JPH06197523A - 絶縁形直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】充電モード時はスイッチＳ１及びＳ２をａ端子
側に切り換え、直流電源１０により充電され、放電モー
ド時はスイッチＳ１及びＳ２をｂ端子側に切り換え、第
２コンデンサＣ２に放電する第１コンデンサＣ１と、こ
のＣ１と直列にコイルＬ１を接続し、充電モードと放電
モードは、制御手段３０により０電流の時切り換え、負
荷装置３２に電力を供給する。 【効果】コンデンサと直列にコイルを接続し、充電モー
ドと放電モードとの間の切り換えを０電流の時に行うこ
とにより、従来の損失を排除すると共に、高絶縁性、高
耐圧性を実現し、高効率で負荷に電力を供給することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高絶縁、高耐圧かつ高
効率で電力を供給することのできる絶縁形直流電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】接地レベルから大幅に異なる直流電位を
基準レベルとする装置に、電力を供給する場合の絶縁性
の問題を解決する為に、従来から様々な方法が用いられ
てきた。典型的なものとしてはバッテリがある。しかし
バッテリは、放電したとき再充電するか、充電済みのバ
ッテリと交換しなければならないので、連続動作が要求
されたり、交換が不便な所では使用上の問題を生じてい
た。また、測定機器等に用いる場合には複数個のバッテ
リを使用するとばらつきを生じる等の問題もあった。他
の電気的手段による解決策として、トランスによる絶縁
があるが、この手段ではＥＭＩ（電磁障害）や、漏れイ
ンダクタンスによる絶縁低下がある。さらに他の手段と
して、必要電力を光エネルギーとして供給し、負荷装置
側で電気エネルギーに変換する方法がある。この方法
は、効率が悪いうえに高価であるので実用的ではない。

【０００３】さらに、他の従来技術として、図４に示す
ようなスイチット・キャパシタ回路を用いた電源装置が
ある。直流電源１０は、スイッチＳ１及びＳ２のａ接点
間に接続され、スイッチＳ１及びＳ２のｃ接点間には、
コンデンサＣ１が接続される。スイッチＳ１及びＳ２の
ｂ接点間には、コンデンサＣ２及び負荷Ｒｌが並列に接
続される。動作原理はスイッチＳ１及びＳ２がａ接点側
のときに、コンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１
の充電後に、スイッチＳ１及びＳ２がｂ接点側に切り換
えられてコンデンサＣ１は放電し、その放電電流によっ
てコンデンサＣ２は充電される。

【０００４】図５はスイッチのオン抵抗やコンデンサの
損失も含んだ原理図で、ｒ1、ｒ2は十分小さく、コンデ
ンサＣsの充放電はスイッチのオン期間（クロック周期
Ｔsの１／２）以内に完了するものとする。またコンデ
ンサＣHの容量は、コンデンサＣsに対して十分に大き
い。図５よりエネルギー損について検討する。

【０００５】図６は、図５のスイッチＳが接点ｂから接
点ａに切り替わった瞬間の等価回路である。但し、電圧
Ｖoは図６に示すようにスイッチ素子Ｓが接点ｂから接
点ａへ切り替わる直前のコンデンサＣsの両端の電圧
（出力電圧に等しい）である。図６から次式で示される
コンデンサＣsの充電電流ｉ1が流れ、Ｃsはｒ1・Ｃsの
時定数でごく短時間に入力電源電圧Ｖsに充電される。
充電電流ｉ1は次式で示される。

【数１】 このとき回路で生じるエネルギー損Ｗr1は、次式で求め
られる。

【数２】 但し、

【数３】 また、コンデンサＣsが得たエネルギーＷcsは次式で示
される。

【数４】 従って、スイッチＳが切り替わる１周期中に入力電源か
ら流出するエネルギー△Ｗsは、数２及び数４から次式
のように得られる。

【数５】

【０００６】一方、スイッチＳが接点ａから接点ｂに切
り替わると、コンデンサＣsのエネルギーＷcsはコンデ
ンサＣHへ転送される。接点ｂへ切り替わった瞬間の等
価回路を図７に示す。ここでＶo”はスイッチＳが接点
ｂへ切り替わる直前のコンデンサＣHの端子電圧であ
る。図７から回路で生じるエネルギー損Ｗr2を求めると

