JPH06197468A - 充電装置 - Google Patents
充電装置Info
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- JPH06197468A JPH06197468A JP3684693A JP3684693A JPH06197468A JP H06197468 A JPH06197468 A JP H06197468A JP 3684693 A JP3684693 A JP 3684693A JP 3684693 A JP3684693 A JP 3684693A JP H06197468 A JPH06197468 A JP H06197468A
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Abstract
逆流防止素子の熱ストレスを抑えて機器の小型化、熱設
計の簡略化によりコストの低減化をはかる。 【構成】 交流電源又は直流電源を所定の直流電圧に変
換する電源部20と、交流電源又は直流電源から2次電
池11への電力供給を制御する主開閉器12と、この主
開閉器12の開閉を制御する充電制御部10とを有し、
電源部20と主開閉器12との間に絶縁ゲート型電界効
果トランジスタ(MOS−FET)より成る逆流防止素
子13を設けて、そのゲート側を充電制御部10側に接
続する。
Description
から2次電池への充電を行う充電装置に係わる。
装置の一例の略線的構成図を図13に示すように、2次
電池24が主開閉器22、ショットキーダイオード21
を介して電源部20に接続される。主開閉器22の開閉
は充電制御部23により制御されて、例えば電源部20
のAC(交流)入力が遮断されたときに直ちに主開閉器
22をオフ(開)として2次電池24が放電されないよ
うにすると共に、ショットキーダイオード21によって
2次電池から回路への電流の逆流を防止するようになさ
れている。
14において実線bで示すように、充電電流の増加に対
し、所定の電流値までは一定の出力電圧を示し、ある値
以上で急激に減少する特性を有するものであるが、上述
したように従来の充電装置では逆流防止素子としてショ
ットキーダイオード21を使用しているため、このショ
ットキーダイオード21の出力特性により充電装置の出
力電圧が一部相殺され、破線aで示すように、充電電流
に対しやや減少する傾向となってしまう。
図15において破線cはその充電電流の時間的な変化を
示し、実線dは理想的な特性を示す。また同様に破線e
は出力電圧の時間変化、実線fはその理想的な特性を示
す。破線c及び実線dからわかるように、理想的な充電
電流は一定時間後に急激に減少し始める特性を示すが、
従来の充電装置では上述したようにショットキーダイオ
ード21を用いていることから比較的短時間で減少し始
めてしまう。また破線e及び実線fに示すように、出力
電圧も従来の装置では理想的な特性に比べて増加が緩や
かとなってしまう傾向がある。
充電できる容量が理想状態に比し小となってしまい、即
ち一定の充電量に達するまでの時間が長くなってしまう
という問題がある。
とにより、電源部からの出力電圧に対し0.5V程度の
順電圧降下が生じるため充電効率が損なわれるとか、或
いは順電圧降下による電力損失のために発生する熱を考
慮しなければならず、場合によっては放熱設計を行う必
要が生じる。このため、装置の小型化や簡略化が難し
く、コストの低減化をはかり難いという問題があった。
ーダイオードを逆流防止素子として用いることなく充電
装置を構成して、充電時間の短縮化をはかると共に効率
の改善をはかり、逆流防止素子の熱発生を抑えて機器の
小型化、熱設計の簡略化によるコストの低減化をはか
る。
線的構成図を図1又は図2に示すように、交流電源又は
直流電源を所定の直流電圧に変換する電源部20と、交
流電源又は直流電源から2次電池11への電力供給を制
御する主開閉器12と、この主開閉器12の開閉を制御
する充電制御部10とを有し、電源部20と主開閉器1
2との間に絶縁ゲート型電界効果トランジスタ(MOS
−FET)より成る逆流防止素子13を設けて、そのゲ
ート側を充電制御部10側に接続して構成する。
示すように、上述の図1に示す充電装置の構成に加えて
電源部20の2次側に並列に第1及び第2の整流回路1
4及び15を設け、第2の整流回路15の時定数を第1
