JPH06215955A - 可変誘導性素子及び同調タンク回路を使用した電子的同調整合回路 - Google Patents
可変誘導性素子及び同調タンク回路を使用した電子的同調整合回路Info
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- JPH06215955A JPH06215955A JP5282663A JP28266393A JPH06215955A JP H06215955 A JPH06215955 A JP H06215955A JP 5282663 A JP5282663 A JP 5282663A JP 28266393 A JP28266393 A JP 28266393A JP H06215955 A JPH06215955 A JP H06215955A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ソースインピーダンスを負荷インピーダンス
に整合させるためのインピーダンス整合回路を提供する
ことにある。 【構成】 並列共振ＬＣタンク回路に基づくインピーダ
ンス整合回路とこれら並列タンク回路用の調整可能な誘
導性素子（７４、７８）の低損失の設計が開示されてい
る。プラズマ処理に応用したインピーダンス整合回路の
例も開示され、局部インピーダンス変換回路がプラズマ
ソースアンテナへの電力伝達を改善するために使用され
る。
に整合させるためのインピーダンス整合回路を提供する
ことにある。 【構成】 並列共振ＬＣタンク回路に基づくインピーダ
ンス整合回路とこれら並列タンク回路用の調整可能な誘
導性素子（７４、７８）の低損失の設計が開示されてい
る。プラズマ処理に応用したインピーダンス整合回路の
例も開示され、局部インピーダンス変換回路がプラズマ
ソースアンテナへの電力伝達を改善するために使用され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般にソースインピーダ
ンスを負荷インピーダンスに整合させるためのインピー
ダンス整合回路に関する。
ンスを負荷インピーダンスに整合させるためのインピー
ダンス整合回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力源を電気負荷に接続するための共通
の目標は、ソースから負荷への電力伝達を最大とするこ
とにある。この目標は、ソース、即ちゼネレータの出力
インピーダンスが負荷の入力インピーダンスの複素共役
値に等しい場合に実現できる。交流回路では、インピー
ダンスは、実数部としての抵抗成分、及び虚数部として
の誘導性成分または容量性成分を含む。複素数表記で
は、インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸで与えられ、Ｒ
は実数部であり、Ｘは虚数部であり、ｊは、−１の平方
根に等しい演算子である。インピーダンスが、互いに、
その抵抗分は等しく、虚数部は大きさが等しく、符号が
反対であるとき複素共役であるという。ゼネレータのイ
ンピーダンスがＺG ＝ＲG ＋ｊＸG であると、負荷イン
ピーダンスがＺL ＝ＲG −ｊＸG であると最大の電力が
負荷へ伝送される。複素共役をベクトル量で考えてもよ
い。単純な抵抗性インピーダンスは、位相角ゼロのベク
トルと考えられる。複素インピーダンスは、大きさと位
相角を持つ。互いに複素共役インピーダンスは、大きさ
が等しく、位相角は大きさが等しく、符号が反対であ
る。
の目標は、ソースから負荷への電力伝達を最大とするこ
とにある。この目標は、ソース、即ちゼネレータの出力
インピーダンスが負荷の入力インピーダンスの複素共役
値に等しい場合に実現できる。交流回路では、インピー
ダンスは、実数部としての抵抗成分、及び虚数部として
の誘導性成分または容量性成分を含む。複素数表記で
は、インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸで与えられ、Ｒ
は実数部であり、Ｘは虚数部であり、ｊは、−１の平方
根に等しい演算子である。インピーダンスが、互いに、
その抵抗分は等しく、虚数部は大きさが等しく、符号が
反対であるとき複素共役であるという。ゼネレータのイ
ンピーダンスがＺG ＝ＲG ＋ｊＸG であると、負荷イン
ピーダンスがＺL ＝ＲG −ｊＸG であると最大の電力が
負荷へ伝送される。複素共役をベクトル量で考えてもよ
い。単純な抵抗性インピーダンスは、位相角ゼロのベク
トルと考えられる。複素インピーダンスは、大きさと位
相角を持つ。互いに複素共役インピーダンスは、大きさ
が等しく、位相角は大きさが等しく、符号が反対であ
る。
【０００３】多数の回路応用で、ソース、またはゼネレ
ータのインピーダンスは、負荷インピーダンスと整合し
ないので、インピーダンス整合回路がソースと負荷との
間に接続されている。基本的には、インピーダンス整合
回路の機能は、ゼネレータインピーダンスの複素共役に
等しいインピーダンスをゼネレータへもたらすことであ
り、負荷インピーダンスの複素共役に等しいインピーダ
ンスを負荷にもたらすことである。整合回路は、多数の
相互接続されたインダクタ及びコンデンサを含み、その
あるものは望ましい結果を得るために値が可変で調整可
能となっている。米国特許2,611,030 と4,375,051 と、
4,621,242 とは、整合回路のインピーダンスを調整する
ため可変容量素子、または多重タンプ変成器を使用した
インピーダンス整合回路を開示している。可変素子は、
モータまたはソレノイドで調整される。この設計の問題
点は、可変素子が、ソリッドステートでないことであ
り、信頼性の問題があり、相対的に長い応答時間を特徴
とする。米国特許2,884,632 と4,951,009 は、可変イン
ピーダンス素子が磁性材料のトロイドコア上に一次巻線
を有すインダクタであるインピーダンス整合回路を開示
している。このインダクタのインピーダンスは、トロイ
ド上の二次巻線に低周波電流を通じることにより調整さ
れ、この低周波電流が磁場を発生し、その磁場が磁性材
料の部分飽和をもたらし、従って一次巻線から見るとイ
ンダクタンスの変化が起こる。この設計では、ソリッド
ステートの構成を可能とするが、一次巻線と二次巻線と
の間の変成器結合は、二次側巻線から一次側巻線への寄
生インピーダンスを反映し、従って、希望インピーダン
ス値から一次巻線のインピーダンスをずらし、望ましく
ない高周波共振を引き起こす。
ータのインピーダンスは、負荷インピーダンスと整合し
ないので、インピーダンス整合回路がソースと負荷との
間に接続されている。基本的には、インピーダンス整合
回路の機能は、ゼネレータインピーダンスの複素共役に
等しいインピーダンスをゼネレータへもたらすことであ
り、負荷インピーダンスの複素共役に等しいインピーダ
ンスを負荷にもたらすことである。整合回路は、多数の
相互接続されたインダクタ及びコンデンサを含み、その
あるものは望ましい結果を得るために値が可変で調整可
能となっている。米国特許2,611,030 と4,375,051 と、
4,621,242 とは、整合回路のインピーダンスを調整する
ため可変容量素子、または多重タンプ変成器を使用した
インピーダンス整合回路を開示している。可変素子は、
モータまたはソレノイドで調整される。この設計の問題
点は、可変素子が、ソリッドステートでないことであ
り、信頼性の問題があり、相対的に長い応答時間を特徴
とする。米国特許2,884,632 と4,951,009 は、可変イン
ピーダンス素子が磁性材料のトロイドコア上に一次巻線
を有すインダクタであるインピーダンス整合回路を開示
している。このインダクタのインピーダンスは、トロイ
ド上の二次巻線に低周波電流を通じることにより調整さ
れ、この低周波電流が磁場を発生し、その磁場が磁性材
料の部分飽和をもたらし、従って一次巻線から見るとイ
ンダクタンスの変化が起こる。この設計では、ソリッド
ステートの構成を可能とするが、一次巻線と二次巻線と
の間の変成器結合は、二次側巻線から一次側巻線への寄
生インピーダンスを反映し、従って、希望インピーダン
ス値から一次巻線のインピーダンスをずらし、望ましく
ない高周波共振を引き起こす。
【０００４】関連出願に対する参照 本出願は、ケネス・エス・コリンズ他（Kenneth S. Col
lins et al.)による１９９２年１月２３日付け同時係属
中の出願の出願番号No. 07／825,658 “予測修正制御シ
ステムを使用した電子的同調整合回路”（"ELECTRONICA
LLY TUNED MATCHING NETWORK USING PREDICTOR-DETECT
OR CONTROL SYSTEM"）の一部継続出願であり、またケネ
ス・エス・コリンズ他（Kenneth S. Collins et al.)に
よる１９９１年１月２７日付け同時係属中の出願の出願
番号No. 07／722,340 “電磁ＲＦ結合及びプロセスを使
用したプラズマ反応炉”（"PLASMA REACTOR USING ELEC
