JPH06189529A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPH06189529A JPH06189529A JP33646392A JP33646392A JPH06189529A JP H06189529 A JPH06189529 A JP H06189529A JP 33646392 A JP33646392 A JP 33646392A JP 33646392 A JP33646392 A JP 33646392A JP H06189529 A JPH06189529 A JP H06189529A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】小型な低圧直流電源を駆動電源としてｎ形トラ
ンジスタスイッチを駆動できる駆動回路を備えた降圧チ
ョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを得る。 【構成】主直流電源１と、負荷１０との間に直列接続さ
れた主トランジスタスイッチ１２およびリアクトル３
と、平滑コンデンサ４と、帰還ダイオ−ド５とを含む降
圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、主トランジスタス
イッチがＮ形トランジスタスイッチからなり、その制御
端子側に開閉指令によりオンオフ制御される制御用トラ
ンジスタスイッチ１３と、帰還ダイオ−ドに並列接続さ
れ制御用トランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧を
Ｎ形トランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動電
圧発生回路２０とを備える。
ンジスタスイッチを駆動できる駆動回路を備えた降圧チ
ョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを得る。 【構成】主直流電源１と、負荷１０との間に直列接続さ
れた主トランジスタスイッチ１２およびリアクトル３
と、平滑コンデンサ４と、帰還ダイオ−ド５とを含む降
圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、主トランジスタス
イッチがＮ形トランジスタスイッチからなり、その制御
端子側に開閉指令によりオンオフ制御される制御用トラ
ンジスタスイッチ１３と、帰還ダイオ−ドに並列接続さ
れ制御用トランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧を
Ｎ形トランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動電
圧発生回路２０とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、変動しうる直流電源
から定電圧直流電圧を得る降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ、ことに大容量のＤＣ−ＤＣコンバ−タにおけ
る主トランジスタスイッチの駆動回路に関する。
から定電圧直流電圧を得る降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ、ことに大容量のＤＣ−ＤＣコンバ−タにおけ
る主トランジスタスイッチの駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ
−タの従来の主回路を示す接続図であり、主直流電源１
の陽極側と負荷１０との間には、主トランジスタスイッ
チ２およびリアクトル３が直列に接続され、負荷１０に
は平滑コンデンサ４が並列接続されるとともに、主トラ
ンジスタスイッチ２およびリアクトル３の接続点と主直
流電源１の陰極との間には帰還ダイオ−ド５が接続され
ることにより降圧チョッパ−形ＤＣ−ＤＣコンバ−タの
主回路が構成される。また、主トランジスタスイッチ２
は制御回路６からの開閉指令６ｓによりそのオン時間と
オフ時間とが時比率制御され、負荷電流Ｉl の変化に対
応して多少変動する主直流電源１の電圧Ｖ1 が、これよ
り低い電圧に定電圧制御された直流電圧Ｖo に変換さ
れ、負荷１０の端子電圧Ｖo として安定化される。
−タの従来の主回路を示す接続図であり、主直流電源１
の陽極側と負荷１０との間には、主トランジスタスイッ
チ２およびリアクトル３が直列に接続され、負荷１０に
は平滑コンデンサ４が並列接続されるとともに、主トラ
ンジスタスイッチ２およびリアクトル３の接続点と主直
流電源１の陰極との間には帰還ダイオ−ド５が接続され
ることにより降圧チョッパ−形ＤＣ−ＤＣコンバ−タの
主回路が構成される。また、主トランジスタスイッチ２
は制御回路６からの開閉指令６ｓによりそのオン時間と
オフ時間とが時比率制御され、負荷電流Ｉl の変化に対
応して多少変動する主直流電源１の電圧Ｖ1 が、これよ
り低い電圧に定電圧制御された直流電圧Ｖo に変換さ
れ、負荷１０の端子電圧Ｖo として安定化される。
【０００３】図４は従来の降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タにおける電圧制御状態を示すタイムチャ−トで
