JPH0619392B2 - スペクトラムアナライザ - Google Patents
スペクトラムアナライザInfo
- Publication number
- JPH0619392B2 JPH0619392B2 JP62192159A JP19215987A JPH0619392B2 JP H0619392 B2 JPH0619392 B2 JP H0619392B2 JP 62192159 A JP62192159 A JP 62192159A JP 19215987 A JP19215987 A JP 19215987A JP H0619392 B2 JPH0619392 B2 JP H0619392B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- output
- vco
- counter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スーパーヘテロダイン方式のスペクトラムア
ナライザの改善に関するものである。
ナライザの改善に関するものである。
［従来の技術］ 第６図は、従来もスーパーヘテロダイン方式のスペクト
ラムアナライザーの一例を示すブロック図である。第６
図において、１はスペクトラムアナライザの測定周波数
範囲０〜ｆ０の信号を通過させ、ｆ０より高い周波数成
分をカットする特性を持つローパスフィルタであり、周
波数ｆｉ（通常、ｆｉは多数の周波数成分を含む）入力
信号が加えられることにより周波数ｆＬの出力信号を出
力する。２はミキサであり、一方の入力端子にはローパ
スフィルタ１の出力信号が加えられ、他方の入力端子に
は電圧制御発振器（以下ＶＣＯという）３の出力信号が
加えられている。ＶＣＯ３には掃引発振器４から第７図
に示すような鋸歯状波が加えられて、この印加電圧に応
じて変化する周波数ｆｖを出力する。この鋸歯状波はＣ
ＲＴ１０の横軸にも加えられ、周波数掃引に用いられ
る。ミキサ２はこれら周波数ｆｖ，ｆＬの差の周波数ｆ
Ｍを有する出力信号を次段のバンドパスフィルタ（以下
ＢＰＦという）を備えたＢＰＦ増幅器４に加える。この
ＢＰＦ増幅器４は、ある周波数ｆ１を中心とした周波数
帯域を選択して増幅し、ミキサ５の一方の入力端子に加
える。ミキサ５の他方の入力端子には発振器６の出力信
号が加えられ、ミキサ５の出力信号はＢＰＦ増幅器７に
加えられている。これにより、周波数の選択度を上げ、
ゲインを稼ぐことのできるダブルスーパーヘテロダイン
式が構成されている。ＢＰＦ増幅器７の出力は検波器８
でその振幅が検出され、ビデオフィルタ９でノイズ成分
が除かれてＣＲＴ１０の縦軸に加えられる。
ラムアナライザーの一例を示すブロック図である。第６
図において、１はスペクトラムアナライザの測定周波数
範囲０〜ｆ０の信号を通過させ、ｆ０より高い周波数成
分をカットする特性を持つローパスフィルタであり、周
波数ｆｉ（通常、ｆｉは多数の周波数成分を含む）入力
信号が加えられることにより周波数ｆＬの出力信号を出
力する。２はミキサであり、一方の入力端子にはローパ
スフィルタ１の出力信号が加えられ、他方の入力端子に
は電圧制御発振器（以下ＶＣＯという）３の出力信号が
加えられている。ＶＣＯ３には掃引発振器４から第７図
に示すような鋸歯状波が加えられて、この印加電圧に応
じて変化する周波数ｆｖを出力する。この鋸歯状波はＣ
ＲＴ１０の横軸にも加えられ、周波数掃引に用いられ
る。ミキサ２はこれら周波数ｆｖ，ｆＬの差の周波数ｆ
Ｍを有する出力信号を次段のバンドパスフィルタ（以下
ＢＰＦという）を備えたＢＰＦ増幅器４に加える。この
ＢＰＦ増幅器４は、ある周波数ｆ１を中心とした周波数
帯域を選択して増幅し、ミキサ５の一方の入力端子に加
える。ミキサ５の他方の入力端子には発振器６の出力信
号が加えられ、ミキサ５の出力信号はＢＰＦ増幅器７に
加えられている。これにより、周波数の選択度を上げ、
ゲインを稼ぐことのできるダブルスーパーヘテロダイン
式が構成されている。ＢＰＦ増幅器７の出力は検波器８
でその振幅が検出され、ビデオフィルタ９でノイズ成分
が除かれてＣＲＴ１０の縦軸に加えられる。
このような構成において、ＢＰＦ増幅器４に印加される
周波数ｆＭは、入力周波数ｆｉの不要な成分（測定対象
外の成分）を除去した周波数ｆＬを周波数ｆＶでシフト
させたものになる。ここで、スペクトラムアナライザの
測定範囲を０〜ｆ０とすると、ＶＣＯ３の可変周波数範
囲ｆｖはｆｖ＝ｆ１〜（ｆ１＋ｆ０）に設定され、ロー
パスフィルタ１の出力周波数ｆＬはｆＬ＝０〜ｆ０、Ｂ
ＰＦ増幅器４の中心周波数はｆ１に設定される。従っ
て、周波数ｆＭは、ある瞬時のＶＣＯ３の周波数を例え
ばｆｖ１とすると、この周波数ｆｖ１と０〜ｆ０の周波