の整流回路14の時定数に比し小として、第1及び第2
の整流回路14及び15の出力を比較する比較回路16
を設け、この比較回路16により交流入力遮断を検知し
て充電制御部10に逆流防止素子13のオフ信号を出力
する構成とする。
て主開閉器12をMOS−FETとして構成する。また
本発明は、上述の充電装置において逆流防止素子13の
寄生ダイオードの向きが順方向となるように接続して構
成する。
て、MOS−FETより成る主開閉器12の寄生ダイオ
ードの向きが逆方向となるように接続して構成する。ま
た本発明は、上述の充電装置において、図4にその要部
の構成図を示すように、逆流防止素子13及び主開閉器
12の少なくとも一方を充電装置の2次グランド側に設
ける構成とする。
示すように、電源部20の入力側に入力電圧又はそれと
同期する信号を検出する検出部22を設け、この検出部
22により入力遮断を検知して充電制御部10に信号が
送られ、逆流防止素子13をオフ状態とする構成とす
る。
示すように、電源部20にパルス幅変調(PWM)制御
回路6を設け、少なくともこのPWM制御回路6の入力
電圧端子を電源部20の入力側に接続して構成する。
子のオン状態とはドレイン−ソース間のオン状態を表
し、オフ状態とはドレイン−ソース間をオフさせ寄生ダ
イオードを作用させる状態を示す。
としての特性を有するMOS−FETを用いるもので、
そのゲート側を充電制御部10側に接続し、そのダイオ
ードの特性を利用して特に寄生ダイオードの向きが順方
向となるように接続することによって逆流防止を行うこ
とができる。
び第2の整流回路14及び15をその時定数を異ならし
めて設け、これら整流回路の出力を比較回路で比較する
ことによって、充電中に直流電源又は交流電源からの入
力が遮断された場合に各整流回路の出力の差を検知する
ことにより直ちに入力遮断を検出することができ、上述
の逆流防止素子13がオン状態のままの場合でも、強制
的に比較回路からオフ信号を出力することによって逆流
防止素子13をオフさせ、より確実に2次電池から回路
への逆流を防止することができることとなる。
して用いるMOS−FETのドレイン−ソース間のオン
抵抗即ち動作時の抵抗が小さいことから、いわゆるダイ
オードに比し電圧降下が非常に小さく効率良く充電する
ことができて、同一時間内での充電量が増加し、従って
充電時間の短縮化をはかることができる。また逆流防止
素子の熱ストレスを抑えられるため、機器の小型化、熱
設計の簡略化によりコストの低減化をはかることができ
る。
詳細に説明する。先ず、図1に示す例においては、交流
電源から2次電池の充電を行う場合を示す。図1に示す
ように、例えば交流商用電源を所定の直流電圧に変換す
る電源部20と、この商用電源から2次電池11への電
力供給を制御する主開閉器12と、この主開閉器12の
開閉を制御する充電制御部10とを有し、電源部20と
主開閉器12との間にパワーMOS−FETより成る逆
流防止素子13を設けて、そのゲート側を充電制御部1
0側に接続する。そしてこの場合主開閉器12をMOS
−FETとし、逆流防止素子13の寄生ダイオードの向
きが順方向となるように接続し、また主開閉器12の寄
生ダイオードの向きが逆方向となるように接続して構成
する場合を示す。
1からの電源が入力フィルタ2、整流回路3を介してコ
ンバータトランス4に接続され、このトランス4の1次
側にはスイッチングトランジスタ7を介してPWM(パ
ルス幅変調)制御回路6及びホトカプラ8が接続され
る。またトランス4の2次側には整流回路5を介して出
力制御回路9が接続され、出力電圧と充電電流の検出が
なされる。Rは抵抗器を示す。
に逆流防止素子13として、この場合例えばpチャンネ
ル型構成のパワーMOS−FETを接続し、また主開閉
器12として同様に例えばpチャンネル型構成のパワー
MOS−FETを接続して、2次電池に電圧を供給す
る。そしてこの場合、逆流防止素子13のドレイン側D
を整流回路5側、ソース側Sを主開閉器12側として接
続し、その寄生ダイオードの向きが順方向となるように
する。また主開閉器13は、そのソース側Sを逆流防止
素子13側、ドレイン側Dを2次電池11側としてその
寄生ダイオードの向きが逆方向となるように接続して構
成する。
のゲート側に充電制御部10を接続して、オン/オフ信
号が出力されるようになす。
電流の逆流防止素子として主電流ラインに、パワーMO