あり、オン指令６Ｓにより主トランジスタスイッチ２が
オンすると、Ａ点電圧（帰還ダイオ−ド５の端子電圧）
ＶF はほぼ主直流電源電圧Ｖ1 にまで上昇し、微分動作
するリアクトル４を介して負荷１０に負荷電流Ｉl を供
給する。またオフ指令により主トランジスタスイッチ２
がオフすると、リアクトル４の蓄積エネルギ−が負荷１
０，帰還ダイオ−ド５を介して放電して負荷電流Ｉl の
供給を持続する。この際、Ａ点の電圧は帰還ダイオ−ド
内の電圧降下に相応して零より低い−Ｖf にまで低下す
る。また、Ｂ点の平均電圧Ｖo およびその脈動幅ΔＶ
は、制御回路６が予め設定される基準電圧に基づいて主
トランジスタスイッチ２を時比率制御することにより許
容レベルに保持されるとともに、平滑コンデンサ４の積
分動作により安定化される。
ンバ−タにおける電圧制御状態を示すタイムチャ−トで
あり、オン指令６Ｓにより主トランジスタスイッチ２が
オンすると、Ａ点電圧（帰還ダイオ−ド５の端子電圧）
ＶF はほぼ主直流電源電圧Ｖ1 にまで上昇し、微分動作
するリアクトル４を介して負荷１０に負荷電流Ｉl を供
給する。またオフ指令により主トランジスタスイッチ２
がオフすると、リアクトル４の蓄積エネルギ−が負荷１
０，帰還ダイオ−ド５を介して放電して負荷電流Ｉl の
供給を持続する。この際、Ａ点の電圧は帰還ダイオ−ド
内の電圧降下に相応して零より低い−Ｖf にまで低下す
る。また、Ｂ点の平均電圧Ｖo およびその脈動幅ΔＶ
は、制御回路６が予め設定される基準電圧に基づいて主
トランジスタスイッチ２を時比率制御することにより許
容レベルに保持されるとともに、平滑コンデンサ４の積
分動作により安定化される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
たＤＣ−ＤＣコンバ−タは、主トランジスタスイッチ２
のスイッチング周波数を高くすることにより、リアクト
ル３や平滑コンデンサ４を小型化できるため、主トラン
ジスタスイッチ２には高周波スイッチング特性に優れた
絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）また
はバイポ−ラ形トランジスタが用いられている。また、
ゲ−ト・ソ−ス間，またはベ−ス・エミッタ間を主直流
電源電圧Ｖ1 より低い逆バイアス状態で駆動できるｐチ
ャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（Ｐ−ＭＯＳＦ
ＥＴ），ｐｎｐ接合バイポ−ラ形トランジスタ等のｐ形
トランジスタスイッチを用いて駆動用の別電源を省略
し、ＤＣ−ＤＣコンバ−タを一層小型化する対策が一般
に採用されている。
たＤＣ−ＤＣコンバ−タは、主トランジスタスイッチ２
のスイッチング周波数を高くすることにより、リアクト
ル３や平滑コンデンサ４を小型化できるため、主トラン
ジスタスイッチ２には高周波スイッチング特性に優れた
絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）また
はバイポ−ラ形トランジスタが用いられている。また、
ゲ−ト・ソ−ス間，またはベ−ス・エミッタ間を主直流
電源電圧Ｖ1 より低い逆バイアス状態で駆動できるｐチ
ャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（Ｐ−ＭＯＳＦ
ＥＴ），ｐｎｐ接合バイポ−ラ形トランジスタ等のｐ形
トランジスタスイッチを用いて駆動用の別電源を省略
し、ＤＣ−ＤＣコンバ−タを一層小型化する対策が一般
に採用されている。
【０００５】しかしながら、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ，ｐｎｐ
接合バイポ−ラ形トランジスタ等のｐ形トランジスタス
イッチは、ｎチャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ
（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ），ｎｐｎ接合バイポ−ラ形トラン
ジスタ等のｎ形トランジスタスイッチに比べて素子抵抗
がやや高く、通流時の電圧降下および発生損失が大き
く、且つ素子抵抗を下げるためには電極面積を広げる必
要があるため、素子の大型化を招くという問題がある。
また、主直流電源を駆動電源に共用できる反面、負荷電
流の変化に対応して変動する主直流電源電圧の影響を直
接受けて素子のスイッチング特性が変化し易く、制御の
安定性が低下するという問題も発生する。これに対し
て、上記ｎ形トランジスタスイッチは素子抵抗が低く、
通流時の電圧降下および発生損失を低減できるととも
に、小型かつ安価で大容量の素子を得やすいという利点
を有する。ところが、ｎ形トランジスタスイッチを駆動
またはオン状態に維持するためには主直流電源電圧Ｖ1
より高い順方向バイアス電圧を必要とし、この順方向バ
イアス電圧を発生するバイアス電源が別電源として必要
となるため、ＤＣ−ＤＣコンバ−タの大型化を招くとい
う問題があり、その実用化が阻まれている。
接合バイポ−ラ形トランジスタ等のｐ形トランジスタス
イッチは、ｎチャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ
（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ），ｎｐｎ接合バイポ−ラ形トラン
