算補正されて振幅位相検出部
２１に供給され、先に述べたと同様に瞬時振幅、瞬時位
相が検出される。更にその前回のシンボルにおける瞬時
位相との差を検出して、シンボルが推定され、これに応
じた理想瞬時振幅、理想瞬時位相が発生されてパラメー
タ演算部２２へ供給され、又、振幅位相検出部２１で検
出された瞬時振幅と瞬時位相とがパラメータ演算部２２
に供給されて、先に述べたと同様に各種のパラメータが
求められる。これらパラメータが先に求めたパラメータ
と異なる場合は同期回路２５及び理想信号発生部２６で
の理想瞬時振幅、位相の発生が繰り返される。
【０００７】このようにして、更に正確なパラメータが
決定され、このパラメータを使って再び局部搬送波発振
器２８が制御され、局部搬送波発振器２８からの正弦波
信号及び余弦波信号と補間フィルタ１４、１６の出力と
が乗算器２９、３１でそれぞれ乗算されて、同相成分、
直交成分が検波され、この信号と理想ベクトルとの誤差
が求められ、更にその誤差の平均値が求められる。この
平均値が変調精度を表す。つまり図４Ａに示すようにＩ
Ｑ平面座標上において、タイミング、振幅、周波数、位
相、直流オフセットについて補正された変調信号の検出
ベクトル３６（Ａ0 exp （σ0 k −ｊ (Ω0 k ＋θ0 )
）Ｚ(k) ）とその理想的な基準ベクトル３７（Ｓr (k)
）との誤差ベクトル３８の平均したものが変調精度で
ある。
決定され、このパラメータを使って再び局部搬送波発振
器２８が制御され、局部搬送波発振器２８からの正弦波
信号及び余弦波信号と補間フィルタ１４、１６の出力と
が乗算器２９、３１でそれぞれ乗算されて、同相成分、
直交成分が検波され、この信号と理想ベクトルとの誤差
が求められ、更にその誤差の平均値が求められる。この
平均値が変調精度を表す。つまり図４Ａに示すようにＩ
Ｑ平面座標上において、タイミング、振幅、周波数、位
相、直流オフセットについて補正された変調信号の検出
ベクトル３６（Ａ0 exp （σ0 k −ｊ (Ω0 k ＋θ0 )
）Ｚ(k) ）とその理想的な基準ベクトル３７（Ｓr (k)
）との誤差ベクトル３８の平均したものが変調精度で
ある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の変調精度評価装
置においては、その手順を示すと、図４Ｂに示すように
ステップＳ１において式（１）に対し、ＩＱ原点オフセ
ットが０と仮定して、線形近似を適用した最小２乗法計
算を行い、これにより求めたパラメータＡ0 、σ 0 、Ω
0 を用いて式（２）及び（３）を計算してＩＱ原点オフ
セットを求め（Ｓ２）、その求めたＩＱ原点オフセット
がしきい値以下か否かを判定し（Ｓ３）、これがしきい
値以上であれば、そのＩＱ原点オフセットに対し（１／
Ａ0 ）exp（−σ0 k ＋ｊ（Ω0 k ＋θ0 ) ）を乗算し
（Ｓ４），その乗算結果を補間フィルタ１４、１６の出
力に対して補正し（Ｓ５）、その補正した結果について
同様のことを繰り返し、ＩＱ原点オフセットがしきい値
よりも小さくなるまで上記のことを繰り返す。ＩＱ原点
オフセットがしきい値よりも小さくなると、コヒーレン
ト復調、つまり通常の受信機に於ける復調と同様のこと
を行う（Ｓ６）。このように従来においては、最初にＩ
Ｑ原点オフセットが０と仮定して、パラメータ推定演算
を線形近似して行っているため、パラメータが正しく演
算できるまで上記繰り返し演算を何回も行う必要があ
り、処理時間が長くなり、しかも場合によっては何回演
算しても最適な結果が得られないことがある。
置においては、その手順を示すと、図４Ｂに示すように
ステップＳ１において式（１）に対し、ＩＱ原点オフセ
ットが０と仮定して、線形近似を適用した最小２乗法計
算を行い、これにより求めたパラメータＡ0 、σ 0 、Ω
0 を用いて式（２）及び（３）を計算してＩＱ原点オフ
セットを求め（Ｓ２）、その求めたＩＱ原点オフセット
がしきい値以下か否かを判定し（Ｓ３）、これがしきい
値以上であれば、そのＩＱ原点オフセットに対し（１／
Ａ0 ）exp（−σ0 k ＋ｊ（Ω0 k ＋θ0 ) ）を乗算し
（Ｓ４），その乗算結果を補間フィルタ１４、１６の出
力に対して補正し（Ｓ５）、その補正した結果について
同様のことを繰り返し、ＩＱ原点オフセットがしきい値
よりも小さくなるまで上記のことを繰り返す。ＩＱ原点