数成分を含む周波数ｆＬとをミキシングしたものである
から（ｆｖ１−ｆ０）〜ｆｖ１の周波数成分を含むもの
になる。このような帯域を持つ周波数ｆＭのうち、ＢＰ
Ｆ増幅器４におけるバンドパスフィルタの中心周波数ｆ
１に該当する周波数値のみが選択されて次段に送出さ
れ、ＢＰＦ増幅器４を通過できる周波数はＶＣＯ３の出
力周波数ｆｖを掃引することによりシフトされることに
なる。
周波数ｆＭは、入力周波数ｆｉの不要な成分（測定対象
外の成分）を除去した周波数ｆＬを周波数ｆＶでシフト
させたものになる。ここで、スペクトラムアナライザの
測定範囲を０〜ｆ０とすると、ＶＣＯ３の可変周波数範
囲ｆｖはｆｖ＝ｆ１〜（ｆ１＋ｆ０）に設定され、ロー
パスフィルタ１の出力周波数ｆＬはｆＬ＝０〜ｆ０、Ｂ
ＰＦ増幅器４の中心周波数はｆ１に設定される。従っ
て、周波数ｆＭは、ある瞬時のＶＣＯ３の周波数を例え
ばｆｖ１とすると、この周波数ｆｖ１と０〜ｆ０の周波
数成分を含む周波数ｆＬとをミキシングしたものである
から（ｆｖ１−ｆ０）〜ｆｖ１の周波数成分を含むもの
になる。このような帯域を持つ周波数ｆＭのうち、ＢＰ
Ｆ増幅器４におけるバンドパスフィルタの中心周波数ｆ
１に該当する周波数値のみが選択されて次段に送出さ
れ、ＢＰＦ増幅器４を通過できる周波数はＶＣＯ３の出
力周波数ｆｖを掃引することによりシフトされることに
なる。
このように構成することにより、第８図に示すような周
波数スペクトラム波形がＣＲＴ１０に表示されることに
なる。なお、図中の点は動作説明のために記載したもの
であり、表示されるものではない。
波数スペクトラム波形がＣＲＴ１０に表示されることに
なる。なお、図中の点は動作説明のために記載したもの
であり、表示されるものではない。
［発明が解決しようとする問題点］ ところで、第６図のようなスペクトラムアナライザにお
いて、ＢＰＦ増幅器４を介して検出されるレベル信号に
対応する周波数の精度は、ＶＣＯ３の制御電圧−出力周
波数特性で定まるＶＣＯ３の周波数確度に依存する。
いて、ＢＰＦ増幅器４を介して検出されるレベル信号に
対応する周波数の精度は、ＶＣＯ３の制御電圧−出力周
波数特性で定まるＶＣＯ３の周波数確度に依存する。
すなわち、スペクトラムアナライザは、第８図に示すよ
うに、横軸に周波数を取り、縦軸にその周波数における
入力信号の成分をレベル表示している。ここで、横軸の
周波数目盛りは掃引発振器４の電圧値を用いているの
で、この周波数目盛りの確度はＶＣＯ３の周波数確度に
依存することになる。
うに、横軸に周波数を取り、縦軸にその周波数における
入力信号の成分をレベル表示している。ここで、横軸の
周波数目盛りは掃引発振器４の電圧値を用いているの
で、この周波数目盛りの確度はＶＣＯ３の周波数確度に
依存することになる。
しかし、一般に、ＶＣＯ３の制御電圧と出力周波数の関
係は、温度等により変化するので高い周波数確度を得る
ことは困難である。
係は、温度等により変化するので高い周波数確度を得る
ことは困難である。
従って、所望の周波数確度を得ようとすれば、掃引発振
器４で発生する鋸歯状波の電圧値を温度等の条件によっ
て変えるような制御が必要になるが、このような制御は
複雑であり、実用的ではない。
器４で発生する鋸歯状波の電圧値を温度等の条件によっ
て変えるような制御が必要になるが、このような制御は
複雑であり、実用的ではない。
また、第６図に示す従来の装置では、検出した信号をプ
ロセッサやコンピュータを取込んで高度な処理を行おう
としても、取込みのタイミングが明確な構成でなく、こ
の点からも周波数確度が非常に悪い。
ロセッサやコンピュータを取込んで高度な処理を行おう
としても、取込みのタイミングが明確な構成でなく、こ
の点からも周波数確度が非常に悪い。
本発明は、これらの点に着目したものであり、その目的
は、周波数を精度よく設定できるスペクトラムアナライ
ザを提供することにある。
は、周波数を精度よく設定できるスペクトラムアナライ
ザを提供することにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は、上記問題点を解決するために、 電圧制御発振器の出力信号により周波数掃引を行って表
示部に入力信号の周波数スペクトラム波形を表示するス
ペクトラムアナライザにおいて、 電圧制御発振器の発振周波数を計数するカウンタと、 このカウンタの計数値と予め設定された掃引開始周波数
の設定値とを比較する比較器と、 この比較器の比較結果に従って発振周波数を予め設定さ
れた掃引開始周波数に調整するように所定の極性を有し
複数のパルス幅から選択された所定のパルス幅を有する
信号に基づく制御電圧を電圧制御発振器に帰還する帰還