TROMAGNETIC RF COUPLING AND PROCESSES"）の一部継続
出願である。
lins et al.)による１９９２年１月２３日付け同時係属
中の出願の出願番号No. 07／825,658 “予測修正制御シ
ステムを使用した電子的同調整合回路”（"ELECTRONICA
LLY TUNED MATCHING NETWORK USING PREDICTOR-DETECT
OR CONTROL SYSTEM"）の一部継続出願であり、またケネ
ス・エス・コリンズ他（Kenneth S. Collins et al.)に
よる１９９１年１月２７日付け同時係属中の出願の出願
番号No. 07／722,340 “電磁ＲＦ結合及びプロセスを使
用したプラズマ反応炉”（"PLASMA REACTOR USING ELEC
TROMAGNETIC RF COUPLING AND PROCESSES"）の一部継続
出願である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、動
的に可変できるインピーダンス整合回路分野での改良の
必要性が存在していた。半導体回路の製造といった分野
に使用されている、プラズマ処理分野でこの必要性が特
に痛切である。電気負荷がプラズマである場合、負荷イ
ンピーダンスは、動的かつ非線形であり、更に、プラズ
マに供給される電力が増加するにつれ、またガス圧やそ
の組成といった他の変量が変化するにつれて、変化す
る。従って、電力伝達を最適にするために整合回路を調
整する目的で、負荷インピーダンスを測定や推定するこ
とができるが、回路の値を調整する毎に負荷インピーダ
ンスが変化する。従って、プラズマに対する効率的な電
力供給をするためには動的可変回路が不可欠である。
的に可変できるインピーダンス整合回路分野での改良の
必要性が存在していた。半導体回路の製造といった分野
に使用されている、プラズマ処理分野でこの必要性が特
に痛切である。電気負荷がプラズマである場合、負荷イ
ンピーダンスは、動的かつ非線形であり、更に、プラズ
マに供給される電力が増加するにつれ、またガス圧やそ
の組成といった他の変量が変化するにつれて、変化す
る。従って、電力伝達を最適にするために整合回路を調
整する目的で、負荷インピーダンスを測定や推定するこ
とができるが、回路の値を調整する毎に負荷インピーダ
ンスが変化する。従って、プラズマに対する効率的な電
力供給をするためには動的可変回路が不可欠である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述の
米国特許で開示されている設計に代わる有効な回路設計
を提供し、上述の従来設計が有する問題点を解決するこ
とにある。特徴の一つとして、本発明は、非線形磁性材
料の間隙を設けたコアの周囲に巻かれた信号コイルを含
む可変誘導性素子を含む。コアの磁気透磁率は、制御巻
線中を流れる電流によってコア中に発生した低周波磁場
または直流磁場により変化する。好適な実施例では、コ
アは、円筒棒の形状であり、その棒の中間部の周囲に巻
かれた信号コイルと、棒の端に位置し、コア中に同じ方
向で磁場を発生する二つの制御巻線とを含む。棒と、巻
線と、コイルとの間には冷却液を含むキャビティが存在
する。制御巻線、コア及びコイルの間に導電遮蔽が設け
られ、コイルにより発生した高周波磁場が制御巻線へ結
合されないにしていて、制御巻線により発生した低周波
または直流磁場は、コイルに結合されるようになってい
る。導電遮蔽には、渦電流を低減するために間隙が設け
られている。他の特徴として、本発明は、電気信号ゼネ
レータと電気負荷との間を接続するインピーダンス整合
回路を含む。この整合回路は、可変インダクタ及び固定
コンデンサを含む二つのタンク回路を含む。第一タンク
回路は、整合回路の入力とアースとの間に接続され、第
二のタンク回路は、整合回路の出力とアースとの間に接
続され、整合回路の入力と出力との間には固定インピー
ダンス素子が接続されている。
米国特許で開示されている設計に代わる有効な回路設計
を提供し、上述の従来設計が有する問題点を解決するこ
とにある。特徴の一つとして、本発明は、非線形磁性材
料の間隙を設けたコアの周囲に巻かれた信号コイルを含
む可変誘導性素子を含む。コアの磁気透磁率は、制御巻
線中を流れる電流によってコア中に発生した低周波磁場
または直流磁場により変化する。好適な実施例では、コ
アは、円筒棒の形状であり、その棒の中間部の周囲に巻
かれた信号コイルと、棒の端に位置し、コア中に同じ方
向で磁場を発生する二つの制御巻線とを含む。棒と、巻
線と、コイルとの間には冷却液を含むキャビティが存在
する。制御巻線、コア及びコイルの間に導電遮蔽が設け
られ、コイルにより発生した高周波磁場が制御巻線へ結
合されないにしていて、制御巻線により発生した低周波
または直流磁場は、コイルに結合されるようになってい
る。導電遮蔽には、渦電流を低減するために間隙が設け
られている。他の特徴として、本発明は、電気信号ゼネ
レータと電気負荷との間を接続するインピーダンス整合
回路を含む。この整合回路は、可変インダクタ及び固定
コンデンサを含む二つのタンク回路を含む。第一タンク
回路は、整合回路の入力とアースとの間に接続され、第
二のタンク回路は、整合回路の出力とアースとの間に接
続され、整合回路の入力と出力との間には固定インピー
ダンス素子が接続されている。
【０００７】好適な実施例では、固定インピーダンス素
子、インダクタまたはコンデンサである。整合回路は、
電気的に短いソースアンテナまたはバイアス電極を通じ
てプラズマ処理を駆動するのに使用される。タンク回路
は、並列ＬＣタンク回路であり、可変インダクタと並列
または直列に接続されているコンデンサを含む。可変イ
ンダクタは、上述の特徴で述べたようなものでよい。次
の特徴で説明するような局部インピーダンス変換回路
が、電気的に短いソースアンテナに接続され、整合回路
とアンテナの間の電力供給を改善している。他の特徴と
して、本発明は、アンテナと、アンテナに接続された伝
送路との間の電力供給を改善するために、電気的に短い
ソースアンテナに接続された局部インピーダンス変換回
路を含む。この回路は、アンテナの第一端子とアースと
の間に接続された第一コンデンサと、アンテナの第二端
子とアースとの間に接続された第二コンデンサとを含
む。好適な実施例では、ソースアンテナは、プラズマ処
理を駆動する。他の特徴の一つとして、本発明は、電気
負荷と電気信号ゼネレータとに接続のためのインピーダ
ンス整合回路を含む。整合回路は、可変インダクタ及び
固定コンデンサを含む二つのタンク回路を含む。信号ゼ
ネレータの出力は、電気負荷の第一端子と、第一タンク
回路の第一端子とへ接続され、第一タンク回路の第二端
子は、アースへ接続される。第二タンク回路は、電気負
荷の第二端子とアースの間に接続される。
子、インダクタまたはコンデンサである。整合回路は、
電気的に短いソースアンテナまたはバイアス電極を通じ
てプラズマ処理を駆動するのに使用される。タンク回路
は、並列ＬＣタンク回路であり、可変インダクタと並列
または直列に接続されているコンデンサを含む。可変イ
ンダクタは、上述の特徴で述べたようなものでよい。次
の特徴で説明するような局部インピーダンス変換回路
が、電気的に短いソースアンテナに接続され、整合回路
とアンテナの間の電力供給を改善している。他の特徴と
して、本発明は、アンテナと、アンテナに接続された伝
送路との間の電力供給を改善するために、電気的に短い
ソースアンテナに接続された局部インピーダンス変換回
路を含む。この回路は、アンテナの第一端子とアースと
の間に接続された第一コンデンサと、アンテナの第二端
子とアースとの間に接続された第二コンデンサとを含
む。好適な実施例では、ソースアンテナは、プラズマ処
理を駆動する。他の特徴の一つとして、本発明は、電気
負荷と電気信号ゼネレータとに接続のためのインピーダ
ンス整合回路を含む。整合回路は、可変インダクタ及び
固定コンデンサを含む二つのタンク回路を含む。信号ゼ
ネレータの出力は、電気負荷の第一端子と、第一タンク
回路の第一端子とへ接続され、第一タンク回路の第二端
子は、アースへ接続される。第二タンク回路は、電気負
荷の第二端子とアースの間に接続される。
【０００８】
【実施例】図に示されているように、本発明は、電力ゼ
ネレータと負荷との間で接続されるインピーダンス整合
回路に関する。図１では、参照符号１０で示される、交
流ゼネレータが、電気負荷１２へ接続されている。ゼネ
レータの一方の端子と、負荷の一方の端子は、１４で示
されるアースは接続されている。ゼネレータ１０から負
荷１２への最大電力伝達は、１６で示されるゼネレータ
の出力インピーダンスＺG が負荷１２のインピーダンス
ＺL の複素共役となるとき達成される。一般に、ゼネレ
ータと負荷インピーダンスは、正確には整合せず、イン
ピーダンス整合回路１８が、図２に示すように、ゼネレ
ータ１０と負荷１２との間に挿入される。一般に、ゼネ