オフセットがしきい値よりも小さくなると、コヒーレン
ト復調、つまり通常の受信機に於ける復調と同様のこと
を行う（Ｓ６）。このように従来においては、最初にＩ
Ｑ原点オフセットが０と仮定して、パラメータ推定演算
を線形近似して行っているため、パラメータが正しく演
算できるまで上記繰り返し演算を何回も行う必要があ
り、処理時間が長くなり、しかも場合によっては何回演
算しても最適な結果が得られないことがある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、瞬時振幅及び瞬時位相と推定理想シンボルとからま
ずＩＱ原点オフセットを求め、この求めたＩＱ原点オフ
セットを瞬時振幅及び瞬時位相から差し引いて修正し、
その修正した瞬時振幅、瞬時位相と推定理想シンボルと
から入力信号の振幅、周波数、位相を求める。
ば、瞬時振幅及び瞬時位相と推定理想シンボルとからま
ずＩＱ原点オフセットを求め、この求めたＩＱ原点オフ
セットを瞬時振幅及び瞬時位相から差し引いて修正し、
その修正した瞬時振幅、瞬時位相と推定理想シンボルと
から入力信号の振幅、周波数、位相を求める。
【００１０】請求項２の発明によれば、ＩＱ原点オフセ
ットを求めるため推定理想シンボルと対応する理想同相
成分及び直交成分を求め、これら理想同相成分及び直交
成分をそれぞれ累積加算し、又、検出した同相成分及び
直交成分をそれぞれ累積加算し、これらの両累積加算値
の差を求め、その差を累積加算の加算回数で割ってＩＱ
原点オフセットとする。
ットを求めるため推定理想シンボルと対応する理想同相
成分及び直交成分を求め、これら理想同相成分及び直交
成分をそれぞれ累積加算し、又、検出した同相成分及び
直交成分をそれぞれ累積加算し、これらの両累積加算値
の差を求め、その差を累積加算の加算回数で割ってＩＱ
原点オフセットとする。
【００１１】請求項３の発明によれば、とり得る全ての
信号点のうち加算すると０となるような複数個の信号点
について検出同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算
し、その各信号点について同数だけ累積加算した状態に
おいて、その累積加算値を累積加算回数で割り算してＩ
Ｑ原点オフセットとする。請求項４の発明によれば、取
り得る全信号点について推定理想シンボルと対応する理
想同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算し、その累
積加算値が０となったのを検出し、その時の検出同相成
分及び直交成分の累積加算値を加算回数で割り算する。
信号点のうち加算すると０となるような複数個の信号点
について検出同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算
し、その各信号点について同数だけ累積加算した状態に
おいて、その累積加算値を累積加算回数で割り算してＩ
Ｑ原点オフセットとする。請求項４の発明によれば、取
り得る全信号点について推定理想シンボルと対応する理
想同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算し、その累
積加算値が０となったのを検出し、その時の検出同相成
分及び直交成分の累積加算値を加算回数で割り算する。
【００１２】請求項５の発明によれば、瞬時振幅及び瞬
時位相と推定理想シンボルとから理想的なＩＱ原点を求
め、その求めた理想的なＩＱ原点と瞬時振幅及び瞬時位
相のＩＱ原点との差を求めて、ＩＱ原点オフセットを得
る。
時位相と推定理想シンボルとから理想的なＩＱ原点を求
め、その求めた理想的なＩＱ原点と瞬時振幅及び瞬時位
相のＩＱ原点との差を求めて、ＩＱ原点オフセットを得
る。
【００１３】
【実施例】図１に請求項１の発明の実施例を示し、図４
と対応する部分には同一符号を付けてある。この発明に
おいては、ＩＱ原点オフセット検出部４１でＩＱ原点オ
フセットが先ず検出される。この検出方法については後
で述べるが、少なくとも振幅位相検出部２１からの瞬時
振幅及び瞬時位相が利用される。この検出されたＩＱ原
点オフセットの振幅ａ0 (k) とＩＱ原点オフセットの位
相θ0 (k) とが加算器４２、４３にそれぞれ入力され
て、振幅位相検出部２１で検出された瞬時振幅ａ0 (k)
と瞬時位相θ0 (k) に対して引き算されて修正され、つ