【数６】 が得られる。但し、Ｃs《ＣHであり、この場合も

【数７】 また、

【数８】 としている。

【０００７】このように、数３及び数７で示される条件
の下では、数２及び数６で示されるようにＷr1、Ｗr2
は、それぞれｒ1、ｒ2に関係しない値となる。従って、
スイッチやコンデンサが、たとえ理想的であっても上記
損失が生じることになる。ここでスイッチト・キャパシ
タ回路で生じる電力損Ｐrを求めると、数２及び数６か
ら次式が得られる。

【数９】

【数１０】 このＰrは図５のスイッチト・キャパシタ回路を、その
等価抵抗Ｒeqで置換した図８から得られる結果に等し
い。すなわち、スイッチング時に回路で生じる損失はｒ
1、ｒ2に無関係に等価抵抗Ｒeqによるものであると考え
ることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチト・キ
ャパシタ回路では、たとえコンデンサＣ１に直列な抵抗
成分が０であっても数２及び数６による損失は避けられ
なかった。本発明の目的は、負荷装置に対し、高絶縁
性、高耐圧性を有し、かつ負荷が変動しても高効率で電
力を供給できるようにすることである。

【０００９】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、負荷
装置との高絶縁性を有し、かつ高効率で負荷に電力を供
給するために、スイッチト・キャパシタ回路のコンデン
サと直列にコイルが接続されることが大きな特徴であ
る。このコイルによって充電電流波形及び放電電流波形
はＬＣ直列共振周期に依存する略正弦波形状の波形とな
る。充電モード時に充電電流が減少して０になったとき
に、第１コンデンサの両端に接続されているスイッチ手
段をスイッチ制御手段によって放電モードに切り換え
る。これにより、モード切り換えの際に、等価抵抗によ
る損失を生じることがない。

【００１０】さらに放電モード時にも、充電モード時の
充電電流振幅を最大にするように、接点ｂから接点ａへ
のスイッチ切り換え時点を調節することで、放電電流が
０になったとき、すなわち第１コンデンサの端子電圧が
０になったときに、スイッチ制御手段によって、スイッ
チ手段を切り換えて充電モードに復帰するので、等価抵
抗による損失を生じることなく第２コンデンサ及び負荷
に電力供給できる。

【００１１】

【実施例】図２は本発明の絶縁形直流電源装置の動作原
理図である。接地形直流電源１０のプラス端子は充電電
流検出手段１２を介してスイッチＳ１のａ接点に接続さ
れ、一方マイナス端子はスイッチＳ２のａ接点に接続さ
れる。スイッチＳ１のｃ接点はコイルＬ１に接続されコ
ンデンサＣ１を通してスイッチＳ２のｃ接点に接続され
る。スイッチＳ１のｂ接点とスイッチＳ２のｂ接点間に
は、コンデンサＣ２と負荷Ｒｌが並列に接続される。図
３は図２の回路の動作原理を説明する波形図である。２
０はＣ１の充電電流波形ｉ１である。２２はＣ２の充電
電流波形すなわちＣ１の放電電流波形である。２４はコ
ンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃである。図２及び図３で
動作原理を説明すると充電モードの間スイッチＳ１及び
スイッチＳ２はａ接点側にある。一般に、ＲＬＣ直列回
路に直流電圧Ｅを印可すると、当業者には周知の過渡現
象理論によれば、コンデンサＣの両端の電圧Ｖｃは減衰
振動（但し制動係数ｋ＜１のとき）するが、直列抵抗Ｒ
が無視できる程度に小さいと仮定すると、Ｖｃは一定周
期で正弦波振動し、Ｖｃの最大値は２Ｅ（Ｅは電源電
圧）となる。よって、充電開始からＶｃが最大値２Ｅに
達するまでの時間Ｔ１は次式で与えられる。

【数１１】 充電開始から時間Ｔ１だけ経過すると、充電電流ｉ１は
０となる。それを充電電流検出手段１２が検出し、スイ
ッチＳ１及びスイッチＳ２をｂ側にする。ここで注目す
べき点は充電電流が０の点でスイッチを切り換えるの
で、従来のように等価抵抗による損失が生じないという
ことである。コンデンサＣ１に蓄えられた電荷は、コン
デンサＣ２に移動する。すなわちＣ１は放電を開始し、
Ｃ２は充電される。Ｃ１が放電する時間をＴ２とすると
次式のように表せる。