レータインピーダンス１６は、殆ど場合、実用上純抵抗
とされ、図２に示されるように値ＺG を有す。負荷を接
続された整合回路１８の入力インピーダンスは、入力路
２０上で整合回路に入り込む向きで見た場合、Ｚ INであ
り、整合回路の出力インピーダンスは、ゼネレータが接
続された状態で、出力路２２上で整合回路を見る方向
で、ＺOUT となる。ゼネレータ１０から負荷１２への電
力伝達を最大とするには、ＺINは、ＺG の複素共役とな
り、ＺOUT はＺL の複素共役とする。
ネレータと負荷との間で接続されるインピーダンス整合
回路に関する。図１では、参照符号１０で示される、交
流ゼネレータが、電気負荷１２へ接続されている。ゼネ
レータの一方の端子と、負荷の一方の端子は、１４で示
されるアースは接続されている。ゼネレータ１０から負
荷１２への最大電力伝達は、１６で示されるゼネレータ
の出力インピーダンスＺG が負荷１２のインピーダンス
ＺL の複素共役となるとき達成される。一般に、ゼネレ
ータと負荷インピーダンスは、正確には整合せず、イン
ピーダンス整合回路１８が、図２に示すように、ゼネレ
ータ１０と負荷１２との間に挿入される。一般に、ゼネ
レータインピーダンス１６は、殆ど場合、実用上純抵抗
とされ、図２に示されるように値ＺG を有す。負荷を接
続された整合回路１８の入力インピーダンスは、入力路
２０上で整合回路に入り込む向きで見た場合、Ｚ INであ
り、整合回路の出力インピーダンスは、ゼネレータが接
続された状態で、出力路２２上で整合回路を見る方向
で、ＺOUT となる。ゼネレータ１０から負荷１２への電
力伝達を最大とするには、ＺINは、ＺG の複素共役とな
り、ＺOUT はＺL の複素共役とする。
【０００９】係属中の米国特許出願番号No. 07／825,65
8 は、インピーダンス整合回路１８の可変回路値が、繰
り返し調整されて、整合回路の数学モデルにより繰り返
し予測された値に基づいた結果に収束する制御技術を開
示している。既に述べたように、インピーダンス整合を
必要とする代表的な場合は、ゼネレータまたはソースイ
ンピーダンスが一定で、負荷インピーダンスが未知か、
変動する場合である。このような状況でのインピーダン
ス整合は、入力インピーダンスＺINがゼネレータインピ
ーダンスＺG の共役に一致するまで、回路定数を調整す
ることとしてとらえることができる。負荷を整合回路に
接続する上で二つの重要な整合回路の接続方法があり、
その一つは、負荷インピーダンスがアースを基準にしな
ければならない接続法であり、他の一つは、負荷がアー
スに対してフローティング状態にあるときに好まれる接
続法である。これら二つの接続法は、それぞれ図３及び
図４に示される。図３では、整合回路は、π型接続であ
り、固定直列インダクタ７０と、固定インダクタの各端
子に接続された二つのシャント回路とを含む。いくつか
の例では、素子７０は、インダクタンスでなく固定コン
デンサである。ゼネレータ（図３では示されていない）
に並列の第一シャント回路は、固定コンデンサ７２とそ
れに並列に接続された可変インダクタ７４である。負荷
１２に並列に接続されるもう一方のシャント回路は、固
定コンデンサ７６とそれに並列に接続された可変インダ
クタ７８とを有す。可変インダクタ７４及び７８の各々
は、Ｉ及びＪで示される直流制御電流入力の制御入力７
９を有す。負荷１２は、例えば、プラズマチャンバ中の
バイアス電極を含む。戻り線路は、チャンバの壁を通過
してか、または他の電極により構成され、インピーダン
スの特性は、電力消費の抵抗分を有するが、圧倒的に容
量性である。
8 は、インピーダンス整合回路１８の可変回路値が、繰
り返し調整されて、整合回路の数学モデルにより繰り返
し予測された値に基づいた結果に収束する制御技術を開
示している。既に述べたように、インピーダンス整合を
必要とする代表的な場合は、ゼネレータまたはソースイ
ンピーダンスが一定で、負荷インピーダンスが未知か、
変動する場合である。このような状況でのインピーダン
ス整合は、入力インピーダンスＺINがゼネレータインピ
ーダンスＺG の共役に一致するまで、回路定数を調整す
ることとしてとらえることができる。負荷を整合回路に
接続する上で二つの重要な整合回路の接続方法があり、
その一つは、負荷インピーダンスがアースを基準にしな
ければならない接続法であり、他の一つは、負荷がアー
スに対してフローティング状態にあるときに好まれる接
続法である。これら二つの接続法は、それぞれ図３及び
図４に示される。図３では、整合回路は、π型接続であ
り、固定直列インダクタ７０と、固定インダクタの各端
子に接続された二つのシャント回路とを含む。いくつか
の例では、素子７０は、インダクタンスでなく固定コン
デンサである。ゼネレータ（図３では示されていない）
に並列の第一シャント回路は、固定コンデンサ７２とそ
れに並列に接続された可変インダクタ７４である。負荷
１２に並列に接続されるもう一方のシャント回路は、固
定コンデンサ７６とそれに並列に接続された可変インダ
クタ７８とを有す。可変インダクタ７４及び７８の各々
は、Ｉ及びＪで示される直流制御電流入力の制御入力７
９を有す。負荷１２は、例えば、プラズマチャンバ中の
バイアス電極を含む。戻り線路は、チャンバの壁を通過
してか、または他の電極により構成され、インピーダン
スの特性は、電力消費の抵抗分を有するが、圧倒的に容
量性である。
【００１０】７２及び７４のシャント回路の各々は、電
気的にコンデンサまたはインダクタに等価であり、イン
ピーダンス整合回路１８が、共振周波数１／√L1C1より
高い周波数で使用されると、シャント回路は、コンデン
サとして振る舞い、共振周波数より低い周波数で使用さ
れると、シャント回路は、インダクタとして振る舞う。
可変インダクタ値は、インダクタの公称値の大体３０−
４０パーセントの調整レンジを与えるように設計されて
いる。例えば、１０μＨ（マイクロヘンリ）の公称イン
ダクタンスのインダクタは、約6.５μＨの値まで調整し
て下げることが可能である。図面でシンボルＸは、変流
器を示し、これによりインピーダンスが接続されている
各回路分岐での電流が測定される。電圧は、Ｙで示され
る整合回路の出力で測定され、整合回路の入力電圧は、
入力での進行電圧及び反射電圧の測定により既知であ
る。具体的には、入力電圧は、進行電圧及び反射電圧の
代数和である。これらの電流及び電圧の測定から、整合
回路のインピーダンスの各々につき、実際のインピーダ
ンス値が計算される。これらの計算値は、制御処理を繰
り返す毎に整合回路モデルを修正するのに使用される。
気的にコンデンサまたはインダクタに等価であり、イン
ピーダンス整合回路１８が、共振周波数１／√L1C1より
高い周波数で使用されると、シャント回路は、コンデン
サとして振る舞い、共振周波数より低い周波数で使用さ
れると、シャント回路は、インダクタとして振る舞う。
可変インダクタ値は、インダクタの公称値の大体３０−
４０パーセントの調整レンジを与えるように設計されて
いる。例えば、１０μＨ（マイクロヘンリ）の公称イン
ダクタンスのインダクタは、約6.５μＨの値まで調整し
て下げることが可能である。図面でシンボルＸは、変流
器を示し、これによりインピーダンスが接続されている
各回路分岐での電流が測定される。電圧は、Ｙで示され
る整合回路の出力で測定され、整合回路の入力電圧は、
入力での進行電圧及び反射電圧の測定により既知であ
る。具体的には、入力電圧は、進行電圧及び反射電圧の
代数和である。これらの電流及び電圧の測定から、整合
回路のインピーダンスの各々につき、実際のインピーダ
ンス値が計算される。これらの計算値は、制御処理を繰
り返す毎に整合回路モデルを修正するのに使用される。
【００１１】図４の回路は、負荷１２’が図３の構成の
直列接続されている固定インダクタンス７０の位置にあ
る点で異なっている。整合回路１８’は、固定コンデン
サ７２’及び７６’、可変インダクタ７４’及び７８’
を含み、図３と同様に接続されている。しかし、回路１
８’では、出力ノードは、ライン２２とアース間に代え
て、ライン２０及び２２に接続されている。二つの接続
法は、外部より見ると類似しているが、異なった回路モ
デルが二つの接続のために必要である。図３で、シンボ
ルＸ及びＹは、電流及び電圧がそれぞれ測定される点で
ある。図３及び図４では、シャント回路が固定コンデン
サに並列に可変インダクタンスを含んでいた。コンデン
サ及びインダクタの一方の端をアースに接続できるの
で、これは、好適な接続法である。直列接続の方も同様
な効果を得るように使用可能であるが、直列接続の動作
は、並列接続の動作の反対となり、直列接続は、共振周
波数より低い周波数でコンデンサとして振る舞い、共振
周波数より高い周波数でインダクタとして振る舞う。図
５は、本発明の好適な実施例の整合回路に使用される可
変インダクタの一つの概略図である。インダクタは、軟
フェライト材料、または強磁性材料、または反磁性材料
からなる円筒コア８０を含み、それに整合回路１８また
は１８’との接続用の端子８４を有す誘導コイル８２が