ジスタ等のｎ形トランジスタスイッチに比べて素子抵抗
がやや高く、通流時の電圧降下および発生損失が大き
く、且つ素子抵抗を下げるためには電極面積を広げる必
要があるため、素子の大型化を招くという問題がある。
また、主直流電源を駆動電源に共用できる反面、負荷電
流の変化に対応して変動する主直流電源電圧の影響を直
接受けて素子のスイッチング特性が変化し易く、制御の
安定性が低下するという問題も発生する。これに対し
て、上記ｎ形トランジスタスイッチは素子抵抗が低く、
通流時の電圧降下および発生損失を低減できるととも
に、小型かつ安価で大容量の素子を得やすいという利点
を有する。ところが、ｎ形トランジスタスイッチを駆動
またはオン状態に維持するためには主直流電源電圧Ｖ1
より高い順方向バイアス電圧を必要とし、この順方向バ
イアス電圧を発生するバイアス電源が別電源として必要
となるため、ＤＣ−ＤＣコンバ−タの大型化を招くとい
う問題があり、その実用化が阻まれている。
【０００６】この発明の目的は、小型な低圧直流電源を
駆動電源としてｎ形トランジスタスイッチを駆動できる
駆動回路を備えた降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を得ることにある。
駆動電源としてｎ形トランジスタスイッチを駆動できる
駆動回路を備えた降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を得ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明によれば、主直流電源の陽極側と負荷との
間に直列接続された主トランジスタスイッチおよびリア
クトルと、前記負荷回路に並列接続された平滑コンデン
サと、この平滑コンデンサに前記リアクトルを介して並
列接続された帰還ダイオ−ドとを含む降圧形チョッパ−
回路からなり、制御回路からの開閉指令により前記主ト
ランジスタスイッチを時比率制御することにより定電圧
制御された直流電圧を負荷に供給するものにおいて、Ｎ
形トランジスタスイッチからなる主トランジスタスイッ
チと、その制御端子側に出力端子が接続され前記開閉指
令によりオンオフ制御される制御用トランジスタスイッ
チと、前記帰還ダイオ−ドに並列接続され前記制御用ト
ランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧を前記Ｎ形ト
ランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動電圧発生
回路とを備えてなるものとする。
に、この発明によれば、主直流電源の陽極側と負荷との
間に直列接続された主トランジスタスイッチおよびリア
クトルと、前記負荷回路に並列接続された平滑コンデン
サと、この平滑コンデンサに前記リアクトルを介して並
列接続された帰還ダイオ−ドとを含む降圧形チョッパ−
回路からなり、制御回路からの開閉指令により前記主ト
ランジスタスイッチを時比率制御することにより定電圧
制御された直流電圧を負荷に供給するものにおいて、Ｎ
形トランジスタスイッチからなる主トランジスタスイッ
チと、その制御端子側に出力端子が接続され前記開閉指
令によりオンオフ制御される制御用トランジスタスイッ
チと、前記帰還ダイオ−ドに並列接続され前記制御用ト
ランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧を前記Ｎ形ト
ランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動電圧発生
回路とを備えてなるものとする。
【０００８】また、駆動電圧発生回路が、陰極が主直流
電源の陰極に接続された低圧直流電源と、逆流阻止ダイ
オ−ドと、バイアスコンデンサとの直列回路からなり、
逆流阻止ダイオ−ドのカソ−ド側を制御用トランジスタ
スイッチの入力側主端子に接続してなるものとする。さ
らに、Ｎ形トランジスタスイッチがｎチャネル絶縁ゲ−
ト電界効果トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）であり、
そのドレ−ン端子を主直流電源に，ソ−ス端子をリアク
トルにそれぞれ接続するとともに、そのゲ−ト端子に制
御用トランジスタスイッチの出力側主端子を接続してな
るものとする。
電源の陰極に接続された低圧直流電源と、逆流阻止ダイ
オ−ドと、バイアスコンデンサとの直列回路からなり、
逆流阻止ダイオ−ドのカソ−ド側を制御用トランジスタ
スイッチの入力側主端子に接続してなるものとする。さ
らに、Ｎ形トランジスタスイッチがｎチャネル絶縁ゲ−
ト電界効果トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）であり、
そのドレ−ン端子を主直流電源に，ソ−ス端子をリアク
トルにそれぞれ接続するとともに、そのゲ−ト端子に制
御用トランジスタスイッチの出力側主端子を接続してな
るものとする。
【０００９】さらにまた、Ｎ形トランジスタスイッチが
ｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジスタ、または絶縁ゲ−
トバイポ−ラ形トランジスタ（ＩＧＢＴ）であるものと