【数１２】 さらに、コンデンサＣ２の容量がＣ１の容量より十分に
大きいとすると、Ｔ２は次式のように表せる。

【数１３】 但し、Ｃ１《Ｃ２ Ｃ１が放電を開始して、放電電流が０となる時間Ｔ２経
過時点で、スイッチＳ１及びスイッチＳ２をｂ接点側か
らａ接点側に戻すことで、電力の供給効率は最大とな
る。これは、スイッチング時の電流ｉ２及びコンデンサ
の両端の電圧Ｖｃが０であるので、完全にＣ１が放電
し、従来のように等価抵抗による損失が生じないからで
ある。図２の直流電源の電圧をＥ、Ｃ１の充電電流をｉ
（ｔ）とすると、直流電源がＬＣ直列回路に、充電モー
ド中に供給したエネルギＷ1は、次式となる

【数１４】 また、Ｃ１の両端の電圧をｖc（ｔ）とすると、コンデ
ンサＣ１が、充電モード中に受け取ったエネルギーＷ2
は次式となる。

【数１５】 数１４及び数１５のエネルギー量が等しいことより、前
述のスイチッド・キャパシタ回路の数２のようなエネル
ギー損失が生じないことがわかる。さらに、充電モード
時も、放電モード時も、電源装置と負荷装置間は完全に
絶縁されていることに注目されたい。

【００１２】図１は本発明の一実施例の構成を示す回路
図である。図２と同じ部品には同じ参照番号を用いてい
る。直流電源１０のプラス側は充電電流検出部１２を介
してスイッチＳ１のａ接点に接続され、マイナス端子側
はスイッチＳ２のａ接点に接続される。スイッチＳ１の
ｃ接点は直列なコイルＬ１及びコンデンサＣ１を通して
スイッチＳ２のｃ接点に接続される。スイッチＳ１のｂ
接点とスイッチＳ２のｂ接点間にコンデンサＣ２及び負
荷装置３２が並列に接続される。負荷装置３２の両端に
は電圧検出部３４が接続され、その値は発光ダイオード
３６を通して受光器３８から電圧制御手段４０に送られ
る。電圧制御手段は直流電源１０に接続される。制御手
段３０は充電電流検出部１２から充電電流０クロス検出
部４２と接点ａ→ｂタイミング信号発生部４４を通して
双安定回路４６に入力される経路と、充電電流検出部１
２から充電電流振幅検出部４８と接点ｂ→ａタイミング
信号発生部５０を通して双安定回路４６に入力される経
路がある。双安定回路の出力がスイッチＳ１及びスイッ
チＳ２を駆動する。

【００１３】以下動作を説明すると、充電モード時には
スイッチＳ１及びスイッチＳ２はａ接点側にあり直流電
源から正弦波状の充電電流ｉ１が流れコンデンサＣ１が
充電される。充電電流ｉ１が０になったとき、すなわ
ち、コンデンサＣ１の両端電圧が最大になったとき、充
電電流検出部１２、充電電流０クロス検出部４２及びタ
イミング信号発生部４４によって双安定回路４６が、ス
イッチＳ１及びスイッチＳ２をａ接点側からｂ接点側に
切り換える。

【００１４】コンデンサＣ１の充電時に、充電電流検出
部１２及び充電電流振幅検出部４８から得た充電電流最
大値によって、タイミング信号発生部５０はタイミング
信号を発生する時点を、上記充電電流振幅が最大になる
ように調整する。これにより、スイッチＳ１及びＳ２の
接点ｂからａに切り換えられる時点が、０電流の時にな
るように調節される。この理由は充電電流の振幅が、最
大になるということは、コンデンサＣ１に残ったエネル
ギーすなわち電荷が０になるということに等しい。Ｃ１
に残る電荷が０になる時点、つまりＣ１の両端の電圧Ｖ
ｃが０になる時点とは、図３の電流ｉ２の波形２２及び
コンデンサＣ１の両端の電圧２４からも明らかなよう
に、電流ｉ２が０電流の時であるからである。また充電
電流振幅検出部４８は放電モードから充電モードに切り
替わった時点での電流が、０であるか否かを検出するこ
とによって、スイッチが放電電流０クロスのときに切り
替わったか否かを監視してもよい。以下放電モード時を
説明すると、コンデンサＣ１からの放電電流ｉ２はコン
デンサＣ２を充電する。このときの放電電流ｉ２の波形
も正弦波形状になる。コンデンサＣ１が完全に放電した
ときに、スイッチＳ１及びスイッチＳ２は上記のタイミ
ング発生部５０及び双安定回路４６によって再びａ接点
側に切り換えられ、コンデンサＣ１は再び充電モードと
なって充電される。負荷装置３２への電力はコンデンサ
Ｃ１より静電容量が十分に大きいコンデンサＣ２によっ
て安定に供給される。負荷装置３２の両端に接続された
電圧検出部３４は検出電圧をフォトカプラ３６及び受光
器３８を介して電圧制御部４０に送り、負荷装置の両端
間の電圧によって直流電源１０の電圧を制御する。この
とき発光ダイオード３６及び受光器３８によって負荷側
と電源側が電気的に絶縁される。