S−FETをその寄生ダイオードが順方向となるように
挿入し、充電制御の主開閉器と同期動作させることによ
り、充電オン時にはFETのドレイン−ソース間をオン
させて充電を行い、充電オフ時にはFETの寄生ダイオ
ードの作用により2次電池11から回路への電流の逆流
を防止することができる。
ソース間のオン抵抗の小さいMOS−FETを用いるこ
とから、素子における熱損失及びラインのインピーダン
スを抑えることができる。
述の図13において説明したような逆流防止素子として
ショットキーダイオードを用いた従来の充電装置と比較
して、その出力特性及び充電特性は図14及びCにおい
て説明した理想曲線に近い特性を得ることができる。そ
の結果、同一時間内で充電可能な容量が増加し、充電終
了までに要する時間の短縮化をはかることができること
となる。
説明する。この例においても交流商用電源からの充電を
行う場合を示し、図3において、図1に対応する部分に
は同一符号を付して重複説明を省略する。この場合、上
述の図1に示す充電装置の構成において、電源部20の
2次側に第1の整流回路14と第2の整流回路15を並
列に設け、コンバータトランス4の発振停止を検出する
ラインとする。そして、第2の整流回路15の時定数を
第1の整流回路14の時定数に比し小として構成する。
整流回路14及び15の出力側の点A、BにおけるAC
入力遮断時の各電位は、図7においてそれぞれ実線g及
び破線hで示すように、点Aに比し点B側においてより
急速に電圧降下することとなる。従ってこの点A、Bの
電位差を比較回路16により検出してコンバータトラン
ス4の発振停止即ち交流入力遮断を検知し、逆流防止素
子13を強制的にオフすることによって交流入力遮断時
の逆流防止を確実に行うことができる。
説明する。この例においても交流商用電源から充電を行
う場合で、図4においては例えば図1において説明した
例の電源部20を省略して示し、また図4において、図
1に対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。この場合逆流防止素子13及び主開閉器12とし
てパワーMOS−FETを充電装置の主電流ラインの特
に2次グランド側に設ける構成とする。上述の例と同様
に、逆流防止素子13を主開閉器12と同期動作させる
ことにより、充電オン時にはFETのドレイン−ソース
間をオンさせて充電を行い、充電オフ時にはFETの寄
生ダイオードの作用により2次電池11から回路への電
流の逆流を防止することができる。
流防止素子13の両方を2次グランド側に設けた場合で
あるが、どちらか一方を2次グランド側に設ける構成と
することもできる。
2次電池へ電力を供給する場合を説明したが、以下の図
2、図5及び図6に示す各例においては、直流電源から
の充電を行う場合を示す。図2において、図1に対応す
る部分には同一符号を付して示す。
を所定の直流電圧に変換する電源部20と、直流電源か
ら2次電池11への電力供給を制御する主開閉器12
と、この主開閉器12の開閉を制御する充電制御部10
とを有し、電源部20と主開閉器12との間にパワーM
OS−FETより成る逆流防止素子13を設けて、その
ゲート側を充電制御部10側に接続する。そしてこの場
合においても主開閉器12をMOS−FETとし、逆流
防止素子13の寄生ダイオードの向きが順方向となるよ
うに接続し、また主開閉器12の寄生ダイオードの向き
が逆方向となるように接続して構成する。
21からの電源が入力フィルタ2に接続され、パワーM
OS−FET等より成るスイッチング素子23を介して
PWM制御回路6に接続される。またスイッチング素子
23からチョークコイル24を介して出力制御回路9が
接続され、出力電圧と充電電流の検出がなされる。尚、
C1 及びC2 はコンデンサ、25は整流ダイオード、R
は抵抗器をそれぞれ示す。
4の出力側に逆流防止素子13として、この場合例えば
pチャンネル型構成のパワーMOS−FETを接続し
て、2次電池に電圧を供給するようになされ、逆流防止
素子13のドレイン側Dをチョークコイル4側、ソース
側Sを主開閉器12側として接続し、その寄生ダイオー
ドの向きが順方向となるようにする。また主開閉器12
は、そのソース側Sを逆流防止素子13側、ドレイン側
Dを2次電池11側としてその寄生ダイオードの向きが
逆方向となるように接続して構成する
のゲート側に充電制御部10を接続して、オン/オフ信