回路とを設け、 パルス幅の広い信号で粗い周波数調整を行い、パルス幅
の狭い信号で細かい周波数調整を行うことを特徴とす
る。
示部に入力信号の周波数スペクトラム波形を表示するス
ペクトラムアナライザにおいて、 電圧制御発振器の発振周波数を計数するカウンタと、 このカウンタの計数値と予め設定された掃引開始周波数
の設定値とを比較する比較器と、 この比較器の比較結果に従って発振周波数を予め設定さ
れた掃引開始周波数に調整するように所定の極性を有し
複数のパルス幅から選択された所定のパルス幅を有する
信号に基づく制御電圧を電圧制御発振器に帰還する帰還
回路とを設け、 パルス幅の広い信号で粗い周波数調整を行い、パルス幅
の狭い信号で細かい周波数調整を行うことを特徴とす
る。
［実施例］ 以下、図面を用いて本発明を詳しく説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、第
６図と同一部分には同一符号を付している。第１図にお
いて、１１は積分コンデンサ１２が接続された増幅器で
あり、積分器Ｉを構成している。この積分器Ｉはスイッ
チ１３を介して加えられる電流を積分し、その出力信号
をＶＣＯ３に制御信号として出力する。１４は基準周波
数発振器であり、例えば一定の温度に制御された水晶発
振器を用いる。１５は可変分周器であり、プロセッサ１
６により指定された分周比Ｎに従って基準周波数発振器
１４の出力を分周する。この可変分周器１５の出力信号
Ｓ２は周波数計数のためのゲート信号としてアンドゲー
ト１７に加えられるとともにプロセッサ１６にも加えら
れている。１８はカウンタであり、アンドゲート１７を
通過したＶＣＯ３の出力信号Ｓ１を計数し、その計数値
Ｃを比較器１９に出力する。なお、カウンタ１８と可変
分周器１５には、プロセッサ１６からクリア信号Ｓ３が
加えられている。比較器１９は、プロセッサ１６から設
定される設定信号Ｍと前記カウンタ１８の計数値Ｃとの
大小を比較し、これらの大小関係に応じた３種類の結果
信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３をオアゲート２０および帰還回路
２１に加える。本実施例では、オアゲート２０にはＰ
２，Ｐ３を加え、帰還回路２１にはＰ１，Ｐ３を加えて
いる。オアゲート２０の出力信号Ｓ４はプロセッサ１６
に加えられ、この信号Ｓ４がアクティブとなった時、プ
ロセッサ１６は、ビデオフィルタ９の出力信号（レベル
信号）をデジタルに変換したＡＤ変換器２２の出力Ｓ５
を読み込む。プロセッサ１６からスペクトラム波形に関
する信号がＣＲＴインターフェース２３に送られ、この
ＣＲＴインターフェース２３で変換された信号がＣＲＴ
１０の横軸と縦軸に加えられる。帰還回路２１にはアン
ドゲート１７から出力信号が加えられ、プロセッサ１６
から制御信号が加えられ、比較器１９から信号Ｐ１Ｐ３
が加えられる。この帰還回路２１の出力はスイッチ１３
を介して積分器Ｉに加えられる。この帰還回路２１は、
ＶＣＯ３の出力周波数ｆｖを予め設定される周波数掃引
開始周波数ｆｓにセットするように動作する。また、プ
ロセッサ１６は、設定信号ＤをＤＡ変換器２４に加え、
このＤＡ変換器２４でアナログ信号に変換された設定信
号Ｄはスイッチ１３を介して積分器Ｉに加えられる。
６図と同一部分には同一符号を付している。第１図にお
いて、１１は積分コンデンサ１２が接続された増幅器で
あり、積分器Ｉを構成している。この積分器Ｉはスイッ
チ１３を介して加えられる電流を積分し、その出力信号
をＶＣＯ３に制御信号として出力する。１４は基準周波
数発振器であり、例えば一定の温度に制御された水晶発
振器を用いる。１５は可変分周器であり、プロセッサ１
６により指定された分周比Ｎに従って基準周波数発振器
１４の出力を分周する。この可変分周器１５の出力信号
Ｓ２は周波数計数のためのゲート信号としてアンドゲー
ト１７に加えられるとともにプロセッサ１６にも加えら
れている。１８はカウンタであり、アンドゲート１７を
通過したＶＣＯ３の出力信号Ｓ１を計数し、その計数値
Ｃを比較器１９に出力する。なお、カウンタ１８と可変
分周器１５には、プロセッサ１６からクリア信号Ｓ３が
加えられている。比較器１９は、プロセッサ１６から設
定される設定信号Ｍと前記カウンタ１８の計数値Ｃとの
大小を比較し、これらの大小関係に応じた３種類の結果
信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３をオアゲート２０および帰還回路
２１に加える。本実施例では、オアゲート２０にはＰ
２，Ｐ３を加え、帰還回路２１にはＰ１，Ｐ３を加えて
いる。オアゲート２０の出力信号Ｓ４はプロセッサ１６
に加えられ、この信号Ｓ４がアクティブとなった時、プ