する。一方、低電圧直流電源の出力電圧が数Ｖから十数
Ｖの範囲内にあるものとする。
ｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジスタ、または絶縁ゲ−
トバイポ−ラ形トランジスタ（ＩＧＢＴ）であるものと
する。一方、低電圧直流電源の出力電圧が数Ｖから十数
Ｖの範囲内にあるものとする。
【００１０】
【作用】この発明において、主トランジスタスイッチを
Ｎ形トランジスタスイッチとし、その制御端子側に出力
端子が接続され開閉指令によりオンオフ制御される制御
用トランジスタスイッチと、帰還ダイオ−ドに並列接続
され制御用トランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧
をＮ形トランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動
電圧発生回路、例えば陰極が主直流電源の陰極に接続さ
れた低圧直流電源と、逆流阻止ダイオ−ドと、バイアス
コンデンサとの直列回路とを設け、逆流阻止ダイオ−ド
のカソ−ド側を制御用トランジスタスイッチの入力側主
端子に接続するよう構成したことにより、オフ指令によ
り制御用トランジスタスイッチおよび主トランジスタス
イッチがオフ状態になる期間中、主トランジスタスイッ
チの出力側（Ａ点）の電位が−Ｖf に低下することを利
用してバイアスコンデンサを低圧直流電源電圧Ｖ2 に充
電する。この充電電圧Ｖ2 はオン指令により制御用トラ
ンジスタスイッチがオンした時点で主トランジスタスイ
ッチの制御端子に順方向バイアス電圧として印加されて
主トランジスタスイッチをオンさせるとともに、主トラ
ンジスタスイッチが導通すると同時に主直流電源電圧Ｖ
1 よりＶ2 だけ高い駆動電圧を供給してＮ形トランジス
タスイッチを導通状態に維持するよう作用する。従っ
て、主直流電源電圧Ｖ1 よりＶ2 だけ高い順方向バイア
ス電圧を必要とするため従来使用できなかったＮ形トラ
ンジスタスイッチを主トランジスタスイッチに用い、低
損失かつ小型で大容量化が容易な降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バ−タを構成することができる。
Ｎ形トランジスタスイッチとし、その制御端子側に出力
端子が接続され開閉指令によりオンオフ制御される制御
用トランジスタスイッチと、帰還ダイオ−ドに並列接続
され制御用トランジスタスイッチがオン期間中駆動電圧
をＮ形トランジスタスイッチの制御端子に供給する駆動
電圧発生回路、例えば陰極が主直流電源の陰極に接続さ
れた低圧直流電源と、逆流阻止ダイオ−ドと、バイアス
コンデンサとの直列回路とを設け、逆流阻止ダイオ−ド
のカソ−ド側を制御用トランジスタスイッチの入力側主
端子に接続するよう構成したことにより、オフ指令によ
り制御用トランジスタスイッチおよび主トランジスタス
イッチがオフ状態になる期間中、主トランジスタスイッ
チの出力側（Ａ点）の電位が−Ｖf に低下することを利
用してバイアスコンデンサを低圧直流電源電圧Ｖ2 に充
電する。この充電電圧Ｖ2 はオン指令により制御用トラ
ンジスタスイッチがオンした時点で主トランジスタスイ
ッチの制御端子に順方向バイアス電圧として印加されて
主トランジスタスイッチをオンさせるとともに、主トラ
ンジスタスイッチが導通すると同時に主直流電源電圧Ｖ
1 よりＶ2 だけ高い駆動電圧を供給してＮ形トランジス
タスイッチを導通状態に維持するよう作用する。従っ
て、主直流電源電圧Ｖ1 よりＶ2 だけ高い順方向バイア
ス電圧を必要とするため従来使用できなかったＮ形トラ
ンジスタスイッチを主トランジスタスイッチに用い、低
損失かつ小型で大容量化が容易な降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バ−タを構成することができる。
【００１１】また、Ｎ形トランジスタスイッチとして
は、ｎチャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（Ｎ−
ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲ−トバイポ−ラ形トランジスタ
（ＩＧＢＴ）、またはｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジ
スタを使用することができ、それぞれ同種のＰ形トラン
ジスタスイッチに比べてオン抵抗が低く低損失かつ小型
で、大容量化する場合素子の選択を容易化する機能が得
られる。
は、ｎチャネル絶縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（Ｎ−
ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲ−トバイポ−ラ形トランジスタ
（ＩＧＢＴ）、またはｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジ
スタを使用することができ、それぞれ同種のＰ形トラン
ジスタスイッチに比べてオン抵抗が低く低損失かつ小型
で、大容量化する場合素子の選択を容易化する機能が得
られる。
【００１２】さらに、低電圧直流電源の出力電圧は数Ｖ
から十数Ｖの範囲内で済むので、別電源を用いることに
よる装置の大型化を最小限度に抑制する機能が得られ