号が出力される構成とする。また出力制御回路9より、
出力電圧検出においてある電圧に達した場合、急速充電
信号として充電制御部10へ信号が伝わり、そのNAN
D回路によって主開閉器12及び逆流防止素子13のオ
ン/オフ信号を制御している。
図4において説明した例と同様に、2次電池11から回
路部への電流の逆流防止素子13として、主電流のライ
ンに、パワーMOS−FETをその寄生ダイオードが順
方向となるように挿入し、充電制御の主開閉器12と同
期動作させることにより、充電オン時にはFETのドレ
イン−ソース間をオンさせて充電を行い、充電オフ時に
はFETの寄生ダイオードの作用により2次電池11か
ら回路への電流の逆流を防止することがきる。
してドレイン−ソース間のオン抵抗の小さいMOS−F
ETを用いることから、素子における熱損失及びライン
のインピーダンスを抑えることができる。従って前述の
図13において説明した従来装置と比較して、その出力
特性及び充電特性は、図14及び図15において説明し
た理想曲線に近い特性を得ることができて、同一時間内
で充電可能な容量を増加させ、充電終了までに要する時
間の短縮化をはかることができることとなる。
を説明する。図5において、図2に対応する部分には同
一符号を付して重複説明を省略する。この場合、上述の
図2に示す充電装置の構成において、電源部20に入力
電圧検出用の検出部22を設け、入力の直流電圧を検出
するラインとする。そして出力制御回路9より急速充電
信号を、又入力電圧検出回路22より入力電圧検出信号
を充電制御部10のNAND回路に入力して、主開閉器
12又は逆流防止素子13のオン/オフ信号を制御す
る。
図8に示し、図5において入力電圧検出部22の入出力
部C及びDをそれぞれ図8において点C、Dで示す。こ
の場合、ツェナーダイオードZD1 の特性を生かし入力
電圧がある電位即ち図8に示す基準電位以上の場合はト
ランジスタQ2 をオンとし、また入力電圧が基準電位以
下の場合、トランジスタQ2 をオフとする回路構成とす
る。図8において、R 1 〜R4 はそれぞれ抵抗器、IC
1 は差動増幅器、D1 はダイオードをそれぞれ示す。
めに設定する。例えば、2次電池11の電位を8.4V
とした場合、入力電圧検出部22の電位を9.0V程度
に設定する。
22の点C、DにおけるDC入力遮断時の各電位は、図
9においてそれぞれ実線i及び破線jで示すように、点
Cに比し点D側においてより急速に電圧降下することと
なる。従ってこの点C、Dの電位差を利用することによ
り入力直流電圧がある電位に下がると、PWM制御回路
6の発振停止と同時に直流入力遮断を検知し、入力電圧
検出部22より充電制御部10へ信号が伝わり、これに
より逆流防止素子13を強制的にオフする回路構成をと
ることによって確実に直流入力遮断時の逆流防止を行う
ことができる。
て説明する。図6において、図2に対応する部分には同
一符号を付して重複説明を省略する。この場合、上述の
図2で説明した構成において、電源部20のPWM制御
回路6の内部のコントロールICの基準電圧VREF を利
用する構成とする。
成を示す。点EはDC入力11から入力フィルター2を
介した出力側に接続され、点Fは充電制御部10への出
力部とされる。27は駆動回路部、Q3 はトランジスタ
を示す。コントロールICの基準電圧VREF は、DC入
力の直流電圧が遮断されると停止するようになされ、上
述の図9において破線jで示す特性とほぼ同一特性とな
るように構成する。そしてコントロールICの停止電圧
を2次電池11の電位より高く設定して、これにより直
流入力電圧遮断を検知し、入力電圧検出部22より充電
制御部10へ信号を伝え、逆流防止素子13を強制的に
オフする回路構成とする。このような構成とすることに
よって、上述の各例と同様に、直流入力遮断時の逆流防
止を確実に行うことができる。
逆流防止素子13とを同期動作させる構成の説明を行っ
たが、例えば図11に示すように2巻充電を行う場合、
各2次電池11に対しそれぞれ主開閉器12a及び12
bを設けてこれを並列に接続し、例えば逆流防止素子1
3の端子VA をオンレベルとしたままで、各主開閉器1
2a及び12bの端子VB 及びVC を切り換えて2巻充
電する構成とすることもできる。
ために主開閉器12の端子VE をオンとしたままで逆流
防止素子13の端子VD のみオフすることにより出力電