まりＩＱ原点オフセット分が引き算され、その結果がパ
ラメータ演算部２２に入力される。パラメータ演算部２
２での演算は従来と同様に、式（１）の誤差が最小とな
るようなものが求められる。又ＩＱ原点オフセットの同
相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 をＩＱ原点オフセットベクト
ル演算部４４に於いて、パラメータ演算部２２より求め
たものを利用して、先の式（２）及び（３）によって演
算するか、或いはＩＱ原点オフセット検出部４１より求
めた、ＩＱ原点オフセットの振幅ａ0 (k) と位相θ
0 (k) とから演算して求める。この求めたＩＱ原点オフ
セットベクトルの同相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 を従来と
同様に加算器３２、３３に供給し、又、得られたパラメ
ータを局部搬送波発生器２８に供給して、局部搬送波の
正弦波及び余弦波を発生する。このようにこの発明にお
いては、ＩＱ原点オフセット検出部４１で先ずＩＱ原点
オフセットを検出し、これによって検出した瞬時振幅及
び瞬時位相を補正して、パラメータを求めるため、繰り
返し演算を必要としない。
と対応する部分には同一符号を付けてある。この発明に
おいては、ＩＱ原点オフセット検出部４１でＩＱ原点オ
フセットが先ず検出される。この検出方法については後
で述べるが、少なくとも振幅位相検出部２１からの瞬時
振幅及び瞬時位相が利用される。この検出されたＩＱ原
点オフセットの振幅ａ0 (k) とＩＱ原点オフセットの位
相θ0 (k) とが加算器４２、４３にそれぞれ入力され
て、振幅位相検出部２１で検出された瞬時振幅ａ0 (k)
と瞬時位相θ0 (k) に対して引き算されて修正され、つ
まりＩＱ原点オフセット分が引き算され、その結果がパ
ラメータ演算部２２に入力される。パラメータ演算部２
２での演算は従来と同様に、式（１）の誤差が最小とな
るようなものが求められる。又ＩＱ原点オフセットの同
相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 をＩＱ原点オフセットベクト
ル演算部４４に於いて、パラメータ演算部２２より求め
たものを利用して、先の式（２）及び（３）によって演
算するか、或いはＩＱ原点オフセット検出部４１より求
めた、ＩＱ原点オフセットの振幅ａ0 (k) と位相θ
0 (k) とから演算して求める。この求めたＩＱ原点オフ
セットベクトルの同相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 を従来と
同様に加算器３２、３３に供給し、又、得られたパラメ
ータを局部搬送波発生器２８に供給して、局部搬送波の
正弦波及び余弦波を発生する。このようにこの発明にお
いては、ＩＱ原点オフセット検出部４１で先ずＩＱ原点
オフセットを検出し、これによって検出した瞬時振幅及
び瞬時位相を補正して、パラメータを求めるため、繰り
返し演算を必要としない。
【００１４】つまり図５Ｂに対応したパラメータ推定ア
ルゴリズムを示すと、図２Ａに示すように、先ずＩＱ原
点オフセットを求める演算が行われ（Ｓ１）、この求め
たＩＱ原点オフセットを用いて、検出ベクトルＺ(k) に
対する修正が行われ（Ｓ２）、この修正された検出ベク
トルと求められた基準ベクトルＳr (k) を用いて、最小
自乗法によるパラメータの推定演算が行われる（Ｓ
３）。この演算結果を用いてコヒーレント復調がなされ
る（Ｓ４）。従来においては、最低２回の繰り返し演算
が必要であったが、この発明においては１回の演算で済
む。
ルゴリズムを示すと、図２Ａに示すように、先ずＩＱ原
点オフセットを求める演算が行われ（Ｓ１）、この求め
たＩＱ原点オフセットを用いて、検出ベクトルＺ(k) に
対する修正が行われ（Ｓ２）、この修正された検出ベク
トルと求められた基準ベクトルＳr (k) を用いて、最小
自乗法によるパラメータの推定演算が行われる（Ｓ
３）。この演算結果を用いてコヒーレント復調がなされ
る（Ｓ４）。従来においては、最低２回の繰り返し演算
が必要であったが、この発明においては１回の演算で済
む。
【００１５】次にこの発明によるＩＱ原点オフセットの
検出を説明しよう。先ず図３を参照して請求項４の発明
の実施例を説明する。図３に於いて図１と対応する部分