ロセッサ１６は、ビデオフィルタ９の出力信号（レベル
信号）をデジタルに変換したＡＤ変換器２２の出力Ｓ５
を読み込む。プロセッサ１６からスペクトラム波形に関
する信号がＣＲＴインターフェース２３に送られ、この
ＣＲＴインターフェース２３で変換された信号がＣＲＴ
１０の横軸と縦軸に加えられる。帰還回路２１にはアン
ドゲート１７から出力信号が加えられ、プロセッサ１６
から制御信号が加えられ、比較器１９から信号Ｐ１Ｐ３
が加えられる。この帰還回路２１の出力はスイッチ１３
を介して積分器Ｉに加えられる。この帰還回路２１は、
ＶＣＯ３の出力周波数ｆｖを予め設定される周波数掃引
開始周波数ｆｓにセットするように動作する。また、プ
ロセッサ１６は、設定信号ＤをＤＡ変換器２４に加え、
このＤＡ変換器２４でアナログ信号に変換された設定信
号Ｄはスイッチ１３を介して積分器Ｉに加えられる。
第２図は、このような積分器Ｉの動作を示す波形図であ
る。帰還回路２１が動作する時にはスイッチ１３が接点
ａに接続され、積分器Ｉの出力は第２図のａに示すよう
な波形となっている。なお、第２図に付したａ，ｂの記
号は、スイッチが接点ａとｂに接続された時に発生する
波形に対応している。このようにして積分器Ｉから出力
される信号波形はＶＣＯ３に加えられる。
る。帰還回路２１が動作する時にはスイッチ１３が接点
ａに接続され、積分器Ｉの出力は第２図のａに示すよう
な波形となっている。なお、第２図に付したａ，ｂの記
号は、スイッチが接点ａとｂに接続された時に発生する
波形に対応している。このようにして積分器Ｉから出力
される信号波形はＶＣＯ３に加えられる。
第３図は本発明で用いる帰還回路２１の一例を示す回路
図であり、第１図と同一部分には同一符号を付けてい
る。第３図において、２５ａ，ｂはそれぞれアンドゲー
ト１７から加えられるゲートパルスに従って所定のパル
ス幅のパルスを出力するモノマルチ回路であり、第１の
モノマルチ回路２５ａは比較的長いパルス幅（例えば数
100μｓ）を出力し、第２のモノマルチ回路２５ｂは比
較的短いパルス幅（例えば１μｓ）を出力するように構
成されている。これらモノマルチ回路２５ａ，ｂの出力
信号は切換スイッチ２６を介してスイッチ２７，２８を
連動駆動する制御信号として加えられている。２９は正
電圧を出力する正電源であってスイッチ２７を介して切
換スイッチ３１の一方の接点ａに接続され、３０は負電
圧を出力する負電源であってスイッチ２８を介して切換
スイッチ３１の他方の接点ｂに接続されている。ここ
で、切換スイッチ２６はプロセッサ１６により切換駆動
され、スイッチ２７，２８は切換スイッチ２６を介して
加えられるモノマルチ回路２５ａ，ｂの出力信号により
オンオフ駆動され、切換スイッチ３１は比較器１９から
加えられる出力信号Ｐ１，Ｐ３により切換駆動される。
図であり、第１図と同一部分には同一符号を付けてい
る。第３図において、２５ａ，ｂはそれぞれアンドゲー
ト１７から加えられるゲートパルスに従って所定のパル
ス幅のパルスを出力するモノマルチ回路であり、第１の
モノマルチ回路２５ａは比較的長いパルス幅（例えば数
100μｓ）を出力し、第２のモノマルチ回路２５ｂは比
較的短いパルス幅（例えば１μｓ）を出力するように構
成されている。これらモノマルチ回路２５ａ，ｂの出力
信号は切換スイッチ２６を介してスイッチ２７，２８を
連動駆動する制御信号として加えられている。２９は正
電圧を出力する正電源であってスイッチ２７を介して切
換スイッチ３１の一方の接点ａに接続され、３０は負電
圧を出力する負電源であってスイッチ２８を介して切換
スイッチ３１の他方の接点ｂに接続されている。ここ
で、切換スイッチ２６はプロセッサ１６により切換駆動
され、スイッチ２７，２８は切換スイッチ２６を介して
加えられるモノマルチ回路２５ａ，ｂの出力信号により
オンオフ駆動され、切換スイッチ３１は比較器１９から
加えられる出力信号Ｐ１，Ｐ３により切換駆動される。
このように構成された装置全体の動作を説明する。
本発明では、ＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを測定し、その
周波数ｆｖにおける信号のレベルをＡＤ変換器２２を介
して読込むことにより、周波数確度の高いスペクトラム
波形を得るようにしている。
周波数ｆｖにおける信号のレベルをＡＤ変換器２２を介
して読込むことにより、周波数確度の高いスペクトラム
波形を得るようにしている。
ＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを掃引開始周波数ｆｓに設定
するのにあたっては、スイッチ１３を接点ａに接続して
積分器Ｉに帰還回路２１の出力信号を加える。可変分周