圧を降下させる場合は、主開閉器12と逆流防止素子1
3のオン/オフ制御信号を充電制御部10とは独立に制
御する構成とすることもできる。
13及び主開閉器12としてMOS−FETを用いた場
合であるが、絶縁ゲート型FETとして金属−絶縁体−
半導体構成のいわゆるMIS型FETを用いることもで
きる。更にまた主開閉器12としてリレー、バイポーラ
トランジスタ等を用いる等、本発明は上述の構成に限る
ことなく種々の変形変更が可能であることはいうまでも
ない。
性を有するMOS−FETを逆流防止素子として用いる
ことによって、効率良く逆流防止を行うことができて、
同一時間内での充電量が増加し、従って充電時間の短縮
化をはかることができる。また逆流防止素子の熱ストレ
スを抑えられるため、機器の小型化、熱設計の簡略化に
よりコストの低減化をはかることができる。
る。
る。
る。
線的構成図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 直流電源又は交流電源を所定の直流電圧
に変換する電源部と、 上記直流電源又は交流電源から2次電池への電力供給を
制御する主開閉器と、 上記主開閉器の開閉を制御する充電制御部とを有し、 上記電源部と上記主開閉器との間に絶縁ゲート型電界効
果トランジスタより成る逆流防止素子が設けられ、その
ゲート側が上記充電制御部側に接続されて成ることを特
徴とする充電装置。 - 【請求項2】 上記電源部の2次側に並列に第1及び第
2の整流回路が設けられ、 上記第2の整流回路の時定数は第1の整流回路の時定数
に比し小とされ、 上記第1及び第2の整流回路の出力を比較する比較回路
が設けられ、 上記比較回路により入力遮断を検知して上記充電制御部
に上記逆流防止素子のオフ信号が出力される構成とされ
たことを特徴とする上記請求項1に記載の充電装置。 - 【請求項3】 上記主開閉器が、絶縁ゲート型電界効果
トランジスタより成ることを特徴とする上記請求項1に
記載の充電装置。 - 【請求項4】 上記逆流防止素子の寄生ダイオードの向
きが順方向となるように接続されて成ることを特徴とす
る上記請求項1に記載の充電装置。 - 【請求項5】 絶縁ゲート型電界効果トランジスタより
成る上記主開閉器の寄生ダイオードの向きが逆方向とな
るように接続されて成ることを特徴とする上記請求項3
に記載の充電装置。 - 【請求項6】 上記逆流防止素子及び上記主開閉器の少
なくとも一方が充電装置の2次グランド側に設けられて
成ることを特徴とする上記請求項1に記載の充電装置。 - 【請求項7】 上記電源部の入力側に入力電圧又はそれ
と同期する信号を検出する検出部が設けられ、上記検出
部により入力遮断を検知して充電制御部に信号が送ら
れ、逆流防止素子がオフ状態となる構成とされたことを
特徴とする上記請求項1に記載の充電装置。 - 【請求項8】 上記電源部にパルス幅変調制御回路が設
けられ、少なくとも上記パルス幅変調制御回路の入力電
圧端子が上記電源部の入力側に接続されることを特徴と
する上記請求項1に記載の充電装置。
Priority Applications (1)
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JP29024092 | 1992-10-28 | ||
JP4-290240 | 1992-10-28 | ||
JP4-255040 | 1992-10-28 | ||
JP03684693A JP3477733B2 (ja) | 1992-09-24 | 1993-02-25 | 充電装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH06197468A true JPH06197468A (ja) | 1994-07-15 |
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Family
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP03684693A Expired - Lifetime JP3477733B2 (ja) | 1992-09-24 | 1993-02-25 | 充電装置 |
Country Status (1)
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