には同一符号を付けてある。この実施例においては振幅
位相検出部２１で検出された瞬時振幅ａ(k) 及び瞬時位
相θ(k) は信号バッファ４５に蓄積される。一方、理想
基準信号発生部２６からの理想瞬時振幅ａr (k) 及び瞬
時位相θr (k) が理想信号バッファ４６に一時蓄積され
る。これらバッファ４５、４６よりの信号は同期して、
つまりｋの番号が一致するものを読み出し、累積加算部
４７、４８でそれぞれ累積加算が行われる。つまりこれ
はベクトル加算（複素加算）であって、それぞれの同相
成分の累積加算と直交成分の累積加算とがなされる。累
積加算部４７においては加算器４９でバッファ４０から
の信号とレジスタ５１からの信号とが加算され、その加
算結果がレジスタ５１に記憶される。同様に累積加算部
４８において加算器５２でバッファ４６からの信号とレ
ジスタ５３からの信号とがベクトル加算され、つまり複
素加算され、その加算値がレジスタ５３に蓄えられる。
又この累積加算の回数を計算するため、加算回数計算部
５４が設けられる。つまり累積加算部４７、４８の累積
加算と同期して、加算器５５で１とレジスタ５６の値と
が加算されてレジスタ５６に記憶され、つまりレジスタ
５６の内容は累積加算部４７、４８が１回加算動作を行
う毎に＋１され、その加算回数が記憶される。
検出を説明しよう。先ず図３を参照して請求項４の発明
の実施例を説明する。図３に於いて図１と対応する部分
には同一符号を付けてある。この実施例においては振幅
位相検出部２１で検出された瞬時振幅ａ(k) 及び瞬時位
相θ(k) は信号バッファ４５に蓄積される。一方、理想
基準信号発生部２６からの理想瞬時振幅ａr (k) 及び瞬
時位相θr (k) が理想信号バッファ４６に一時蓄積され
る。これらバッファ４５、４６よりの信号は同期して、
つまりｋの番号が一致するものを読み出し、累積加算部
４７、４８でそれぞれ累積加算が行われる。つまりこれ
はベクトル加算（複素加算）であって、それぞれの同相
成分の累積加算と直交成分の累積加算とがなされる。累
積加算部４７においては加算器４９でバッファ４０から
の信号とレジスタ５１からの信号とが加算され、その加
算結果がレジスタ５１に記憶される。同様に累積加算部
４８において加算器５２でバッファ４６からの信号とレ
ジスタ５３からの信号とがベクトル加算され、つまり複
素加算され、その加算値がレジスタ５３に蓄えられる。
又この累積加算の回数を計算するため、加算回数計算部
５４が設けられる。つまり累積加算部４７、４８の累積
加算と同期して、加算器５５で１とレジスタ５６の値と
が加算されてレジスタ５６に記憶され、つまりレジスタ
５６の内容は累積加算部４７、４８が１回加算動作を行
う毎に＋１され、その加算回数が記憶される。
【００１６】送信信号（入力信号）の変調信号の各シン
ボルがとり得る点、いわゆる信号点の同相成分と直交成
分を全て加算すると０となる。従って加算器５２の加算
値が０となった状態を０検出部５７で検出し、この時の
累積加算部４７の累積加算値、つまりレジスタ５１の内
容が割り算部５８に取り込まれ、且つ加算回数計算部５
４のレジススタ５６内の値も割り算部５８に取り込ま
れ、その割り算部５８に於いて、加算回数で累積加算部
４７の累積加算値が割り算され、その割り算結果が検出
信号のＩＱ原点オフセットとされる。つまりＩＱ原点オ
フセットの振幅ａ 0 (k) と位相θ0 (k) が得られ、これ
が修正用加算器４２、４３にそれぞれ供給される。
ボルがとり得る点、いわゆる信号点の同相成分と直交成
分を全て加算すると０となる。従って加算器５２の加算
値が０となった状態を０検出部５７で検出し、この時の
累積加算部４７の累積加算値、つまりレジスタ５１の内
容が割り算部５８に取り込まれ、且つ加算回数計算部５
４のレジススタ５６内の値も割り算部５８に取り込ま
れ、その割り算部５８に於いて、加算回数で累積加算部
４７の累積加算値が割り算され、その割り算結果が検出
信号のＩＱ原点オフセットとされる。つまりＩＱ原点オ
フセットの振幅ａ 0 (k) と位相θ0 (k) が得られ、これ
が修正用加算器４２、４３にそれぞれ供給される。
【００１７】このようにして推定理想ベクトルを累積加
算部４８で加算し、各信号点について同数ずつ加算した
状態が現れると、これが０検出部５７で検出され、この
時は理想ベクトルの重心が０の状態であり、この時の累
積加算部４７の累積加算値、つまり検出ベクトルの重心