る。
から十数Ｖの範囲内で済むので、別電源を用いることに
よる装置の大型化を最小限度に抑制する機能が得られ
る。
【００１３】
【実施例】以下、この発明を実施例に基づいて説明す
る。図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−
タを示す接続図であり、従来技術と同じ構成部分には同
一参照符号を付すことにより、重複した説明を省略す
る。図において、主直流電源１と、その陽極側と負荷と
の間に直列接続された主トランジスタスイッチ１２およ
びリアクトル３と、負荷回路に並列接続された平滑コン
デンサ４と、この平滑コンデンサにリアクトル３を介し
て並列接続された帰還ダイオ−ド５とを含む降圧形チョ
ッパ−回路は、その主トランジスタスイッチ１２がＮ−
ＭＯＳＦＥＴで構成され、制御端子としてのゲ−トＧに
は制御回路６が出力する開閉指令６Ｓによりオンオフ制
御される制御用トランジスタスイッチ（例えば制御用Ｐ
−ＭＯＳＦＥＴ）１３のソ−スが接続される。
る。図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−
タを示す接続図であり、従来技術と同じ構成部分には同
一参照符号を付すことにより、重複した説明を省略す
る。図において、主直流電源１と、その陽極側と負荷と
の間に直列接続された主トランジスタスイッチ１２およ
びリアクトル３と、負荷回路に並列接続された平滑コン
デンサ４と、この平滑コンデンサにリアクトル３を介し
て並列接続された帰還ダイオ−ド５とを含む降圧形チョ
ッパ−回路は、その主トランジスタスイッチ１２がＮ−
ＭＯＳＦＥＴで構成され、制御端子としてのゲ−トＧに
は制御回路６が出力する開閉指令６Ｓによりオンオフ制
御される制御用トランジスタスイッチ（例えば制御用Ｐ
−ＭＯＳＦＥＴ）１３のソ−スが接続される。
【００１４】一方、駆動電圧発生回路２０は陰極が主直
流電源１の陰極に接続された低圧直流電源１１と、逆流
阻止ダイオ−ド１５と、バイアスコンデンサ１４との直
列回路からなり、帰還ダイオ−ド５に並列接続されると
ともに、逆流阻止ダイオ−ド１５のカソ−ド側が制御用
トランジスタスイッチ１３のドレ−ン端子に接続され
る。なお、低圧直流電源電圧Ｖ2 は５Ｖ〜１２Ｖの範囲
に設定される。
流電源１の陰極に接続された低圧直流電源１１と、逆流
阻止ダイオ−ド１５と、バイアスコンデンサ１４との直
列回路からなり、帰還ダイオ−ド５に並列接続されると
ともに、逆流阻止ダイオ−ド１５のカソ−ド側が制御用
トランジスタスイッチ１３のドレ−ン端子に接続され
る。なお、低圧直流電源電圧Ｖ2 は５Ｖ〜１２Ｖの範囲
に設定される。
【００１５】図２は実施例における各部の電圧制御状態
を示すタイムチャ−トであり、制御回路６からの開閉指
令６Ｓが制御用トランジスタスイッチ１３のオフを指令
し、主トランジスタスイッチ１２がオフ状態にある期間
中、リアクトル４の蓄積エネルギ−が負荷１０，帰還ダ
イオ−ド５を介して放電して負荷電流Ｉl の供給を持続
することにより、主トランジスタスイッチの出力側（Ａ
点）の対地電位は帰還ダイオ−ドの順方向電位降下Ｖf
だけ零電位より低い負電位となる。この時低圧直流電源
１１から逆阻止ダイオ−ド１５を介してバイアスコンデ
ンサ１４に充電電流Ｉc が流れ、バイアスコンデンサ１
４は低圧直流電源電圧Ｖ2 に充電される。
を示すタイムチャ−トであり、制御回路６からの開閉指
令６Ｓが制御用トランジスタスイッチ１３のオフを指令
し、主トランジスタスイッチ１２がオフ状態にある期間
中、リアクトル４の蓄積エネルギ−が負荷１０，帰還ダ
イオ−ド５を介して放電して負荷電流Ｉl の供給を持続
することにより、主トランジスタスイッチの出力側（Ａ
点）の対地電位は帰還ダイオ−ドの順方向電位降下Ｖf
だけ零電位より低い負電位となる。この時低圧直流電源
１１から逆阻止ダイオ−ド１５を介してバイアスコンデ
ンサ１４に充電電流Ｉc が流れ、バイアスコンデンサ１
４は低圧直流電源電圧Ｖ2 に充電される。
【００１６】次に、開閉指令６Ｓが制御用トランジスタ
スイッチ１３のオンを指令すると、バイアスコンデンサ
１４の充電電圧Ｖ2 が制御用トランジスタスイッチ１３
を介してＮ−ＭＯＳＦＥＴ１２のＧ−Ｓ間に順方向のバ
イアス電圧として印加され、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１２が導
通する。この時、帰還ダイオ−ド５が遮断状態となって
Ａ点の対地電位はＶ1 に上昇するが、これと同時に逆阻
止ダイオ−ド１５が遮断状態となってＣ点の電位もＶ1
＋Ｖ2 に上昇し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１２のＧ−Ｓ間には
Ａ点の電位よりＶ2 だけ高い順方向のバイアス電圧が印
加され、主直流電源１からリアクトル３を介して負荷電
流Ｉl が供給される。その結果、Ｂ点の平均電圧Ｖo お
よびその脈動幅ΔＶは、制御回路６が予め設定される基
準電圧に基づいて制御用トランジスタスイッチ１３を時
比率制御することにより許容レベルに保持されるととも
に、平滑コンデンサ４の積分動作により安定化される。
また、バイアスコンデンサ１４の充電電圧Ｖ2 はＮ−Ｍ
ＯＳＦＥＴ１２が導通期間中に流れる駆動電流により僅