巻かれている。コイル８２は、コア８０の中央付近に配
置される。コア８０に端には、二つの制御巻線８６及び
８８があり、これらに直流制御電流が端子７９を通じて
供給される。制御巻線８６及び８８は、並列接続として
示されているが、直列接続に設計することも可能であ
る。必要なことは、二つのコイル８６及び８８に印加さ
れる電流は、互いに補強磁場を形成する、即ちコア８０
内で同じ向きとなる磁場を形成することである。制御巻
線８６及び８８へ印加される直流電流を変化させると、
誘導コイル８２の端子８４からみて、インダクタンス値
が変化する。
直列接続されている固定インダクタンス７０の位置にあ
る点で異なっている。整合回路１８’は、固定コンデン
サ７２’及び７６’、可変インダクタ７４’及び７８’
を含み、図３と同様に接続されている。しかし、回路１
８’では、出力ノードは、ライン２２とアース間に代え
て、ライン２０及び２２に接続されている。二つの接続
法は、外部より見ると類似しているが、異なった回路モ
デルが二つの接続のために必要である。図３で、シンボ
ルＸ及びＹは、電流及び電圧がそれぞれ測定される点で
ある。図３及び図４では、シャント回路が固定コンデン
サに並列に可変インダクタンスを含んでいた。コンデン
サ及びインダクタの一方の端をアースに接続できるの
で、これは、好適な接続法である。直列接続の方も同様
な効果を得るように使用可能であるが、直列接続の動作
は、並列接続の動作の反対となり、直列接続は、共振周
波数より低い周波数でコンデンサとして振る舞い、共振
周波数より高い周波数でインダクタとして振る舞う。図
５は、本発明の好適な実施例の整合回路に使用される可
変インダクタの一つの概略図である。インダクタは、軟
フェライト材料、または強磁性材料、または反磁性材料
からなる円筒コア８０を含み、それに整合回路１８また
は１８’との接続用の端子８４を有す誘導コイル８２が
巻かれている。コイル８２は、コア８０の中央付近に配
置される。コア８０に端には、二つの制御巻線８６及び
８８があり、これらに直流制御電流が端子７９を通じて
供給される。制御巻線８６及び８８は、並列接続として
示されているが、直列接続に設計することも可能であ
る。必要なことは、二つのコイル８６及び８８に印加さ
れる電流は、互いに補強磁場を形成する、即ちコア８０
内で同じ向きとなる磁場を形成することである。制御巻
線８６及び８８へ印加される直流電流を変化させると、
誘導コイル８２の端子８４からみて、インダクタンス値
が変化する。
【００１２】図５に示される可変インダクタンスの構造
は、トロイド形状のコイルよりも製造が容易であるとい
う効果がある。更に、直円筒の構造は、脱イオン水とい
った液体が循環する冷却ジャッケト中にコアを簡単に封
じ込めることにより、液冷却に役立つ。巻線は、必要な
ら、巻線形状となった中空導体中に液体を通じるか、ま
たは他の手段により、冷却可能である。可変インダクタ
構造の一つの重要な特徴として、誘導コイル８２からの
交流電流が直流制御巻線８６及び８８中に誘導される変
成器動作を禁止するような備えがなされなければならな
いということである。変成器動作は、制御巻線の静電遮
蔽と制御巻線の給電回路のフィルタとの組み合わせ及
び、制御巻線の誘導コイルからの物理的隔離により最小
にすることが可能である。これらの条件を満足する具体
的構造が図６（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示される。コア
８０は、７ 1/2インチの高さ、3/4 インチの直径で、冷
却水かまたは他の液体で満たされたキャビティ中に懸垂
されている。冷却水キャビティは、（図６（Ｃ）に示さ
れるようにシルクハット型の）端部材９０と（円筒形状
の）キャスティング９２で囲まれている。冷却水は、９
３で示される方向にキャビティ中を通じて流れる。コア
は、コア端と端部材９０の間に備わっているプラスチッ
クのスパイダー９４によりキャビティの中央部に懸垂さ
れる。
は、トロイド形状のコイルよりも製造が容易であるとい
う効果がある。更に、直円筒の構造は、脱イオン水とい
った液体が循環する冷却ジャッケト中にコアを簡単に封
じ込めることにより、液冷却に役立つ。巻線は、必要な
ら、巻線形状となった中空導体中に液体を通じるか、ま
たは他の手段により、冷却可能である。可変インダクタ
構造の一つの重要な特徴として、誘導コイル８２からの
交流電流が直流制御巻線８６及び８８中に誘導される変
成器動作を禁止するような備えがなされなければならな
いということである。変成器動作は、制御巻線の静電遮
蔽と制御巻線の給電回路のフィルタとの組み合わせ及
び、制御巻線の誘導コイルからの物理的隔離により最小
にすることが可能である。これらの条件を満足する具体
的構造が図６（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示される。コア
８０は、７ 1/2インチの高さ、3/4 インチの直径で、冷
却水かまたは他の液体で満たされたキャビティ中に懸垂
されている。冷却水キャビティは、（図６（Ｃ）に示さ
れるようにシルクハット型の）端部材９０と（円筒形状
の）キャスティング９２で囲まれている。冷却水は、９
３で示される方向にキャビティ中を通じて流れる。コア
は、コア端と端部材９０の間に備わっているプラスチッ
クのスパイダー９４によりキャビティの中央部に懸垂さ
れる。
【００１３】誘導コイル８２並びに制御巻線８６及び８
８は、アルミナ混合エポキシキャスティングに覆われて
いる。制御巻線８６及び８８の各々は、ほぼ１００の巻
数であり、１×１インチ平方の断面積を有すトロイド形
状に形成されている。各巻線の各端からタップ７９を引
き出され、適当な駆動電流源に接続することが可能であ
る。コイル８２は、５〜７の巻数であり、棒８０の約半
分の長さ、即ち約３ 1/2インチである。コイル８２の直
径は、コア８０の直径にできるだけ近づけ、例えば１イ
ンチとし、コア８０の透磁率（μ）の調整範囲、即ち、
コイル８２のインダクタンスの調整範囲を狭める可能性
のある漏れ磁束を最小に抑える。コイル８２の一方の端
は、アースに接続される単一タップ８４を含み、コイル
８２の他の端は、三つの別のタップを含む。コイル８２
のインダクタンスの範囲は、ノード２０または２２（図
３、図４）をこれら三つのタップから選択した一つに接
続することによって選択可能である。一実施例では、コ
ア材として、ナショナルマグネテックス（National Mag
netics) により製造されているセラミックフェライト棒
が使用されている。この棒は、Ｈ＝０でμr が１２０で
ある（上述の５〜７の巻数のコイルでＨ＝０ので、開放
磁路の場合、実効透磁率μは、約１０であり、Ｈが増大
するにつれ実効透磁率μは、約５まで低下する）。この
コアを使用して、巻数６のコイルを1.８〜２MHz で動作
させると、インダクタンスは、制御巻線の電流ゼロで約
４μＨ、３０アンペアの制御巻線電流でインダクタンス
は、約２μＨに低下する。
８は、アルミナ混合エポキシキャスティングに覆われて
いる。制御巻線８６及び８８の各々は、ほぼ１００の巻
数であり、１×１インチ平方の断面積を有すトロイド形
状に形成されている。各巻線の各端からタップ７９を引
き出され、適当な駆動電流源に接続することが可能であ
る。コイル８２は、５〜７の巻数であり、棒８０の約半
分の長さ、即ち約３ 1/2インチである。コイル８２の直
径は、コア８０の直径にできるだけ近づけ、例えば１イ
ンチとし、コア８０の透磁率（μ）の調整範囲、即ち、
コイル８２のインダクタンスの調整範囲を狭める可能性
のある漏れ磁束を最小に抑える。コイル８２の一方の端
は、アースに接続される単一タップ８４を含み、コイル
８２の他の端は、三つの別のタップを含む。コイル８２
のインダクタンスの範囲は、ノード２０または２２（図
３、図４）をこれら三つのタップから選択した一つに接
続することによって選択可能である。一実施例では、コ
ア材として、ナショナルマグネテックス（National Mag
netics) により製造されているセラミックフェライト棒
が使用されている。この棒は、Ｈ＝０でμr が１２０で
ある（上述の５〜７の巻数のコイルでＨ＝０ので、開放
磁路の場合、実効透磁率μは、約１０であり、Ｈが増大
するにつれ実効透磁率μは、約５まで低下する）。この
コアを使用して、巻数６のコイルを1.８〜２MHz で動作
させると、インダクタンスは、制御巻線の電流ゼロで約
４μＨ、３０アンペアの制御巻線電流でインダクタンス
は、約２μＨに低下する。
【００１４】図６（Ａ）の構造の効果の一つは、有効な
冷却を備えることが可能であるという点である。制御巻
線キャスティングは、端部材９０にしっかりと装着さ
れ、端部材９０と熱伝導接触を維持する。更に、アルミ
ナ混合エポキシキャスティング及び端部材９０は、高熱
伝導率、低熱容量の材料で構成され、冷却水がコアだけ
でなく、コイル及び制御巻線をも冷却するようにしてい
る。図６（Ａ）の構造の他の効果は、制御巻線８６、８
８をコイル８２から電磁気的に隔離されることである。