が原点に対するオフセットであって、この値は累積加算
数だけ大きな値となっているから、この値を累積加算数
で割り算した値がＩＱ原点オフセットとなる。
算部４８で加算し、各信号点について同数ずつ加算した
状態が現れると、これが０検出部５７で検出され、この
時は理想ベクトルの重心が０の状態であり、この時の累
積加算部４７の累積加算値、つまり検出ベクトルの重心
が原点に対するオフセットであって、この値は累積加算
数だけ大きな値となっているから、この値を累積加算数
で割り算した値がＩＱ原点オフセットとなる。
【００１８】上述においては、全検出信号及び理想信号
について、それぞれ累積加算を行ったが、とり得る信号
点の全てではなく、その内の複数個、例えば２つ或いは
４つ等で、その信号点に対応するベクトルを加算すると
０となるその複数の信号点についてのみ累積加算部４
７、４８でそれぞれ累積加算してもよい。即ちこの場合
においては、シンボル発生部２４において検出した理想
シンボルが、その着目する信号点であるかどうかを見極
めて、その着目する信号点の場合のみ累積加算部４７、
４８における累積加算を行ってもよい。ただ、全ての信
号を累積加算した方がそれだけ検出精度は高いものとな
る。
について、それぞれ累積加算を行ったが、とり得る信号
点の全てではなく、その内の複数個、例えば２つ或いは
４つ等で、その信号点に対応するベクトルを加算すると
０となるその複数の信号点についてのみ累積加算部４
７、４８でそれぞれ累積加算してもよい。即ちこの場合
においては、シンボル発生部２４において検出した理想
シンボルが、その着目する信号点であるかどうかを見極
めて、その着目する信号点の場合のみ累積加算部４７、
４８における累積加算を行ってもよい。ただ、全ての信
号を累積加算した方がそれだけ検出精度は高いものとな
る。
【００１９】累積加算部４８を省略して、例えば着目し
た各信号点について加算回数が同数となったことを検出
し、その時の累積加算部４７の累積加算値を累積加算数
で割り算してもよい。累積加算部４８の加算値はそれま
での理想同相成分及び直交成分のベクトル重心を表して
おり、従ってその累積加算部４８と４７の各累積加算値
の差を求めると、そしてその累積加算回数でその差を割
り算すれば両ベクトル重心の差、つまりＩＱ原点オフセ
ットが求まる。つまり図３に点線で示すように、累積加
算部４７の加算値と累積加算部４８の加算値を差演算部
５９で差を取って、その引き算結果を割り算部５８に供
給すればよい。これが請求項２の発明の実施例である。
た各信号点について加算回数が同数となったことを検出
し、その時の累積加算部４７の累積加算値を累積加算数
で割り算してもよい。累積加算部４８の加算値はそれま
での理想同相成分及び直交成分のベクトル重心を表して
おり、従ってその累積加算部４８と４７の各累積加算値
の差を求めると、そしてその累積加算回数でその差を割
り算すれば両ベクトル重心の差、つまりＩＱ原点オフセ
ットが求まる。つまり図３に点線で示すように、累積加
算部４７の加算値と累積加算部４８の加算値を差演算部
５９で差を取って、その引き算結果を割り算部５８に供
給すればよい。これが請求項２の発明の実施例である。
【００２０】次に請求項５の発明の実施例を説明しよ
う。図２Ｂに示すように、瞬時振幅及び瞬時位相で決ま
る検出ベクトルＺ(k) とその直前の瞬時振幅及び瞬時位
相で決まる検出ベクトルＺ(k-1) との差のベクトルＡH
で決まる三角形は、もしＩＱ原点オフセットがずれてい
ない理想的な場合においては正しい原点Ｏであり、ずれ
ているときは正しくない原点Ｏ’となる。変調信号がπ
／４ＤＱＰＳＫの場合においては、正しい理想的な場
合、つまり原点オフセットが０の場合においては、ベク
トルＺ(k) とベクトルＺ(k-1) との成す角度θは、ベク
トルＡH がシンボル“０、０”の場合４５°、シンボル
“０、１”の場合１３５°、シンボル“１、１”の場合
−１３５°、シンボル“１、０”の場合−４５°とな
る。このような関係があるから検出ベクトルＺ(k) とＺ
(k-1) とから原点オフセットのＢ0 を求めることができ
る。即ちＩＱ原点ＯはベクトルＡH の中点を通る線上に
あり、その中点から原点までのベクトルをＡV 、また原
点Ｏ’からベクトルＡH の中点までとのベクトルをＡG
とすると、ＩＱ原点オフセットベクトルＢ0 はＡG ＋Ａ