器１５はプロセッサ１６で指定された設定値Ｎに従って
基準周波数発振器１４の出力信号を分周し、アンドゲー
ト１７を介してカウンタ１８にゲートパルスＴｋ（Ｓ
２）として出力する。カウンタ１８は、アンドゲート１
７が開いている間、ＶＣＯ３の出力周波数ｆｖを計数す
る。なお、可変分周器１５から出力する信号Ｓ２のパル
ス幅はＶＣＯ３の周波数とカウンタ１８の計数範囲を勘
案して設定する。すなわち、プロセッサ１６から設定し
たパルス幅が広すぎるとその期間ではカンウタ１８がオ
ーバーフローしてしまうし、逆に、パルス幅が狭すぎる
とその期間ではカウンタ１８の計数値が少なくし精度良
く周波数を検出することができなくなる。プロセッサ１
６は、比較器１９に掃引開始周波数ｆｓに対応した設定
値Ｍを出力する。比較器１９はカウンタ１８の計数値Ｃ
と設定値Ｍとの大小比較を行い、Ｃ＜Ｍの場合にはＰ１
を出力し、Ｃ＝Ｍの場合にはＰ２を出力し、Ｃ＞Ｍの場
合にはＰ３を出力する。
するのにあたっては、スイッチ１３を接点ａに接続して
積分器Ｉに帰還回路２１の出力信号を加える。可変分周
器１５はプロセッサ１６で指定された設定値Ｎに従って
基準周波数発振器１４の出力信号を分周し、アンドゲー
ト１７を介してカウンタ１８にゲートパルスＴｋ（Ｓ
２）として出力する。カウンタ１８は、アンドゲート１
７が開いている間、ＶＣＯ３の出力周波数ｆｖを計数す
る。なお、可変分周器１５から出力する信号Ｓ２のパル
ス幅はＶＣＯ３の周波数とカウンタ１８の計数範囲を勘
案して設定する。すなわち、プロセッサ１６から設定し
たパルス幅が広すぎるとその期間ではカンウタ１８がオ
ーバーフローしてしまうし、逆に、パルス幅が狭すぎる
とその期間ではカウンタ１８の計数値が少なくし精度良
く周波数を検出することができなくなる。プロセッサ１
６は、比較器１９に掃引開始周波数ｆｓに対応した設定
値Ｍを出力する。比較器１９はカウンタ１８の計数値Ｃ
と設定値Ｍとの大小比較を行い、Ｃ＜Ｍの場合にはＰ１
を出力し、Ｃ＝Ｍの場合にはＰ２を出力し、Ｃ＞Ｍの場
合にはＰ３を出力する。
第３図において、Ｃ＜Ｍの場合には信号Ｐ１がアクティ
ブになって切換スイッチ３１ａ接点に接続され、積分器
Ｉには正電圧が加えられてＶＣＯ３の発振周波数ｆｖは
増加する。これに対し、Ｃ＞Ｍの場合には信号Ｐ３がア
クティブになって切換スイッチ３１はｂ接点に接続さ
れ、積分器Ｉには負電圧が加えられてＶＣＯ３の発振周
波数ｆｖは減少する。各モノマルチ回路２５ａ，ｂは、
ゲートパルスＳ２の立ち下がりにより、すなわちカウン
タ１８によるＶＣＯ３の周波数ｆｖの１回の測定が終了
することにより駆動トリガがかけられてそれぞれ所定の
パルス幅を出力する。これら長短のパルス幅はプロセッ
サ１６により駆動制御されるスイッチ２６により選択さ
れ、スイッチ２７，２８をオンオフ駆動する。これによ
り、積分器Ｉに加えられる正電圧または負電圧の時間
は、これらモノマルチ回路２５ａ，ｂから出力されるパ
ルス幅に応じて長短制御されることになる。
ブになって切換スイッチ３１ａ接点に接続され、積分器
Ｉには正電圧が加えられてＶＣＯ３の発振周波数ｆｖは
増加する。これに対し、Ｃ＞Ｍの場合には信号Ｐ３がア
クティブになって切換スイッチ３１はｂ接点に接続さ
れ、積分器Ｉには負電圧が加えられてＶＣＯ３の発振周
波数ｆｖは減少する。各モノマルチ回路２５ａ，ｂは、
ゲートパルスＳ２の立ち下がりにより、すなわちカウン
タ１８によるＶＣＯ３の周波数ｆｖの１回の測定が終了
することにより駆動トリガがかけられてそれぞれ所定の
パルス幅を出力する。これら長短のパルス幅はプロセッ
サ１６により駆動制御されるスイッチ２６により選択さ
れ、スイッチ２７，２８をオンオフ駆動する。これによ
り、積分器Ｉに加えられる正電圧または負電圧の時間
は、これらモノマルチ回路２５ａ，ｂから出力されるパ
ルス幅に応じて長短制御されることになる。
スイッチ１３が接点ａに接続された状態でスイッチ２６
がａに接続されることにより、積分器Ｉには長いパルス
幅の時間正または負の電圧が加えられることになり、比
較器１９の出力信号１回あたりの積分器Ｉの電圧変化は
大きくなってＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを掃引開始周波
数ｆｓ近傍に短時間で設定することができる。ところ
が、長いパルス幅のみでは精度よく掃引開始周波数ｆｓ
に設定することは困難であり、目標掃引開始周波数ｆｓ
に対して高抵差が残る。そこで、このような場合には、
スイッチ１３を接点ａに接続した状態でスイッチ２６を
接点ｂに接続する。これにより、積分器Ｉには短いパル
ス幅も時間正または負の電圧が加えられることになり、
比較器１９の出力信号１回あたりの積分器Ｉの電圧変化