【００１５】なおスイッチＳ１及びＳ２の高絶縁性、高
耐圧性はメカニカル方式やエレクトロ・メカニカル方式
のリレーを用いて実現できるが、ＭＯＳ型デバイスやＩ
ＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）やＳ
ＩＴ（静電誘導トランジスタ）等の半導体スイッチとフ
ォトカプラによる制御回路の組み合わせにより実現する
こともできる。どのようなスイッチ手段を用いても、電
流が０の時に切り替わるので、等価抵抗による損失がな
い上に、ＥＭＩが発生し難く、スイッチ手段（特にリレ
ー等）の寿命も延びる。さらにコンデンサＣ２の値を大
きく撰びＣ２≫Ｃ１とすれば充放電周期が長くなるの
で、いっそう低ＥＭＩ化、長寿命化が得られる。さら
に、本発明の回路を複数段直列に接続すれば、さらなる
高絶縁性、高耐圧性が実現できる。直流電源１０とスイ
ッチＳ１のａ接点との間及び直流電源１０とスイッチＳ
２のａ接点との間には、コンデンサＣ１から電源側への
逆電流を阻止するために夫々整流器を挿入して構成して
もよい。以上本発明の好適実施例について説明したが、
本発明はここに説明した実施例のみに限定されるもので
はなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応じて
種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には明ら
かである。

【００１６】

【発明の効果】以上述べたように本発明の絶縁形直流電
源装置によれば、スイッチド・キャパシタ回路のコンデ
ンサと直列にコイルを接続し、充電モードと放電モード
との間の切り換えを０電流の時に行うことにより、従来
の等価抵抗による損失を排除すると共に、高絶縁性、高
耐圧性を実現し、高効率で負荷に電力を供給することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成回路図である。

【図２】本発明の動作原理図である。

【図３】本発明の動作波形である。

【図４】スイッチト・キャパシタ回路による、従来技術
の構成回路図である。

【図５】スイッチト・キャパシタ回路による、従来技術
の原理図である。

【図６】図５のスイッチＳが、接点ａに切り替わった瞬
間の等価回路図である。

【図７】図５のスイッチＳが、接点ｂに切り替わった瞬
間の等価回路図である。

【図８】図５の回路を等価抵抗Ｒeqで置き換えた回路図
である。

【符号の説明】

Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｌ１ コイル Ｓ１ スイッチ Ｓ２ スイッチ １０ 直流電源 １２ 充電電流検出部 ３０ 制御手段 ３２ 負荷装置 ４２ 充電電流０クロス検出部 ４４ タイミング信号発生部 ５０ タイミング信号発生部 ４６ 双安定回路 ４８ 充電電流振幅検出部

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１コンデンサの両端に接続したスイッ
   チ手段を介して充電源から上記第１コンデンサを充電す
   る充電モードと、上記スイッチ手段を上記充電源側から
   第２コンデンサ側に切り替えて上記第１コンデンサを放
   電させる放電モードとを有し、上記第２コンデンサの両
   端の負荷に電力を供給する絶縁形直流電源装置におい
   て、上記第１コンデンサと直列に接続したコイルと、上
   記第１コンデンサの充電電流の０クロス点で、上記スイ
   ッチ手段を上記充電モードから放電モードに切り換える
   制御手段とを具えたことを特徴とする絶縁形直流電源装
   置。
2. 【請求項２】 上記制御手段は、上記充電モードにおけ
   る上記第１コンデンサの充電電流の振幅を監視し、該振
   幅が最大となるように上記スイッチ手段を上記放電モー
   ドから上記充電モードに切り換える時点を調整すること
   を特徴とする請求項１記載の絶縁形直流電源装置。