かに低下するが、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間
抵抗は極めて高く、その低下は極めて僅かであり、主直
流電源１の電圧変動に関わりなく出力電圧ＶO を定電圧
制御する機能が得られる。なお、バイアスコンデンサ１
４の容量はその充電電圧の変動を許容範囲に納めるに好
適な値に設定される。
スイッチ１３のオンを指令すると、バイアスコンデンサ
１４の充電電圧Ｖ2 が制御用トランジスタスイッチ１３
を介してＮ−ＭＯＳＦＥＴ１２のＧ−Ｓ間に順方向のバ
イアス電圧として印加され、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１２が導
通する。この時、帰還ダイオ−ド５が遮断状態となって
Ａ点の対地電位はＶ1 に上昇するが、これと同時に逆阻
止ダイオ−ド１５が遮断状態となってＣ点の電位もＶ1
＋Ｖ2 に上昇し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１２のＧ−Ｓ間には
Ａ点の電位よりＶ2 だけ高い順方向のバイアス電圧が印
加され、主直流電源１からリアクトル３を介して負荷電
流Ｉl が供給される。その結果、Ｂ点の平均電圧Ｖo お
よびその脈動幅ΔＶは、制御回路６が予め設定される基
準電圧に基づいて制御用トランジスタスイッチ１３を時
比率制御することにより許容レベルに保持されるととも
に、平滑コンデンサ４の積分動作により安定化される。
また、バイアスコンデンサ１４の充電電圧Ｖ2 はＮ−Ｍ
ＯＳＦＥＴ１２が導通期間中に流れる駆動電流により僅
かに低下するが、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間
抵抗は極めて高く、その低下は極めて僅かであり、主直
流電源１の電圧変動に関わりなく出力電圧ＶO を定電圧
制御する機能が得られる。なお、バイアスコンデンサ１
４の容量はその充電電圧の変動を許容範囲に納めるに好
適な値に設定される。
【００１７】上述のように構成された降圧チョッパ形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タにおいては、出力電圧が５Ｖ〜１２
Ｖ程度の低圧直流電源を駆動源とする駆動電圧発生回路
２０によってＮ−ＭＯＳＦＥＴからなる主トランジスタ
スイッチをオンオフ制御できるので、主直流電源電圧Ｖ
1 を越える出力電圧の別電源を用いる場合に比べて低圧
直流電源１１を大幅に小型化できるとともに、低圧の電
解コンデンサで構成されるバイアスコンデンサ１４も小
型化でき、従ってＤＣ−ＤＣコンバ−タを大型化するこ
となくＮ−ＭＯＳＦＥＴからなる主トランジスタスイッ
チの特長を活かした、低損失かつ小型で大容量化が容易
な降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを構成することができ
る。
Ｃ−ＤＣコンバ−タにおいては、出力電圧が５Ｖ〜１２
Ｖ程度の低圧直流電源を駆動源とする駆動電圧発生回路
２０によってＮ−ＭＯＳＦＥＴからなる主トランジスタ
スイッチをオンオフ制御できるので、主直流電源電圧Ｖ
1 を越える出力電圧の別電源を用いる場合に比べて低圧
直流電源１１を大幅に小型化できるとともに、低圧の電
解コンデンサで構成されるバイアスコンデンサ１４も小
型化でき、従ってＤＣ−ＤＣコンバ−タを大型化するこ
となくＮ−ＭＯＳＦＥＴからなる主トランジスタスイッ
チの特長を活かした、低損失かつ小型で大容量化が容易
な降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを構成することができ
る。
【００１８】なお、Ｎ形トランジスタスイッチからなる
主トランジスタスイッチとしては、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴの
他に、絶縁ゲ−トバイポ−ラ形トランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）、またはｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジスタを用
いてもよく、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴを用いたと同様またはこ
れに近い性能を有する降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを得
ることができる。
主トランジスタスイッチとしては、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴの
他に、絶縁ゲ−トバイポ−ラ形トランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）、またはｎｐｎ接合バイポ−ラ形トランジスタを用
いてもよく、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴを用いたと同様またはこ
れに近い性能を有する降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを得
ることができる。
【００１９】
【発明の効果】この発明は前述のように、降圧チョッパ