Vとなる。ＡG ＝(1/2)[Ｚ(k) ＋Ｚ(k-1)]、またＡH ＝
[ Ｚ(k) −Ｚ(k-1)]なる関係があるから、ＩＱ原点オフ
セットベクトルＢ0 は次式で求まる。 Ｂ0 ＝(1/2)[Ｚ(k) ＋Ｚ(k-1)]＋αＲ[ Ｚ(k) −Ｚ(k-1)] ここでαは(1/2) tan φ、φ＝(1/2)( 180−θ) であ
り、Ｒはベクトルを９０°回転させる行列である。従っ
て今、ベクトルＺ(k-1) の直交座標を（ｘ1 ，ｙ 1 ）と
し、ベクトルＺ(k) の直交座標を（ｘ2 ，ｙ2 ）とする
と原点オフセットＢの同相成分Ｉ0 及び直交成分Ｑ0 は
それぞれ次式で表せる。 Ｉ0 ＝(1/2)(ｘ1 ＋ｘ2 ) −α( ｙ2 −ｙ1 ) Ｑ0 ＝(1/2)(ｙ1 ＋ｙ2 ) ＋α( ｘ2 −ｘ1 ) 検出したベクトルＺ(k) の同相成分Ｉ(k) は上記ｘ2 で
あり、直交成分Ｑ(k)はｙ2 であり、その直前、つまり
１シンボルクロック前の同相成分及び直交成分はｘ1 、
ｙ1 である。よって図１において点線で示すように、補
間フィルタ１４、１６から得られた各同相成分及び直交
成分をＩＱ原点オフセット検出部４１に入力し、シンボ
ル発生部２４からの推定理想シンボルをＩＱ原点オフセ
ット検出部４１に入力し、この理想シンボルに対応した
θが決定され、そのθに対する上記αを予め計算してお
き、これを求めて、それを参照して、上記Ｉ0 、Ｑ0 の
式を演算すればＩＱ原点オフセットが得られる。更にこ
のＩＱ原点オフセットにより、その振幅成分ａr (k) と
位相θr (k) を求めて、上述した図１の加算器４２、４
３に供給すればよい。
う。図２Ｂに示すように、瞬時振幅及び瞬時位相で決ま
る検出ベクトルＺ(k) とその直前の瞬時振幅及び瞬時位
相で決まる検出ベクトルＺ(k-1) との差のベクトルＡH
で決まる三角形は、もしＩＱ原点オフセットがずれてい
ない理想的な場合においては正しい原点Ｏであり、ずれ
ているときは正しくない原点Ｏ’となる。変調信号がπ
／４ＤＱＰＳＫの場合においては、正しい理想的な場
合、つまり原点オフセットが０の場合においては、ベク
トルＺ(k) とベクトルＺ(k-1) との成す角度θは、ベク
トルＡH がシンボル“０、０”の場合４５°、シンボル
“０、１”の場合１３５°、シンボル“１、１”の場合
−１３５°、シンボル“１、０”の場合−４５°とな
る。このような関係があるから検出ベクトルＺ(k) とＺ
(k-1) とから原点オフセットのＢ0 を求めることができ
る。即ちＩＱ原点ＯはベクトルＡH の中点を通る線上に
あり、その中点から原点までのベクトルをＡV 、また原
点Ｏ’からベクトルＡH の中点までとのベクトルをＡG
とすると、ＩＱ原点オフセットベクトルＢ0 はＡG ＋Ａ
Vとなる。ＡG ＝(1/2)[Ｚ(k) ＋Ｚ(k-1)]、またＡH ＝
[ Ｚ(k) −Ｚ(k-1)]なる関係があるから、ＩＱ原点オフ
セットベクトルＢ0 は次式で求まる。 Ｂ0 ＝(1/2)[Ｚ(k) ＋Ｚ(k-1)]＋αＲ[ Ｚ(k) −Ｚ(k-1)] ここでαは(1/2) tan φ、φ＝(1/2)( 180−θ) であ
り、Ｒはベクトルを９０°回転させる行列である。従っ
て今、ベクトルＺ(k-1) の直交座標を（ｘ1 ，ｙ 1 ）と
し、ベクトルＺ(k) の直交座標を（ｘ2 ，ｙ2 ）とする
と原点オフセットＢの同相成分Ｉ0 及び直交成分Ｑ0 は
それぞれ次式で表せる。 Ｉ0 ＝(1/2)(ｘ1 ＋ｘ2 ) −α( ｙ2 −ｙ1 ) Ｑ0 ＝(1/2)(ｙ1 ＋ｙ2 ) ＋α( ｘ2 −ｘ1 ) 検出したベクトルＺ(k) の同相成分Ｉ(k) は上記ｘ2 で
あり、直交成分Ｑ(k)はｙ2 であり、その直前、つまり
１シンボルクロック前の同相成分及び直交成分はｘ1 、
ｙ1 である。よって図１において点線で示すように、補
間フィルタ１４、１６から得られた各同相成分及び直交
成分をＩＱ原点オフセット検出部４１に入力し、シンボ
ル発生部２４からの推定理想シンボルをＩＱ原点オフセ
ット検出部４１に入力し、この理想シンボルに対応した
θが決定され、そのθに対する上記αを予め計算してお
き、これを求めて、それを参照して、上記Ｉ0 、Ｑ0 の
式を演算すればＩＱ原点オフセットが得られる。更にこ
のＩＱ原点オフセットにより、その振幅成分ａr (k) と
位相θr (k) を求めて、上述した図１の加算器４２、４