は小さくなってＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを目標とする
掃引開始周波数ｆｓに精度よく設定することができる。
がａに接続されることにより、積分器Ｉには長いパルス
幅の時間正または負の電圧が加えられることになり、比
較器１９の出力信号１回あたりの積分器Ｉの電圧変化は
大きくなってＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを掃引開始周波
数ｆｓ近傍に短時間で設定することができる。ところ
が、長いパルス幅のみでは精度よく掃引開始周波数ｆｓ
に設定することは困難であり、目標掃引開始周波数ｆｓ
に対して高抵差が残る。そこで、このような場合には、
スイッチ１３を接点ａに接続した状態でスイッチ２６を
接点ｂに接続する。これにより、積分器Ｉには短いパル
ス幅も時間正または負の電圧が加えられることになり、
比較器１９の出力信号１回あたりの積分器Ｉの電圧変化
は小さくなってＶＣＯ３の発振周波数ｆｖを目標とする
掃引開始周波数ｆｓに精度よく設定することができる。
このように信号Ｐ１とＰ３が交互にかつ頻繁にアクティ
ブとなり、積分器Ｉの出力電圧はほぼ一定値に維持され
る。従って、ＶＣＯ３の周波数ｆｖも掃引開始の周波数
ｆｓに相当する周波数を維持し、次の掃引に備える。
ブとなり、積分器Ｉの出力電圧はほぼ一定値に維持され
る。従って、ＶＣＯ３の周波数ｆｖも掃引開始の周波数
ｆｓに相当する周波数を維持し、次の掃引に備える。
周波数掃引にあたっては、プロセッサ１６はスイッチ１
３を接点ｂ側にする。プロセッサ１６はデジタル信号Ｄ
をＤＡ変換器２４へ加え、これをアナログ信号に変換し
て増幅器１１からなる積分器に加えると、第２図の期間
ｂに示すようなランプ波形が得られる。なお、ＤＡ変換
器２４の出力を変化させることにより第２図の期間ｂに
おけるランプ電圧の傾斜が変化し、掃引スピードが変化
する。ＶＣＯ３はこのランプ波形の電圧に従ってその出
力周波数ｆｖを変化させる。
３を接点ｂ側にする。プロセッサ１６はデジタル信号Ｄ
をＤＡ変換器２４へ加え、これをアナログ信号に変換し
て増幅器１１からなる積分器に加えると、第２図の期間
ｂに示すようなランプ波形が得られる。なお、ＤＡ変換
器２４の出力を変化させることにより第２図の期間ｂに
おけるランプ電圧の傾斜が変化し、掃引スピードが変化
する。ＶＣＯ３はこのランプ波形の電圧に従ってその出
力周波数ｆｖを変化させる。
周波数ｆａにおけるレベル信号の取り込みにあたって
は、プロセッサ１６は周波数ｆａの信号をカウンタ１８
でＴｋの期間計数した時の値を予め算出し、その算出値
を設定信号Ｍａとして比較器１９に設定する。ここで、
Ｃ＜Ｍａなら信号Ｐ２，Ｐ３はノンアクティブであるか
ら、プロセッサ１６はクリア信号Ｓ３を出力してカウン
タ１８と可変分周器１５の内容をクリアする。そして可
変分周器１５からパルス幅Ｔｋの信号が再度アンドゲー
ト１７に加えられ、Ｃ＝Ｍａ，又はＣ＞Ｍａとなるまで
以上の動作を繰り返す。Ｃ＝Ｍａ，又はＣ＞Ｍａとなる
と、信号Ｐ２，Ｐ３はアクティブとなることからオアゲ
ート２０を介してプロセッサ１６はその旨を知り、同時
にＡＤ変換器２２の出力データ（例えばＶａ）を読み込
む。従って、レベル信号Ｖａの周波数はｆａであり、プ
ロセッサ１６は周波数ｆａとレベル信号Ｖａを表わす信
号をＣＲＴインターフェース２３に送る。これにより、
ＣＲＴ１０には、第８図の（ｆａ，Ｖａ）の点が表示さ
れることになる。
は、プロセッサ１６は周波数ｆａの信号をカウンタ１８
でＴｋの期間計数した時の値を予め算出し、その算出値
を設定信号Ｍａとして比較器１９に設定する。ここで、
Ｃ＜Ｍａなら信号Ｐ２，Ｐ３はノンアクティブであるか
ら、プロセッサ１６はクリア信号Ｓ３を出力してカウン
タ１８と可変分周器１５の内容をクリアする。そして可
変分周器１５からパルス幅Ｔｋの信号が再度アンドゲー
ト１７に加えられ、Ｃ＝Ｍａ，又はＣ＞Ｍａとなるまで
以上の動作を繰り返す。Ｃ＝Ｍａ，又はＣ＞Ｍａとなる
と、信号Ｐ２，Ｐ３はアクティブとなることからオアゲ
ート２０を介してプロセッサ１６はその旨を知り、同時
にＡＤ変換器２２の出力データ（例えばＶａ）を読み込
む。従って、レベル信号Ｖａの周波数はｆａであり、プ
ロセッサ１６は周波数ｆａとレベル信号Ｖａを表わす信
号をＣＲＴインターフェース２３に送る。これにより、
ＣＲＴ１０には、第８図の（ｆａ，Ｖａ）の点が表示さ
れることになる。
次にプロセッサ１６は、レベル信号を取り込むべき周波
数ｆｂに該当する新たなデータＭｂを比較器１９にセッ
トするとともにクリア信号Ｓ３をカウンタ１８と可変分
周器１５に加え、上述した動作を繰返して周波数ｆｂを