端部材９０が導電材料（例えば金属）から構成される
と、コイル８２による高周波磁場の実質的に全てを遮蔽
してしまうファラデー遮蔽として動作し、磁場が制御巻
線８６及び８８へ結合しないようにしていて、コイル８
２と制御巻線８６及び８８との間で高周波変成器を構成
しないようにしている。しかし、制御巻線８６及び８８
によるような低周波磁場は、端部材９０により殆ど影響
受けず（端部材は、完全な導体ではないので）、その結
果、低周波磁場は、コアを貫通しコアの透磁率とコイル
８２のインダクタンスを変える。図６（Ａ）の構造の他
の効果は、低損失にある。図６（Ａ）の構造を使用した
整合回路は、ほぼ９５％の効率を実証した。このような
効率は、以下に説明するように、損失をもたらす可能性
のある原因（例えば、渦電流、ヒステリシス及び抵抗
損）の各々を極小に抑えることにより達成できる。
冷却を備えることが可能であるという点である。制御巻
線キャスティングは、端部材９０にしっかりと装着さ
れ、端部材９０と熱伝導接触を維持する。更に、アルミ
ナ混合エポキシキャスティング及び端部材９０は、高熱
伝導率、低熱容量の材料で構成され、冷却水がコアだけ
でなく、コイル及び制御巻線をも冷却するようにしてい
る。図６（Ａ）の構造の他の効果は、制御巻線８６、８
８をコイル８２から電磁気的に隔離されることである。
端部材９０が導電材料（例えば金属）から構成される
と、コイル８２による高周波磁場の実質的に全てを遮蔽
してしまうファラデー遮蔽として動作し、磁場が制御巻
線８６及び８８へ結合しないようにしていて、コイル８
２と制御巻線８６及び８８との間で高周波変成器を構成
しないようにしている。しかし、制御巻線８６及び８８
によるような低周波磁場は、端部材９０により殆ど影響
受けず（端部材は、完全な導体ではないので）、その結
果、低周波磁場は、コアを貫通しコアの透磁率とコイル
８２のインダクタンスを変える。図６（Ａ）の構造の他
の効果は、低損失にある。図６（Ａ）の構造を使用した
整合回路は、ほぼ９５％の効率を実証した。このような
効率は、以下に説明するように、損失をもたらす可能性
のある原因（例えば、渦電流、ヒステリシス及び抵抗
損）の各々を極小に抑えることにより達成できる。
【００１５】コア８０は、低電導率のセラミック磁性材
料で構成されているので、渦電流損は、最小となる。コ
アの外部での損失を抑えるために、脱イオン水が使用さ
れ、非電導性エポキシがコイルと制御巻線をキャスティ
ング中に封入するのに使用される。電導性端部材９０中
の高周波渦電流を抑えるために、端部材９０には、図６
（Ｃ）に示されるように小さな間隙９６が設けられてい
て、端部材の周囲に沿った連続電導路が構成されないよ
うにしている。（間隙９６を貫通する高周波磁場は、無
視できる量である。） コア８０中の高周波ヒステリシス損も、また類似の構造
により低減される。主な構造上の特徴は、コア８０に
“間隙”が設けられ、即ち、コイル８２による磁場の磁
界の強さＨは、コア８０の外側を通らなければならない
ということにある。ヒステリシス損を更に低減するため
に、コア８０は、低正接損を有するフェライトから構成
されている。コアの低周波励起レベルは、調整範囲の中
央付近に希望インピーダンスがくるようにＬ1 、Ｌ2 、
Ｌ3 、Ｃ1 、Ｃ2 を選択して、最小に維持され、制御電
流の振幅を低く抑えている。（調整範囲に対するＬとＣ
の値の関係は、図８及び図９により後述する。）励起レ
ベルは、また、負荷インピーダンスをより容易に整合可
能な領域に移動した局部整合回路（図１１により後述）
により低減される。
料で構成されているので、渦電流損は、最小となる。コ
アの外部での損失を抑えるために、脱イオン水が使用さ
れ、非電導性エポキシがコイルと制御巻線をキャスティ
ング中に封入するのに使用される。電導性端部材９０中
の高周波渦電流を抑えるために、端部材９０には、図６
（Ｃ）に示されるように小さな間隙９６が設けられてい
て、端部材の周囲に沿った連続電導路が構成されないよ
うにしている。（間隙９６を貫通する高周波磁場は、無
視できる量である。） コア８０中の高周波ヒステリシス損も、また類似の構造
により低減される。主な構造上の特徴は、コア８０に
“間隙”が設けられ、即ち、コイル８２による磁場の磁
界の強さＨは、コア８０の外側を通らなければならない
ということにある。ヒステリシス損を更に低減するため
に、コア８０は、低正接損を有するフェライトから構成
されている。コアの低周波励起レベルは、調整範囲の中
央付近に希望インピーダンスがくるようにＬ1 、Ｌ2 、
Ｌ3 、Ｃ1 、Ｃ2 を選択して、最小に維持され、制御電
流の振幅を低く抑えている。（調整範囲に対するＬとＣ
の値の関係は、図８及び図９により後述する。）励起レ
ベルは、また、負荷インピーダンスをより容易に整合可
能な領域に移動した局部整合回路（図１１により後述）
により低減される。
【００１６】抵抗損は、大きい導体線を使用し、巻線及
びコイルを製造仕様近くまで冷却することにより最小に
し、暴走を抑えている。本発明の重要な実施例では、電
気負荷は、プラズマ装置である。図７では、同時係属の
米国特許出願出願番号No. 722,340 で説明のプラズマ装
置での、電力が二つの異なった手段により装置に供給さ
れている。装置のソース電力は、誘導性アンテナにより
処理室へ誘導的に供給され、同じプラズマ装置のバイア
ス電力は、処理室のバイアス電極１０２により印加され
る。（電極１０４がアースに接続され、電極１０２は、
高周波では設計上無視できる高容量結合コンデンサ１０
８を通じ伝送路入力１０６からＲＦ電力により駆動され
る。） 本発明の特徴の一つは、整合回路は、負荷の各々に設け
られることである。（バイアス負荷のインピーダンス整
合は、誘導的に結合される主負荷が希望する程度までイ
ンピーダンス整合されるまで、起動されない。） 本発明の他の重要な特徴は、プラズマ起動の備えを提供
することである。プラズマ起動には、プラズマ処理室中
のガス内に十分な強度の電場を発生させることが必要条
件となる。
びコイルを製造仕様近くまで冷却することにより最小に
し、暴走を抑えている。本発明の重要な実施例では、電
気負荷は、プラズマ装置である。図７では、同時係属の
米国特許出願出願番号No. 722,340 で説明のプラズマ装
置での、電力が二つの異なった手段により装置に供給さ
れている。装置のソース電力は、誘導性アンテナにより
処理室へ誘導的に供給され、同じプラズマ装置のバイア
ス電力は、処理室のバイアス電極１０２により印加され
る。（電極１０４がアースに接続され、電極１０２は、
高周波では設計上無視できる高容量結合コンデンサ１０
８を通じ伝送路入力１０６からＲＦ電力により駆動され
る。） 本発明の特徴の一つは、整合回路は、負荷の各々に設け
られることである。（バイアス負荷のインピーダンス整
合は、誘導的に結合される主負荷が希望する程度までイ
ンピーダンス整合されるまで、起動されない。） 本発明の他の重要な特徴は、プラズマ起動の備えを提供
することである。プラズマ起動には、プラズマ処理室中
のガス内に十分な強度の電場を発生させることが必要条
件となる。
【００１７】同時係属の米国特許出願出願番号07／825,
658 は、プラズマ起動時の図３及び図４のインピーダン
ス整合回路の微調整と、後続の定常状態プラズマ処理期
間中、この調整状態を維持するための制御技術を開示し
ている。これらの回路の最適制御と整合を実現するため
に、設計技術者は、整合回路の固定及び可変コンデンサ
の初期素子値及びインダクタンス値を適当に選ばねばな
らない。適当な手順を図３の回路を参照して例示する。
可変インダクタンス７４及び７８の最大値をそれぞれＬ
1 、Ｌ2 とする。固定インダクタンスをＬ3 とする。コ
ンデンサ７２及び７６をそれぞれＣ1 、Ｃ2 とする。整
合回路は、可変誘導性素子７４及び７８を利用して制御
され、制御変数は、乗数α1 及びα2 であり、それらの
値は、０と１との間である。動作状態で、素子７４及び
７８の実効インダクタンスは、α1 Ｌ1 及びα2 Ｌ2 で
あり、乗数α1 及びα2 は、最大インダクタンス値Ｌ1
及びＬ2 に対する率としての素子７４及び７８の実効イ
ンダクタンスを表す。以上述べたように、図３の回路が
負荷インピーダンスＺL に適切に整合すると、負荷１２
よりみた出力インピーダンスＺOUT は、負荷インピーダ
ンスＺL の複素共役となる。従って、Ｌ1 、Ｃ1 、
Ｌ2 、Ｃ2 及びＬ3 の値を選択するための第一段階は、
図３の回路の出力インピーダンスＺOUT の複素共役の表
現を、整合回路の回路値及びゼネレータのインピーダン
スＺG １６（図２）で得ることである。
658 は、プラズマ起動時の図３及び図４のインピーダン
ス整合回路の微調整と、後続の定常状態プラズマ処理期
間中、この調整状態を維持するための制御技術を開示し
ている。これらの回路の最適制御と整合を実現するため
に、設計技術者は、整合回路の固定及び可変コンデンサ
の初期素子値及びインダクタンス値を適当に選ばねばな
らない。適当な手順を図３の回路を参照して例示する。
