JPH06177834A - 光並列伝送方式 - Google Patents
光並列伝送方式Info
- Publication number
- JPH06177834A JPH06177834A JP4329032A JP32903292A JPH06177834A JP H06177834 A JPH06177834 A JP H06177834A JP 4329032 A JP4329032 A JP 4329032A JP 32903292 A JP32903292 A JP 32903292A JP H06177834 A JPH06177834 A JP H06177834A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- transmission system
- flop
- parallel transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Optical Communication System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】光信号を用いた並列伝送方式に関し、広いダイ
ナミックレンジが得られる光並列伝送方式を提供するこ
とを目的とする。 【構成】複数チャンネルの情報データを並列に伝送する
光並列伝送方式において、送信側から原信号をＲＺ化し
て伝送するとともに、受信側に、微分回路３を設けて受
信信号を微分し、ヒステリシスコンパレータ５を設け
て、微分出力における立ち上がりエッジと立ち下がりエ
ッジとを識別し、フリップフロップ６を設けて、立ち上
がりエッジ識別出力と立ち下がり識別出力とでセット，
リセットして、このフリップフロップ６の出力によっ
て、原ＲＺ信号を復号することで構成する。
ナミックレンジが得られる光並列伝送方式を提供するこ
とを目的とする。 【構成】複数チャンネルの情報データを並列に伝送する
光並列伝送方式において、送信側から原信号をＲＺ化し
て伝送するとともに、受信側に、微分回路３を設けて受
信信号を微分し、ヒステリシスコンパレータ５を設け
て、微分出力における立ち上がりエッジと立ち下がりエ
ッジとを識別し、フリップフロップ６を設けて、立ち上
がりエッジ識別出力と立ち下がり識別出力とでセット，
リセットして、このフリップフロップ６の出力によっ
て、原ＲＺ信号を復号することで構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、光信号を用いた並列伝
送方式に関し、特に広いダイナミックレンジが得られる
光並列伝送方式に関するものである。
送方式に関し、特に広いダイナミックレンジが得られる
光並列伝送方式に関するものである。
【０００２】光並列伝送方式は、複数チャンネルの情報
を光ファイバによって光信号として並列に伝送するもの
であって、伝送速度，伝送距離およびチャンネル間クロ
ストーク等の諸特性において、同軸ケーブルを用いる電
気信号による並列伝送方式に比べて優れているため、Ａ
ＴＭ（Asynchronous Transfer Mode :非同期転送モー
ド）装置を始めとする、各種通信装置の架内または架間
の配線、およびコンピュータユニット間の高速インタフ
ェースとしての応用の可能性を期待されているものであ
る。
を光ファイバによって光信号として並列に伝送するもの
であって、伝送速度，伝送距離およびチャンネル間クロ
ストーク等の諸特性において、同軸ケーブルを用いる電
気信号による並列伝送方式に比べて優れているため、Ａ
ＴＭ（Asynchronous Transfer Mode :非同期転送モー
ド）装置を始めとする、各種通信装置の架内または架間
の配線、およびコンピュータユニット間の高速インタフ
ェースとしての応用の可能性を期待されているものであ
る。
【０００３】光並列伝送方式を、コンピュータユニット
間インタフェースとして使用する場合には、電気信号の
場合の同軸ケーブルからの代替を目的とするため、リン
クの外側において、スクランブリング等の特別なデータ
フォーマット変換を必要としない、トランスペアレント
な伝送を行えることが必要である。また、コンピュータ
の取り扱う信号の内容は任意であって、同符号連続に対
する制限もないので、このようなバースト状の信号に対
しても対応できることが必要である。さらに、複数のデ
ータと同時にクロックを転送して、受信リンク側で識別
するため、長距離伝送を行う上で、小スキューであるこ
とが必要である。
間インタフェースとして使用する場合には、電気信号の
場合の同軸ケーブルからの代替を目的とするため、リン
クの外側において、スクランブリング等の特別なデータ
フォーマット変換を必要としない、トランスペアレント
な伝送を行えることが必要である。また、コンピュータ
の取り扱う信号の内容は任意であって、同符号連続に対
する制限もないので、このようなバースト状の信号に対
しても対応できることが必要である。さらに、複数のデ
ータと同時にクロックを転送して、受信リンク側で識別
するため、長距離伝送を行う上で、小スキューであるこ
とが必要である。
【０００４】このような各種の要求を満たすためには、
各チャンネル間におけるＬＤの光出力，光結合損失，光
コネクタ損失等のばらつきによって、受信光電力のばら
つきが生じるため、受信リンクにおいて広いダイナミッ
クレンジを有することが必要であって、このような広ダ
イナミックレンジの光並列伝送方式の実現が要望されて
いる。
各チャンネル間におけるＬＤの光出力，光結合損失，光
コネクタ損失等のばらつきによって、受信光電力のばら
つきが生じるため、受信リンクにおいて広いダイナミッ
クレンジを有することが必要であって、このような広ダ
イナミックレンジの光並列伝送方式の実現が要望されて
いる。
【０００５】
【従来の技術】図７は、光並列伝送における従来の受信
方式を示したものであって、（ａ）は固定識別方式を示
し、（ｂ）はピーク検出方式を示している。（ａ）に示
す固定識別方式では、光信号を受光素子２１で電気信号
Ｉinに変換し、直流結合方式のプリアンプ２２で増幅し
た出力Ｖout を、判定回路２３において固定レベルの閾
値電圧Ｖref で識別して、２値化した出力を発生する。
方式を示したものであって、（ａ）は固定識別方式を示
し、（ｂ）はピーク検出方式を示している。（ａ）に示
す固定識別方式では、光信号を受光素子２１で電気信号
Ｉinに変換し、直流結合方式のプリアンプ２２で増幅し
た出力Ｖout を、判定回路２３において固定レベルの閾
値電圧Ｖref で識別して、２値化した出力を発生する。
【０００６】ピーク検出方式には、例えば（ｂ）に示
す、IEEE Journal of Lightwave Technology,vol.8,No.