比較器１９で検出した時のレベル信号Ｖｂを読み込む。
数ｆｂに該当する新たなデータＭｂを比較器１９にセッ
トするとともにクリア信号Ｓ３をカウンタ１８と可変分
周器１５に加え、上述した動作を繰返して周波数ｆｂを
比較器１９で検出した時のレベル信号Ｖｂを読み込む。
その後、第８図のようにｆｃ，…と次々と所定の回数上
述の動作を繰返し、第８図に示すスペクトル波形の１掃
引分を走査する。以上の走査期間は第２図の期間ｂに相
当する。
述の動作を繰返し、第８図に示すスペクトル波形の１掃
引分を走査する。以上の走査期間は第２図の期間ｂに相
当する。
なおレベル信号を取り込むべき周波数（第８図ではｆ
ａ，ｆｂ，ｆｃ，…）は、通常、ある周波数ｆΔ間隔で
あるため、Ｍの値はある数ｍを順次加算するようにして
も良い。
ａ，ｆｂ，ｆｃ，…）は、通常、ある周波数ｆΔ間隔で
あるため、Ｍの値はある数ｍを順次加算するようにして
も良い。
以上のようにして、第８図に示すようなスペクトラム波
形がＣＲＴ１０に表示される。
形がＣＲＴ１０に表示される。
なお、第１図において比較器１９の機能をプロセッサ１
６の中に取り込み、プロセッサ１６にカウンタ１８の出
力Ｃを導入し、プロセッサ１６から信号Ｐ１〜Ｐ３を出
力するようにしても上述と同様な動作を行うことができ
ることは明らかである。
６の中に取り込み、プロセッサ１６にカウンタ１８の出
力Ｃを導入し、プロセッサ１６から信号Ｐ１〜Ｐ３を出
力するようにしても上述と同様な動作を行うことができ
ることは明らかである。
また、上記の説明では、周波数−レベル信号の１データ
が得られたらＣＲＴインターフェース２３を介してＣＲ
Ｔ１０へ逐次その表示を行うとして説明したが、周波数
−レベル信号のデータを１スイープ分まとめてメモリ手
段（図示せず）に一旦格納し、１スイープ分が完了して
から、スペクトラム波形をＣＲＴ１０へ表示するように
しても良い。
が得られたらＣＲＴインターフェース２３を介してＣＲ
Ｔ１０へ逐次その表示を行うとして説明したが、周波数
−レベル信号のデータを１スイープ分まとめてメモリ手
段（図示せず）に一旦格納し、１スイープ分が完了して
から、スペクトラム波形をＣＲＴ１０へ表示するように
しても良い。
また、ＶＣＯ３の出力周波数が高く、カウンタ１８で直
接に計数できない場合には、ＶＣＯ３の出力を別の周波
数ｆ０とミキシングして、低い周波数に変換し、それを
アンドゲート１７を介してカウンタ１８に印加すればよ
い。
接に計数できない場合には、ＶＣＯ３の出力を別の周波
数ｆ０とミキシングして、低い周波数に変換し、それを
アンドゲート１７を介してカウンタ１８に印加すればよ
い。
また、第３図の例では帰還回路２１に２個のモノマルチ
回路２５ａ，ｂを設けて長短２個のパルス幅を得る例を
示したが、第４図に示すように３個以上のモノマルチ回
路２５ａ〜２５ｎを設けて３個以上のパルス幅が得られ
るようにしてもよく、さらに、第５図に示すように正電
源２９および負電源３０も複数設けてパルス幅とともに
電圧も選択するようにしてもよい。これらの構成によれ
ば、第３図の構成よりもさらに高精度で短時間にＶＣＯ
３の発振周波数ｆｖを所定の掃引開始周波数ｆｓに設定
することができる。
回路２５ａ，ｂを設けて長短２個のパルス幅を得る例を
示したが、第４図に示すように３個以上のモノマルチ回
路２５ａ〜２５ｎを設けて３個以上のパルス幅が得られ
るようにしてもよく、さらに、第５図に示すように正電
源２９および負電源３０も複数設けてパルス幅とともに
電圧も選択するようにしてもよい。これらの構成によれ
ば、第３図の構成よりもさらに高精度で短時間にＶＣＯ
３の発振周波数ｆｖを所定の掃引開始周波数ｆｓに設定
することができる。
また、表示器はＣＲＴに限るものではなく、液晶やＥＬ
などのその他の表示器であってもよい。
などのその他の表示器であってもよい。
［本発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、ＶＣＯの出力周波
数を監視し、この監視した値がレベル信号を取り込むべ
き周波数の値を横切った時にレベル信号を読取るように
しているので、周波数確度が高いスペクトラムアナライ
ザを実現することができる。
数を監視し、この監視した値がレベル信号を取り込むべ
き周波数の値を横切った時にレベル信号を読取るように
しているので、周波数確度が高いスペクトラムアナライ
ザを実現することができる。
さらに、長短２種類のパルス幅の制御信号をＶＣＯに帰
還させているので、精度よく短時間でＶＣＯを掃引開始
周波数に設定することができる。
還させているので、精度よく短時間でＶＣＯを掃引開始
周波数に設定することができる。
また、非掃引時にはＶＣＯの発振周波数を掃引開始周波