可変インダクタンス７４及び７８の最大値をそれぞれＬ
1 、Ｌ2 とする。固定インダクタンスをＬ3 とする。コ
ンデンサ７２及び７６をそれぞれＣ1 、Ｃ2 とする。整
合回路は、可変誘導性素子７４及び７８を利用して制御
され、制御変数は、乗数α1 及びα2 であり、それらの
値は、０と１との間である。動作状態で、素子７４及び
７８の実効インダクタンスは、α1 Ｌ1 及びα2 Ｌ2 で
あり、乗数α1 及びα2 は、最大インダクタンス値Ｌ1
及びＬ2 に対する率としての素子７４及び７８の実効イ
ンダクタンスを表す。以上述べたように、図３の回路が
負荷インピーダンスＺL に適切に整合すると、負荷１２
よりみた出力インピーダンスＺOUT は、負荷インピーダ
ンスＺL の複素共役となる。従って、Ｌ1 、Ｃ1 、
Ｌ2 、Ｃ2 及びＬ3 の値を選択するための第一段階は、
図３の回路の出力インピーダンスＺOUT の複素共役の表
現を、整合回路の回路値及びゼネレータのインピーダン
スＺG １６（図２）で得ることである。
【００１８】Ｃ1 、Ｃ2 及びＬ3 を固定した状態でＬ1
及びＬ2 の値を変化させることで得られる調整スペース
は、図８及び図９で示される。これらの図は、負荷が変
化するが、また、希望ゼネレータインピーダンスに整合
可能な複素平面内の領域を示す。この関係は以下の式で
与えられる。
及びＬ2 の値を変化させることで得られる調整スペース
は、図８及び図９で示される。これらの図は、負荷が変
化するが、また、希望ゼネレータインピーダンスに整合
可能な複素平面内の領域を示す。この関係は以下の式で
与えられる。
【００１９】
【数１】
【００２０】図８は、α1 を一定値に維持し、α2 を変
化させて得られたカーブを示す。定数α1 のこれらのカ
ーブの各々は、その中心が実軸上にある円であり、かつ
各円は、原点（０＋ｊ０）を含む。α2 の範囲が限定さ
れていて円の全てが調整範囲には含まれることはない。
各円の直径は、選択されたα1 の値及び固定成分Ｃ1、
Ｃ2 及びＬ3 の値により決まってくる。図９は、α2 を
一定値に維持し、α1 を変化させることによって得られ
たカーブである。定数α2 のカーブの各々も、また、円
であるが、これらは偏っていて、定数α1 の円の最も内
側の円（１１０）に接していて、また虚軸にも接してい
る。これら円の各々の直径は、α2 の値及び固定成分Ｃ
1 、Ｃ2 及びＬ3 の値により決まる。図１０は、以上述
べた関係を示すために図８及び図９のカーブを重ね合わ
せたものである。希望ゼネレータインピーダンスに負荷
インピーダンスのある範囲が整合するようにＬ1 、
Ｃ1 、Ｌ2 、Ｃ2 、及びＬ3 の適当な値を選択するため
の手順は、次のようになる。まず、設計技術者は、動作
周波数ωを選ぶ。限界の内円（１１０）は実軸と交わる
切片ρ1 を指定して決まる。この円の内部のインピーダ
ンスは、整合回路の目標ゼネレータインピーダンスに整
合することは不可能である。Ｌ3 は、以下の式で与えら
れる。
化させて得られたカーブを示す。定数α1 のこれらのカ
ーブの各々は、その中心が実軸上にある円であり、かつ
各円は、原点（０＋ｊ０）を含む。α2 の範囲が限定さ
れていて円の全てが調整範囲には含まれることはない。
各円の直径は、選択されたα1 の値及び固定成分Ｃ1、
Ｃ2 及びＬ3 の値により決まってくる。図９は、α2 を
一定値に維持し、α1 を変化させることによって得られ
たカーブである。定数α2 のカーブの各々も、また、円
であるが、これらは偏っていて、定数α1 の円の最も内
側の円（１１０）に接していて、また虚軸にも接してい
る。これら円の各々の直径は、α2 の値及び固定成分Ｃ
1 、Ｃ2 及びＬ3 の値により決まる。図１０は、以上述
べた関係を示すために図８及び図９のカーブを重ね合わ
せたものである。希望ゼネレータインピーダンスに負荷
インピーダンスのある範囲が整合するようにＬ1 、
Ｃ1 、Ｌ2 、Ｃ2 、及びＬ3 の適当な値を選択するため
の手順は、次のようになる。まず、設計技術者は、動作
周波数ωを選ぶ。限界の内円（１１０）は実軸と交わる
切片ρ1 を指定して決まる。この円の内部のインピーダ
ンスは、整合回路の目標ゼネレータインピーダンスに整
合することは不可能である。Ｌ3 は、以下の式で与えら
れる。
【００２１】
【数２】
【００２２】Ｌ3 を計算して、設計技術者は、限界の外
円（カーブ１１２）を実軸と交わる切片により指定す
る。この値をρ2 とする。Ｌ1 及びＣ1 の希望値は、Ｚ
1 で示されるＬ1 及びＣ1 の並列接続の範囲をまず計算
することによって決定される。Ｚ1 は、〔（１／ω
Ｌ1 ）−ωＣ1 〕-1により定義される。Ｚ1 の範囲は、
以下のように表される。
円（カーブ１１２）を実軸と交わる切片により指定す
る。この値をρ2 とする。Ｌ1 及びＣ1 の希望値は、Ｚ
1 で示されるＬ1 及びＣ1 の並列接続の範囲をまず計算
することによって決定される。Ｚ1 は、〔（１／ω
Ｌ1 ）−ωＣ1 〕-1により定義される。Ｚ1 の範囲は、
以下のように表される。
【００２３】
【数３】
【００２４】これは、Ｌ1 及びＣ1 に付いての連立方程
式となる。
式となる。
【００２５】
【数４】
【００２６】α1 に付いての最小値（α1,MIN ) を指定
すると、Ｌ1 及びＣ1 に付いてこれらの式を解くことが
できる。これらの式によりＬ1 及びＣ1 の値が得られ、
図８の最も内側のカーブ（１１０）がＬ1 の最小値に対
応し（次の例ではα1 ＝0.５）、最も外側のカーブ（１
１２）は、α1 ＝１に対応している。この順序は、１／
Ｚ1,MIN 及び１／Ｚ1,MA X に付いての少し異なった式の
組を選択することにより、反転することができる。
すると、Ｌ1 及びＣ1 に付いてこれらの式を解くことが
できる。これらの式によりＬ1 及びＣ1 の値が得られ、
図８の最も内側のカーブ（１１０）がＬ1 の最小値に対
応し（次の例ではα1 ＝0.５）、最も外側のカーブ（１
１２）は、α1 ＝１に対応している。この順序は、１／
Ｚ1,MIN 及び１／Ｚ1,MA X に付いての少し異なった式の
組を選択することにより、反転することができる。
【００２７】
【数５】
【００２８】（このような順序の反転は、定数α2 のカ
ーブの曲率が反転するので、Ｌ2 及びＣ2 の値に影響を
及ぼす。）ここに示された例では、数式３による解が好
ましい。Ｌ3 、Ｃ1 、Ｌ1 及びα1,MIN を計算した後、
設計技術者は、図９の弧の希望形状を決定することによ
り、Ｌ2 及びＣ2 の値を計算する。これら弧の曲率の中
心の位置は、Ｌ2 及びＣ2 の値に関係付けられる。従っ
て、二つの弧の曲率の希望する中心を選ぶことによっ
て、設計技術者は、Ｌ2 及びＣ2 の希望値を決定でき
る。限界カーブ１１４及び１１６は、それら中心の実数
部により指定できる。弧１１４の中心の実数部は、
ρ3 、弧１１６の中心の実数部は、ρ4 とする。ρ3 及
びρ4 は、以下の式でＬ2 及びＣ2 に関連付けられる。
ーブの曲率が反転するので、Ｌ2 及びＣ2 の値に影響を
及ぼす。）ここに示された例では、数式３による解が好
ましい。Ｌ3 、Ｃ1 、Ｌ1 及びα1,MIN を計算した後、
設計技術者は、図９の弧の希望形状を決定することによ
り、Ｌ2 及びＣ2 の値を計算する。これら弧の曲率の中
心の位置は、Ｌ2 及びＣ2 の値に関係付けられる。従っ
て、二つの弧の曲率の希望する中心を選ぶことによっ
て、設計技術者は、Ｌ2 及びＣ2 の希望値を決定でき
る。限界カーブ１１４及び１１６は、それら中心の実数
部により指定できる。弧１１４の中心の実数部は、
ρ3 、弧１１６の中心の実数部は、ρ4 とする。ρ3 及
びρ4 は、以下の式でＬ2 及びＣ2 に関連付けられる。
【００２９】
【数６】
【００３０】Ｃ2 及びＬ2 は、これらの式からＺ2 の範
囲の限界を計算し、Ｚ2 をＬ2 、Ｃ 2 及びα1,MIN に関
連付ける（数式（５）に類似した）連立方程式を解くこ
とにより見いだされる。図８、図９のグラフは、図７に
示されるプラズマ装置のソースアンテナ１００に図３の
回路が整合するように構成されて得られた。この例で
は、動作周波数ｆ＝２MHz であり、（従って角周波数ω
は、ω＝２π・2.０・１０6 ラジアン／秒である）、ゼ
ネレータインピーダンスは、ＺG ＝５０Ωである。最小
実軸切片は、ρ1 ＝５０Ωが選ばれ、従ってＬ3 ＝3.９
８μＨとなった。最大実軸切片は、ρ2 ＝１５０Ω、α
1MIN＝0.５が選ばれ、従ってＬ1 ＝2.８１μＨ、Ｃ1 ＝
6.０９nFとなった。弧１１４及び１１６の中心は、ρ3
＝２５０Ω、ρ4 ＝１４Ω及びα2MIN＝0.５が選ばれ、
Ｌ2 ＝2.４１μＨ、Ｃ2 ＝6.３５nFとなった。他の実施
例では、図３の回路は、図７のバイアス電極１０２の駆
動インピーダンスとの整合をとるように構成される。こ
の例では、動作周波数は、ｆ＝1.８MHz であり、（従っ
て、角周波数ωは、ω＝２π・1.８・１０6 ラジアン／
秒である）、ゼネレータインピーダンスは、ＺG ＝５０