12,pp.1897-1903 のY.Ota らの論文に記載されているも
のがある。この例では、光信号を受光素子２１で電気信
号Ｉ1 に変換し、増幅器２４，２５を有するプリアンプ
２２において、高速のピーク検出器２６で情報データの
ピーク値を検出し、オフセット調整器２７，２８で入力
オフセットを調整することによって、閾値電圧ＶT に対
してバランスした出力Ｑ+ ，Ｑ- を発生し、これを判定
回路２３において閾値電圧ＶT で識別することによっ
て、出力信号Ｄと反転信号Ｄ* とに２値化して出力す
る。
す、IEEE Journal of Lightwave Technology,vol.8,No.
12,pp.1897-1903 のY.Ota らの論文に記載されているも
のがある。この例では、光信号を受光素子２１で電気信
号Ｉ1 に変換し、増幅器２４，２５を有するプリアンプ
２２において、高速のピーク検出器２６で情報データの
ピーク値を検出し、オフセット調整器２７，２８で入力
オフセットを調整することによって、閾値電圧ＶT に対
してバランスした出力Ｑ+ ，Ｑ- を発生し、これを判定
回路２３において閾値電圧ＶT で識別することによっ
て、出力信号Ｄと反転信号Ｄ* とに２値化して出力す
る。
【０００７】さらに固定識別方式の場合に問題となる、
最大受信時にスペース側レベルが上昇して、ダイナミッ
クレンジがとれなくなったり、または識別できなくなっ
たりすることを解決するために、入力信号を微分して、
立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを検出して識別
を行うようにした、微分検出方式がある。
最大受信時にスペース側レベルが上昇して、ダイナミッ
クレンジがとれなくなったり、または識別できなくなっ
たりすることを解決するために、入力信号を微分して、
立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを検出して識別
を行うようにした、微分検出方式がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述のピーク検出方式
では、“０”連続符号のあとに“１”がきた場合に、ピ
ーク検出のための容量を充電するのに時間がかかるた
め、例えば“０”，“１”が交番したときと比べて遅延
時間差を生じて、これがチャンネル間スキューの原因に
なる。そのため、ピーク検出方式は、固定識別方式と比
較して、受信光のダイナミックレンジによるパルス幅歪
みに加えて、ピーク検出のための容量充電時間が加算さ
れるので、スキュー特性が劣るという問題がある。
では、“０”連続符号のあとに“１”がきた場合に、ピ
ーク検出のための容量を充電するのに時間がかかるた
め、例えば“０”，“１”が交番したときと比べて遅延
時間差を生じて、これがチャンネル間スキューの原因に
なる。そのため、ピーク検出方式は、固定識別方式と比
較して、受信光のダイナミックレンジによるパルス幅歪
みに加えて、ピーク検出のための容量充電時間が加算さ
れるので、スキュー特性が劣るという問題がある。
【０００９】この問題を解決するため、伝送路である光
ファイバ長を各チャンネルごとに調整してスキューを合
わせる、光デスキューワーが提案されているが、システ
ムに導入されるリンクの数が多い場合には、調整工数が
リンク数に比例して増加するため、現実的な解決とは言
い難い。
ファイバ長を各チャンネルごとに調整してスキューを合
わせる、光デスキューワーが提案されているが、システ
ムに導入されるリンクの数が多い場合には、調整工数が
リンク数に比例して増加するため、現実的な解決とは言
い難い。
【００１０】固定識別方式の場合には、チャンネル間に
おける受信光電力のばらつきに基づくパルス幅歪みによ
るスキューが生じることと、送信側における送信ＬＤの
消光比に起因するダイナミックレンジの制限が生じると
いう問題がある。例えば、消光比が１０ｄＢ程度の場合
には、ダイナミックレンジとしては、４〜６ｄＢしかと
れない。
おける受信光電力のばらつきに基づくパルス幅歪みによ
るスキューが生じることと、送信側における送信ＬＤの
消光比に起因するダイナミックレンジの制限が生じると
いう問題がある。例えば、消光比が１０ｄＢ程度の場合