形ＤＣ−ＤＣコンバ−タの主トランジスタスイッチとし
てＮ形トランジスタスイッチを用い、帰還ダイオ−ドに
並列に低圧直流電源、逆流阻止ダイオ−ド、バイアスコ
ンデンサの直列回路からなる駆動電圧発生回路を設け、
バイアスコンデンサの低圧充電電圧を順方向バイアス電
圧として制御用トランジスタスイッチを介してＮ形トラ
ンジスタスイッチの制御端子に供給し、Ｎ形トランジス
タスイッチをオンオフ制御するよう構成した。その結
果、従来主直流電源電圧より高い駆動電圧（バイアス電
圧）を必要とするＮ形トランジスタスイッチを５〜１２
Ｖ程度の低圧直流電源を用いて主直流電源のの電圧変動
に関わりなく出力電圧を定電圧制御できる降圧チョッパ
形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することができる。
形ＤＣ−ＤＣコンバ−タの主トランジスタスイッチとし
てＮ形トランジスタスイッチを用い、帰還ダイオ−ドに
並列に低圧直流電源、逆流阻止ダイオ−ド、バイアスコ
ンデンサの直列回路からなる駆動電圧発生回路を設け、
バイアスコンデンサの低圧充電電圧を順方向バイアス電
圧として制御用トランジスタスイッチを介してＮ形トラ
ンジスタスイッチの制御端子に供給し、Ｎ形トランジス
タスイッチをオンオフ制御するよう構成した。その結
果、従来主直流電源電圧より高い駆動電圧（バイアス電
圧）を必要とするＮ形トランジスタスイッチを５〜１２
Ｖ程度の低圧直流電源を用いて主直流電源のの電圧変動
に関わりなく出力電圧を定電圧制御できる降圧チョッパ
形ＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供することができる。
【００２０】また、主直流電源電圧を越える出力電圧の
別電源を用いる場合に比べて低圧直流電源を大幅に小型
化できるとともに、低圧の電解コンデンサで構成される
バイアスコンデンサも小型化できるので、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タを大型化することなくＮ−ＭＯＳＦＥＴからな
る主トランジスタスイッチの特長を活かした、低損失か
つ小型で大容量化が容易な降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を経済的にも有利に提供できる利点が得られる。
別電源を用いる場合に比べて低圧直流電源を大幅に小型
化できるとともに、低圧の電解コンデンサで構成される
バイアスコンデンサも小型化できるので、ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タを大型化することなくＮ−ＭＯＳＦＥＴからな
る主トランジスタスイッチの特長を活かした、低損失か
つ小型で大容量化が容易な降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を経済的にも有利に提供できる利点が得られる。
【００２１】さらに、出力５〜１２Ｖ程度の低圧直流電
源は、近年マイコン電源やそのメモリ−装置の駆動用の
定電圧電源として広く用いられているもの、例えばＤＣ
−ＤＣコンバ−タにおける制御回路の定電圧電源を利用
することにより、駆動電圧発生回路の構成をより簡素化
できる利点が得られる。
源は、近年マイコン電源やそのメモリ−装置の駆動用の
定電圧電源として広く用いられているもの、例えばＤＣ
−ＤＣコンバ−タにおける制御回路の定電圧電源を利用
することにより、駆動電圧発生回路の構成をより簡素化
できる利点が得られる。
【図１】この発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を示す接続図
を示す接続図
【図２】実施例における各部の電圧制御状態を示すタイ
ムチャ−ト
ムチャ−ト
【図３】降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タの従来の
主回路を示す接続図
主回路を示す接続図
【図４】従来の降圧チョッパ形ＤＣ−ＤＣコンバ−タに
おける電圧制御状態を示すタイムチャ−ト
おける電圧制御状態を示すタイムチャ−ト
１ 主直流電源 ２ 主トランジスタスイッチ ３ リアクトル ４ 平滑用コンデンサ ５ 帰還ダイオ−ド ６ 制御回路 ６Ｓ 開閉指令 １０ 負荷 １１ 低圧直流電源 １２ 主トランジスタスイッチ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ） １３ 制御用トランジスタスイッチ １４ バイアスコンデンサ １５ 逆阻止ダイオ−ド ２０ 駆動電圧発生回路 Ｖ1 主直流電源電圧 Ｖ2 低圧直流電源電圧 ＶO 出力直流電圧（負荷電圧）
Claims (5)
- 【請求項１】主直流電源の陽極側と負荷との間に直列接
続された主トランジスタスイッチおよびリアクトルと、
前記負荷に並列接続された平滑コンデンサと、この平滑
コンデンサに前記リアクトルを介して並列接続された帰
還ダイオ−ドとを含む降圧形チョッパ−回路からなり、
制御回路からの開閉指令により前記主トランジスタスイ
ッチを時比率制御することにより定電圧制御された直流
電圧を負荷に供給するものにおいて、Ｎ形トランジスタ
スイッチからなる主トランジスタスイッチと、その制御
端子側に出力端子が接続され前記開閉指令によりオンオ
フ制御される制御用トランジスタスイッチと、前記帰還