Ωである。最小実軸切片は、ρ 1 ＝２０Ωが選ばれ、従
ってＬ3 ＝2.８０μＨとなった。最大実軸切片は、ρ2
＝１２０Ω、α1MIN＝0.５が選ばれ、従ってＬ1 ＝1.９
８μＨ、Ｃ1 ＝１0.７nFとなった。弧１１４及び１１６
の中心は、ρ3 ＝２５０Ω、ρ4 ＝１４Ω及びα 2MIN＝
0.５が選ばれ、Ｌ2 ＝1.６９μＨ、Ｃ2 ＝１1.２nFとな
った。プラズマ負荷の誘導性アンテナは、比較的大きい
正の虚数部と比較的小さい実数部とをもつ複素インピー
ダンスである。このインピーダンスが図８、図９及び図
１０中にプロットされたなら、グラフの上部左隅のかな
り上方にきてしまうであろう。この種類の誘導性プラズ
マソースとして図３の整合回路を使用するためには、図
１１に示されている回路によって調整範囲内にくるよう
に、アンテナインピーダンスを変換することが有効とな
る。
囲の限界を計算し、Ｚ2 をＬ2 、Ｃ 2 及びα1,MIN に関
連付ける（数式（５）に類似した）連立方程式を解くこ
とにより見いだされる。図８、図９のグラフは、図７に
示されるプラズマ装置のソースアンテナ１００に図３の
回路が整合するように構成されて得られた。この例で
は、動作周波数ｆ＝２MHz であり、（従って角周波数ω
は、ω＝２π・2.０・１０6 ラジアン／秒である）、ゼ
ネレータインピーダンスは、ＺG ＝５０Ωである。最小
実軸切片は、ρ1 ＝５０Ωが選ばれ、従ってＬ3 ＝3.９
８μＨとなった。最大実軸切片は、ρ2 ＝１５０Ω、α
1MIN＝0.５が選ばれ、従ってＬ1 ＝2.８１μＨ、Ｃ1 ＝
6.０９nFとなった。弧１１４及び１１６の中心は、ρ3
＝２５０Ω、ρ4 ＝１４Ω及びα2MIN＝0.５が選ばれ、
Ｌ2 ＝2.４１μＨ、Ｃ2 ＝6.３５nFとなった。他の実施
例では、図３の回路は、図７のバイアス電極１０２の駆
動インピーダンスとの整合をとるように構成される。こ
の例では、動作周波数は、ｆ＝1.８MHz であり、（従っ
て、角周波数ωは、ω＝２π・1.８・１０6 ラジアン／
秒である）、ゼネレータインピーダンスは、ＺG ＝５０
Ωである。最小実軸切片は、ρ 1 ＝２０Ωが選ばれ、従
ってＬ3 ＝2.８０μＨとなった。最大実軸切片は、ρ2
＝１２０Ω、α1MIN＝0.５が選ばれ、従ってＬ1 ＝1.９
８μＨ、Ｃ1 ＝１0.７nFとなった。弧１１４及び１１６
の中心は、ρ3 ＝２５０Ω、ρ4 ＝１４Ω及びα 2MIN＝
0.５が選ばれ、Ｌ2 ＝1.６９μＨ、Ｃ2 ＝１1.２nFとな
った。プラズマ負荷の誘導性アンテナは、比較的大きい
正の虚数部と比較的小さい実数部とをもつ複素インピー
ダンスである。このインピーダンスが図８、図９及び図
１０中にプロットされたなら、グラフの上部左隅のかな
り上方にきてしまうであろう。この種類の誘導性プラズ
マソースとして図３の整合回路を使用するためには、図
１１に示されている回路によって調整範囲内にくるよう
に、アンテナインピーダンスを変換することが有効とな
る。
【００３１】設計技術者は、入力路２２での希望インピ
ーダンスを、ソースアンテナコイル１００のインピーダ
ンスＺp を測定し、プラズマを導入し、以下の式を適応
することによって入力路２２での希望インピーダンスＺ
e を与えるＣ1 及びＣ2 を計算する。
ーダンスを、ソースアンテナコイル１００のインピーダ
ンスＺp を測定し、プラズマを導入し、以下の式を適応
することによって入力路２２での希望インピーダンスＺ
e を与えるＣ1 及びＣ2 を計算する。
【００３２】
【数７】
【００３３】一実施例では、ソースアンテナコイルは、
６1/2 インチの半径ｒと１3/4 インチの高さｈの大きさ
であり、Ｔ＝７1/2 の巻数を有す。この種類のソースア
ンテナコイル１００の無負荷インピーダンスは、実験で
測定すると、１７μＨであり（概算式Ｌ＝1/2 ・１０-6
・Ｔ2 ・ｒ2 ／〔９ｒ＋１０ｈ〕により計算した理論値
１4.６μＨとかなりよく一致する）。図７で示される処
理室に含まれるプラズマのインピーダンスは、ソースア
ンテナコイル１００を含まない場合、実験的に１２−ｊ
１０と求められている。従って、Ｚp で表されるプラズ
マ及びアンテナのインピーダンスは、１２＋ｊ（ωＬa
−１０）に等しくなる。目標値のインピーダンスをＺe
＝２５−ｊ２５、動作周波数ｆ＝2.０MHz(ω＝２π・2.
０・１０ 6 ）とすると、数式７で得られる値は、Ｃ1 ＝
4.４２nF及びＣ2 ＝４３７pFである。以上述べたよう
に、本発明によれば、動的インピーダンス整合回路に大
きい効果があり、負荷に対する電力伝達を最大とする。
特に、ソースインピーダンスと可変または未知の負荷イ
ンピーダンスとの整合のための信頼度の高い技術を提供
する。本発明の特定の実施例に付いて図面により詳細に
説明したが、本発明の範囲を逸脱することなく種々の変
形が可能である。本発明は、特許請求の範囲によっての
み定義される。
６1/2 インチの半径ｒと１3/4 インチの高さｈの大きさ
であり、Ｔ＝７1/2 の巻数を有す。この種類のソースア
ンテナコイル１００の無負荷インピーダンスは、実験で
測定すると、１７μＨであり（概算式Ｌ＝1/2 ・１０-6
・Ｔ2 ・ｒ2 ／〔９ｒ＋１０ｈ〕により計算した理論値
１4.６μＨとかなりよく一致する）。図７で示される処
理室に含まれるプラズマのインピーダンスは、ソースア
ンテナコイル１００を含まない場合、実験的に１２−ｊ
１０と求められている。従って、Ｚp で表されるプラズ
マ及びアンテナのインピーダンスは、１２＋ｊ（ωＬa
−１０）に等しくなる。目標値のインピーダンスをＺe
＝２５−ｊ２５、動作周波数ｆ＝2.０MHz(ω＝２π・2.
０・１０ 6 ）とすると、数式７で得られる値は、Ｃ1 ＝
4.４２nF及びＣ2 ＝４３７pFである。以上述べたよう
に、本発明によれば、動的インピーダンス整合回路に大
きい効果があり、負荷に対する電力伝達を最大とする。
特に、ソースインピーダンスと可変または未知の負荷イ
ンピーダンスとの整合のための信頼度の高い技術を提供
する。本発明の特定の実施例に付いて図面により詳細に
説明したが、本発明の範囲を逸脱することなく種々の変
形が可能である。本発明は、特許請求の範囲によっての
み定義される。
【図１】負荷を駆動する電力ゼネレータのブロック図で
ある。
ある。
【図２】電力ゼネレータと負荷との間に接続されている
整合回路のブロック図である。
整合回路のブロック図である。
【図３】整合回路の構成を示すブロック図である。
【図４】整合回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の好適な実施例を使用されている電流制
御のインダクタンスの概略図である。
御のインダクタンスの概略図である。
【図６】（Ａ）は本発明の好適な実施例に使用されてい
る電流制御のインダクタンスの詳細断面図である。
（Ｂ）は電流制御のインダクタンスの斜視図である。
（Ｃ）は電流制御のインダクタンスの導電端部の斜視図
である。
る電流制御のインダクタンスの詳細断面図である。
（Ｂ）は電流制御のインダクタンスの斜視図である。
（Ｃ）は電流制御のインダクタンスの導電端部の斜視図
である。
【図７】本発明の一つの実施例で使用されるプラズマ処
理チャンバの概略断面図である。
理チャンバの概略断面図である。
【図８】Ｌ1 及びＬ2 のインダクタンス値を変化させる
ことにより利用可能な出力インピーダンスの範囲を示
す、図３の整合回路の出力インピーダンスのグラフであ
る。
ことにより利用可能な出力インピーダンスの範囲を示
す、図３の整合回路の出力インピーダンスのグラフであ
る。
【図９】Ｌ1 及びＬ2 のインダクタンス値を変化させる
ことにより利用可能な出力インピーダンスの範囲を示
す、図３の整合回路の出力インピーダンスのグラフであ
る。
ことにより利用可能な出力インピーダンスの範囲を示
す、図３の整合回路の出力インピーダンスのグラフであ
る。
【図１０】図９に上に図８を重ねたグラフである。
【図１１】図７の処理チャンバの周囲に巻かれたＲＦ誘
導性アンテナとインピーダンス整合コンデンサの概略図
である。
導性アンテナとインピーダンス整合コンデンサの概略図
である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン トロウ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95111 サン ホセ ナイツヘヴン ウェ イ 162 (72)発明者 クレイグ エイ ローデリック アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95117 サン ホセ パインヴィュー ド ライヴ 776 (72)発明者 ジェイ ディー ピンソン ザ セカンド アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95120 サン ホセ クィーンズウッド ウェイ 6879 (72)発明者 ダグラス エイ バックバーガー ザ セ カンド アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95376 トレイシー ヒッコリー ストリ ート 1032 (72)発明者 ロバート ポール ハートラージ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94089 サニーヴェイル 24 モース ア ベニュー 1111 (72)発明者 ヴィクター シェル アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95035 ミルピタス ベイヴィュー パー ク ドライヴ 505