３に供給すればよい。
【００２１】上述において、得られたＩＱ原点オフセッ
トを複数回求めて、平均を求めるようにしてもよい。又
上述において求めるパラメータσ0 （シンボル当たりの
位相変化量）は通常殆ど変化しないことが多い。従って
これは特に求めることはなく、上述の計算はσ0 ＝０と
して行ってもよい。この発明はＤＱＰＳＫ変調のみなら
ず、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ変調などにも適用できる。
トを複数回求めて、平均を求めるようにしてもよい。又
上述において求めるパラメータσ0 （シンボル当たりの
位相変化量）は通常殆ど変化しないことが多い。従って
これは特に求めることはなく、上述の計算はσ0 ＝０と
して行ってもよい。この発明はＤＱＰＳＫ変調のみなら
ず、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ変調などにも適用できる。
【００２２】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、先
ず原点オフセットを求め、この原点オフセット分だけ瞬
時振幅、瞬時位相から引き算して各種パラメータの演算
を行っているため、従来のように繰り返し演算を行う必
要がなく、それだけ高速度にパラメータを推定すること
ができる。
ず原点オフセットを求め、この原点オフセット分だけ瞬
時振幅、瞬時位相から引き算して各種パラメータの演算
を行っているため、従来のように繰り返し演算を行う必
要がなく、それだけ高速度にパラメータを推定すること
ができる。
【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。
【図２】Ａは図１の処理アルゴリズムを示すブロック
図、Ｂは検出ベクトルとその１シンボルクロック前の検
出ベクトルとそれぞれの理想ベクトルとの関係を示す図
である。
図、Ｂは検出ベクトルとその１シンボルクロック前の検
出ベクトルとそれぞれの理想ベクトルとの関係を示す図
である。
【図３】請求項４の発明の実施例を示すブロック図。
【図４】従来の変調信号評価装置を示すブロック図。
【図５】Ａは検出ベクトルと、理想参照ベクトルと、誤
差ベクトルの関係を示す図、Ｂは従来の装置の処理アル
ゴリズムを示す図である。
差ベクトルの関係を示す図、Ｂは従来の装置の処理アル
ゴリズムを示す図である。
Claims (5)
- 【請求項１】 入力ＰＳＫ信号をＡＤ変換し、 そのＡＤ変換されたデジタル信号を同相成分として、そ
の直交成分を求め、 これら同相成分及び直交成分からその同相成分の瞬時振
幅と瞬時位相とを検出し、 少なくとも上記瞬時位相を用いて理想的変調シンボルを
推定し、 その推定理想シンボルと、上記求めた瞬時振幅及び瞬時
位相とから、上記入力ＰＳＫ信号の振幅、周波数、位
相、ＩＱ原点オフセットを求めるＰＳＫ変調信号評価装
置において、 上記瞬時振幅及び瞬時位相と推定理想シンボルとからＩ
Ｑ原点オフセットを求める手段と、 その求めたＩＱ原点オフセットを上記瞬時振幅及び瞬時
位相から差し引いて修正し、その修正された瞬時振幅及
び瞬時位相と上記推定理想シンボルとの組から上記入力
信号の振幅、周波数、位相を求める手段と、 を設けたことを特徴とするＰＳＫ変調信号評価装置。 - 【請求項２】 入力ＰＳＫ信号をＡＤ変換し、そのＡＤ
変換されたデジタル信号を同相成分とし、その直交成分
を検出し、 これら検出同相成分及び直交成分から同相成分の瞬時振
幅及び瞬時位相を求め、これら瞬時振幅及び瞬時位相と
その１シンボル前の瞬時振幅及び瞬時位相とから理想的
シンボルを推定し、 これらから上記入力ＰＳＫ信号のＩＱ原点オフセットを
求めるＰＳＫ変調信号のＩＱ原点オフセット検出装置に
おいて、 上記推定理想シンボルと対応する理想同相成分及び直交
成分を求める手段と、 これら理想同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算す
る手段と、 上記検出同相成分及び直交成分をそれぞれ累積加算する
手段と、 両累積加算手段の対応累積加算値の差をそれぞれ求める
手段と、 その求めた差を上記累積加算の加算回数で割り算して上
記ＩＱ原点オフセットとする割り算手段と、 を具備することを特徴とするＰＳＫ変調信号のＩＱ原点