ダイオ−ドに並列接続され前記制御用トランジスタスイ
ッチがオン期間中駆動電圧を前記Ｎ形トランジスタスイ
ッチの制御端子に供給する駆動電圧発生回路とを備えて
なることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ−タ。 - 【請求項２】駆動電圧発生回路が、陰極が主直流電源の
陰極に接続された低圧直流電源と、逆流阻止ダイオ−ド
と、バイアスコンデンサとの直列回路からなり、逆流阻
止ダイオ−ドのカソ−ド側を制御用トランジスタスイッ
チの入力側主端子に接続してなることを特徴とする請求
項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。 - 【請求項３】Ｎ形トランジスタスイッチがｎチャネル絶
縁ゲ−ト電界効果トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）で
あり、そのドレ−ン端子を主直流電源に，ソ−ス端子を
リアクトルにそれぞれ接続するとともに、そのゲ−ト端
子に制御用トランジスタスイッチの出力側主端子を接続
してなることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ。 - 【請求項４】Ｎ形トランジスタスイッチが絶縁ゲ−トバ
イポ−ラ形トランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはｎｐｎ接
合バイポ−ラ形トランジスタであることを特徴とする請
求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。 - 【請求項５】低電圧直流電源の出力電圧が数Ｖから十数
Ｖの範囲内にあることを特徴とする請求項１記載のＤＣ
−ＤＣコンバ−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33646392A JPH06189529A (ja) | 1992-12-17 | 1992-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33646392A JPH06189529A (ja) | 1992-12-17 | 1992-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06189529A true JPH06189529A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=18299403
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33646392A Pending JPH06189529A (ja) | 1992-12-17 | 1992-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06189529A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6307359B1 (en) | 1999-07-14 | 2001-10-23 | Nec Corporation | DC-DC converter powered by doubled output voltage |
| WO2011068025A1 (en) * | 2009-12-04 | 2011-06-09 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Dc converter circuit and power supply circuit |
-
1992
- 1992-12-17 JP JP33646392A patent/JPH06189529A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6307359B1 (en) | 1999-07-14 | 2001-10-23 | Nec Corporation | DC-DC converter powered by doubled output voltage |
| WO2011068025A1 (en) * | 2009-12-04 | 2011-06-09 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Dc converter circuit and power supply circuit |
| US8922182B2 (en) | 2009-12-04 | 2014-12-30 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | DC converter circuit and power supply circuit |
| US9270173B2 (en) | 2009-12-04 | 2016-02-23 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | DC converter circuit and power supply circuit |
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