Claims (23)
- 【請求項１】 第一及び第二信号端子間を流れる高周波
電気信号電流に対して誘導性リアクタンスを発生するた
めの可変誘導性素子であって、 磁界の強さＨと磁束密度Ｂとが非線形の関係を有す材料
で構成された間隙を有すコアと、 低周波または直流電気制御電流を発生するための制御手
段と、 前記制御電流を通じ、前記コア内で磁場を発生するため
の第一制御巻線と、 前記高周波電気信号電流を通じ、前記コア内で磁場を発
生するための、前記第一及び前記第二信号端子間で接続
された信号コイルとを含むことを特徴とする可変誘導性
素子。 - 【請求項２】 前記コアは、円筒型棒であることを特徴
とする請求項１記載の可変誘導性素子。 - 【請求項３】 前記コア内でほぼ前記第一の巻線と同じ
向きに磁場を発生するため、低周波または直流電気制御
信号を通じるための第二制御巻線を更に含み、 前記巻線は、前記棒端に配置し、前記棒の長さ方向の向
きに磁場を形成し、前記コイルは、前記棒の中間部分の
周囲に巻かれることを特徴とする請求項２記載の可変誘
導性素子。 - 【請求項４】 前記棒は、前記巻線及び前記コイルの内
側に懸垂され、前記コアと前記巻線と前記コイルには円
筒状キャビティが存在し、 前記コアと前記巻線と前記コイルとの間の円筒キャビテ
ィ内で、前記コアと前記巻線と前記コイルと熱接触する
冷却液を更に含むことを特徴とする請求項２記載の可変
誘導性素子。 - 【請求項５】 前記冷却液は、前記棒の長さ方向に沿っ
てキャビティを通過することを特徴とする請求項４記載
の可変誘導性素子。 - 【請求項６】 前記コイルが発生した高周波磁場が前記
制御巻線に結合することは防止されるが、前記制御巻線
が発生した低周波磁場または直流磁場は、前記コイルに
結合されるように、前記制御巻線と前記コアの間及び、
前記制御巻線と前記コイルの間とに配置された電導遮蔽
を更に含むことを特徴とする請求項１記載の可変誘導性
素子。 - 【請求項７】 前記電導遮蔽には、間隙が設けられてい
ることを特徴とする請求項６記載の可変誘導性素子。 - 【請求項８】 入力端子と出力端子を有するインピーダ
ンス整合回路であって、前記入力端子に駆動信号を印加
する電気信号ゼネレータと、前記出力端子で前記駆動信
号を受信する電気負荷との間を接続し、 前記入力端子とアースされた端子との間に接続されてい
る、可変誘導性素子と固定容量性素子とを含む第一タン
ク回路と、 前記出力端子と前記アースされた端子との間に接続され
ている、可変誘導性素子と固定容量性素子とを含む第二
タンク回路と、 前記入力端子と前記出力端子との間に接続されている固
定インピーダンス素子とを含むことを特徴とするインピ
ーダンス整合回路。 - 【請求項９】 前記固定インピーダンス素子は、固定値
インダクタであることを特徴とする請求項８記載の整合
回路。 - 【請求項１０】 前記固定インピーダンス素子は、固定
値コンデンサであることを特徴とする請求項８記載の整
合回路。 - 【請求項１１】 電気的に短いソースアンテナを通じて
プラズマ処理を駆動するのに適合したことを特徴とする
請求項９記載の整合回路。 - 【請求項１２】 バイアス電極を通じてプラズマ装置を
駆動するのに適合したことを特徴とする請求項９記載の
整合回路。 - 【請求項１３】 電気的に短いソースアンテナを通じて
プラズマ処理を駆動するのに適合した整合回路であっ
て、 前記タンク回路は、並列ＬＣタンク回路であって、可変
誘導素子と並列なコンデンサを含み、 前記信号ゼネレータは、その出力周波数がほぼ2.０MHz
であり、その出力インピーダンスは、ほぼ５０Ωであ
り、 前記固定値インダクタは、そのインダクタンスがほぼ4.
０μＨであり、 前記第一タンク回路の前記可変インダクタは、ほぼ2.８
μＨの最大インダクタンスを有し、前記第一タンク回路
の前記コンデンサは、ほぼ6.１ｎＦの容量を有し、 前記第二タンク回路の前記可変インダクタは、ほぼ2.４
μＨの最大インダクタンスを有し、前記第二タンク回路
の前記コンデンサは、ほぼ6.３ｎＦの容量を有すことを
特徴とする請求項９記載の整合回路。 - 【請求項１４】 第一と第二の端子の間に接続されたコ
イルを含む電気的に短いソースアンテナを通じてプラズ
マ処理を駆動するのに適合した整合回路であって、 前記第一端子に接続された伝送路と前記アンテナとの間
の電力結合を改善するため、前記電気的に短いソースア
ンテナに結合された局部インピーダンス変換回路を含
み、前記局部インピーダンス変換回路は、 前記アンテナの前記第一端子とアースされた端子との間
に接続された第一コンデンサと、 前記アンテナの前記第二端子と前記アースされた端子と
の間に接続された第二コンデンサとを含むことを特徴と
する請求項９記載の整合回路。 - 【請求項１５】 バイアス電極を通じてプラズマ処理を
駆動するのに適合した整合回路であって、 前記タンク回路は、並列ＬＣタンク回路であって、可変
誘導素子と並列なコンデンサを含み、 前記信号ゼネレータは、その出力周波数がほぼ1.８MHz
であり、その出力インピーダンスは、ほぼ５０Ωであ
り、 前記固定値インダクタは、そのインダクタンスがほぼ2.
８μＨであり、 前記第一タンク回路の前記可変インダクタは、ほぼ２μ
Ｈの最大インダクタンスを有し、前記第一タンク回路の
前記コンデンサは、ほぼ１１ｎＦの容量を有し、 前記第二タンク回路の前記可変インダクタは、ほぼ1.７
μＨの最大インダクタンスを有し、前記第二タンク回路
の前記コンデンサは、ほぼ１１ｎＦの容量を有すことを
特徴とする請求項９記載の整合回路。 - 【請求項１６】 第一端子と、第二端子と、前記第一端
子に駆動信号を印加する電気信号ゼネレータとを有すイ
ンピーダンス整合回路であって、 前記第一端子とアースされた端子との間に接続されてい
る、可変誘導性素子と固定容量性素子とを含む第一タン
ク回路と、 前記第二端子と前記アースされた端子との間に接続され
ている、可変誘導性素子と固定容量性素子とを含む第二
タンク回路とを含むことを特徴とするインピーダンス整
合回路。 - 【請求項１７】 前記タンク回路は、並列接続ＬＣタン
ク回路であり、可変誘導性素子に並列に接続されたコン
デンサを含むことを特徴とする請求項８または１６記載
の整合回路。 - 【請求項１８】 前記可変誘導性素子は、 磁界の強さＨと磁束密度Ｂとが非線形の関係を有す材料
で構成された間隙を有すコアと、 前記コア内で磁場を発生する高周波電気信号電流を通じ
る、前記コアの周りに巻かれた信号コイルと、 前記コア内で磁場を発生する低周波または直流電気制御
電流を通じる、前記コアの周りに巻かれた第一制御巻線
とを含むことを特徴とする請求項１７記載の回路。 - 【請求項１９】 前記タンク回路は、直列ＬＣタンク回
路であって、可変誘導性素子と直列に接続されたコンデ
ンサを含むことを特徴とする請求項８または１６項に記
載の整合回路。 - 【請求項２０】 前記可変誘導性素子は、 磁界の強さＨと磁束密度Ｂとが非線形の関係を有す材料
で構成された間隙を有すコアと、 前記コア内で磁場を発生する高周波電気信号電流を通じ
る、前記コアの周りに巻かれた信号コイルと、 前記コア内で磁場を発生する低周波または直流電気制御
電流を通じる、前記コアの周りに巻かれた第一制御巻線
とを含むことを特徴とする請求項１９記載の整合回路。 - 【請求項２１】 第一端子と第二端子とを有す電気的に
短いアンテナに接続される局部インピーダンス変換回路
であって、前記第一端子に接続された伝送路と前記アン
テナとの間の電力結合を改善するために接続され、 前記アンテナの前記第一端子とアースされた端子との間
に接続された第一コンデンサと、 前記アンテナの前記第二端子と前記アースされた端子と
の間に接続された第二コンデンサとを含むことを特徴と
する局部インピーダンス変換回路。 - 【請求項２２】 前記アンテナは、プラズマ処理を駆動
するソースアンテナであることを特徴とする請求項２１
記載の回路。 - 【請求項２３】 動作周波数2.０MHz で、前記電気的に
短いアンテナは、前記プラズマへ接続された場合、ほぼ
（１２＋ｊ２００）Ωのインピーダンスとなり、 前記第一コンデンサは、ほぼ4.４ｎＦであり、 前記第二コンデンサは、ほぼ４４０ｐＦであることを特
徴とする請求項１３または２２記載の回路。
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