数にロックしているので、次の掃引が直ちに行える。
数にロックしているので、次の掃引が直ちに行える。
第１図は本発明に係るスペクトラムアナライザの構成例
を示した図、第２図は第１図装置のＶＣＯに加えられる
電圧波形を示した図、第３図は第１図の装置における帰
還回路の具体例図、第４図および第５図はそれぞれ第１
図の装置における帰還回路の他の具体例図、第６図は従
来のスペクトラムアナライザの構成例を示した図、第７
図は鋸歯状波を示した図、第８図はＣＲＴに表示される
スペクトラム波形の例を示した図である。 １……ローパスフィルタ、２……ミキサ、３……ＶＣＯ
（電圧制御発振器）、４……ＢＰＦ増幅器、１０……Ｃ
ＲＴ、１４……基準周波数発振器、１５……可変分周
器、１６……プロセッサ、１８……カウンタ、１９……
比較器、２１……帰還回路、２５……モノマルチ回路、
２６，２７，２８……スイッチ、２９……正電源、３０
……負電源、Ｉ……積分器。
を示した図、第２図は第１図装置のＶＣＯに加えられる
電圧波形を示した図、第３図は第１図の装置における帰
還回路の具体例図、第４図および第５図はそれぞれ第１
図の装置における帰還回路の他の具体例図、第６図は従
来のスペクトラムアナライザの構成例を示した図、第７
図は鋸歯状波を示した図、第８図はＣＲＴに表示される
スペクトラム波形の例を示した図である。 １……ローパスフィルタ、２……ミキサ、３……ＶＣＯ
（電圧制御発振器）、４……ＢＰＦ増幅器、１０……Ｃ
ＲＴ、１４……基準周波数発振器、１５……可変分周
器、１６……プロセッサ、１８……カウンタ、１９……
比較器、２１……帰還回路、２５……モノマルチ回路、
２６，２７，２８……スイッチ、２９……正電源、３０
……負電源、Ｉ……積分器。
Claims (1)
- 【請求項１】電圧制御発振器の出力信号により周波数掃
引を行って表示部に入力信号の周波数スペクトラム波形
を表示するスペクトラムアナライザにおいて、 電圧制御発振器の発振周波数を計数するカウンタと、 このカウンタの計数値と予め設定された掃引開始周波数
の設定値とを比較する比較器と、 この比較器の比較結果に従って発振周波数を予め設定さ
れた掃引開始周波数に調整するように所定の極性を有し
複数のパルス幅から選択された所定のパルス幅を有する
信号に基づく制御電圧を電圧制御発振器に帰還する帰還
回路とを設け、 パルス幅の広い信号で粗い周波数調整を行い、パルス幅
の狭い信号で細かい周波数調整を行うことを特徴とする
スペクトラムアナライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192159A JPH0619392B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62192159A JPH0619392B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6435386A JPS6435386A (en) | 1989-02-06 |
| JPH0619392B2 true JPH0619392B2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=16286674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62192159A Expired - Lifetime JPH0619392B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0619392B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6044479B2 (ja) | 2013-07-18 | 2016-12-14 | 株式会社アドヴィックス | 防振構造体 |
| CN113341225B (zh) * | 2021-08-06 | 2021-11-12 | 北京嘉普之光科技有限公司 | 一种全景频率高速扫描方法及装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52135040U (ja) * | 1976-04-08 | 1977-10-14 |
-
1987
- 1987-07-31 JP JP62192159A patent/JPH0619392B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6435386A (en) | 1989-02-06 |
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