オフセット検出装置。 - 【請求項３】 入力ＰＳＫ信号をＡＤ変換し、そのＡＤ
変換されたデジタル信号を同相成分とし、その直交成分
を検出し、 これら検出同相成分及び直交成分からその同相成分の瞬
時振幅及び瞬時位相を求め、これら瞬時振幅及び瞬時位
相と１シンボル前の瞬時振幅及び瞬時位相とから理想的
シンボルを推定し、 これらから上記入力ＰＳＫ信号のＩＱ原点オフセットを
求める装置において、 理想同相成分及び直交成分を、加算すると０となる複数
の信号点のそれぞれについて上記検出同相成分及び直交
成分をそれぞれ累積加算する手段と、 上記理想同相成分及び直交成分を累積加算すると０とな
る加算回数における上記累積加算値を上記加算回数で割
り算して上記ＩＱ原点オフセットを求める手段と、 を設けたことを特徴とするＰＳＫ変調信号のＩＱ原点オ
フセット検出装置。 - 【請求項４】 上記推定理想シンボルと対応する理想同
相成分及び直交成分を求める手段と、これら理想同相成
分及び直交成分を上記加算すると０となる複数の信号点
についてそれぞれ累積加算する手段と、その累積加算値
が０となったとき上記検出同相成分及び直交成分の累積
加算を停止する手段とを設けたことを特徴とする請求項
３記載のＰＳＫ変調信号のＩＱ原点オフセット検出装
置。 - 【請求項５】 入力ＰＳＫ信号をＡＤ変換し、そのＡＤ
変換されたデジタル信号を同相成分とし、その直交成分
を検出し、 これら検出同相成分及び直交成分からその同相成分の瞬
時振幅及び瞬時位相を求め、これら検出瞬時振幅及び瞬
時位相と１シンボル前の瞬時振幅及び瞬時位相とから理
想的シンボルを推定し、 これらから上記入力ＰＳＫ信号のＩＱ原点オフセットを
求める装置において、 上記瞬時振幅及び瞬時位相と、上記１シンボル前の瞬時
振幅及び瞬時位相と、上記推定理想シンボルとから理想
的なＩＱ原点を求める手段と、 その求めた理想的ＩＱ原点と上記瞬時振幅及び瞬時位相
のＩＱ原点との差を求めて上記ＩＱ原点オフセットとす
る手段と、 を具備することを特徴とするＰＳＫ変調信号のＩＱ原点
オフセット検出装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230493A JP2782146B2 (ja) | 1993-01-28 | 1993-01-28 | Ｐｓｋ変調信号評価装置及びｐｓｋ変調信号のｉｑ原点オフセット検出装置 |
| US08/538,943 US5590158A (en) | 1993-01-28 | 1995-10-11 | Method and apparatus for estimating PSK modulated signals |
| US08/663,847 US5838737A (en) | 1993-01-28 | 1996-06-14 | Method and apparatus for estimating PSK modulated signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230493A JP2782146B2 (ja) | 1993-01-28 | 1993-01-28 | Ｐｓｋ変調信号評価装置及びｐｓｋ変調信号のｉｑ原点オフセット検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224952A true JPH06224952A (ja) | 1994-08-12 |
| JP2782146B2 JP2782146B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115463A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-04-27 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪補償直交変調器及び無線送信機 |
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1993
- 1993-01-28 JP JP1230493A patent/JP2782146B2/ja not_active Expired - Fee Related
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