には、ダイナミックレンジとしては、４〜６ｄＢしかと
れない。
【００１１】微分検出方式の場合には、消光比によるダ
イナミックレンジの制限はなく、増幅器の飽和によって
ダイナミックレンジが決まるが、実際の光による伝送時
には、マーク側の揺らぎ（リンギング等），反射，クロ
ストーク等によって、最大受信電力が制限されるという
問題がある。
イナミックレンジの制限はなく、増幅器の飽和によって
ダイナミックレンジが決まるが、実際の光による伝送時
には、マーク側の揺らぎ（リンギング等），反射，クロ
ストーク等によって、最大受信電力が制限されるという
問題がある。
【００１２】図８は、微分検出の問題点を説明するもの
であって、（ａ）は入力光波形、（ｂ）は微分波形、
（ｃ）はリミッタ波形、（ｄ）は識別レベルを等価的に
示す波形である。
であって、（ａ）は入力光波形、（ｂ）は微分波形、
（ｃ）はリミッタ波形、（ｄ）は識別レベルを等価的に
示す波形である。
【００１３】(1) は最大受信時の入力波形を示し、(2)
は最小受信時の入力波形を示すものとする。この場合、
(3) に示すように最大受信時のマーク側に揺らぎがある
と、その振幅が大きい。一方、(4) に示すスペース側の
揺らぎ（雑音）の振幅は小さい。(5) は最大受信時の微
分波形を示し、その振幅はＸ2 である。(6) は最小受信
時の微分波形を示し、その振幅はＸ1 である。この場
合、最大受信時のマーク側の揺らぎによって０電位にχ
で示す振幅を有する電圧変動を生じる。
は最小受信時の入力波形を示すものとする。この場合、
(3) に示すように最大受信時のマーク側に揺らぎがある
と、その振幅が大きい。一方、(4) に示すスペース側の
揺らぎ（雑音）の振幅は小さい。(5) は最大受信時の微
分波形を示し、その振幅はＸ2 である。(6) は最小受信
時の微分波形を示し、その振幅はＸ1 である。この場
合、最大受信時のマーク側の揺らぎによって０電位にχ
で示す振幅を有する電圧変動を生じる。
【００１４】微分出力を利得Ｇで増幅して、リミッタに
かけた場合、(7) で示す最大受信時のリミッタ波形と、
(8) で示す最小受信時のリミッタ波形とは同一のピーク
値ＧＸ1 を有している。この出力を閾値Ｖth，−Ｖthで
識別する場合、(3) で示す最大受信時のマーク側の揺ら
ぎによって、０電位に生じる電圧変化(9) は振幅が大き
く、識別出力においてエラーを発生しやすいが、(4) で
示すスペース側の揺らぎによって、０電位に生じる電圧
変化(10)は、振幅が小さく、識別出力においてエラーを
生じることは少ない。
かけた場合、(7) で示す最大受信時のリミッタ波形と、
(8) で示す最小受信時のリミッタ波形とは同一のピーク
値ＧＸ1 を有している。この出力を閾値Ｖth，−Ｖthで
識別する場合、(3) で示す最大受信時のマーク側の揺ら
ぎによって、０電位に生じる電圧変化(9) は振幅が大き
く、識別出力においてエラーを発生しやすいが、(4) で
示すスペース側の揺らぎによって、０電位に生じる電圧
変化(10)は、振幅が小さく、識別出力においてエラーを
生じることは少ない。
【００１５】微分検出は、１，０レベルのそれぞれの安
定レベルからの変化電圧で信号を判別することによって
行われる。最大受信時の波形(11), 最小受信時の波形(1
2)に対し、立ち上がり時の識別レベル(13)は“０”から
の電圧で決定し、最大受信時の立ち下がり時の識別レベ
ル(14)，最小受信時の立ち下がり時の識別レベル(15)は
“１”からの電圧で決定する。そこで最大受信時には、
揺らぎの影響によって生じた電圧変動のため、エラーを
生じやすい。
定レベルからの変化電圧で信号を判別することによって
行われる。最大受信時の波形(11), 最小受信時の波形(1
2)に対し、立ち上がり時の識別レベル(13)は“０”から
の電圧で決定し、最大受信時の立ち下がり時の識別レベ
ル(14)，最小受信時の立ち下がり時の識別レベル(15)は
“１”からの電圧で決定する。そこで最大受信時には、
揺らぎの影響によって生じた電圧変動のため、エラーを
生じやすい。
【００１６】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、トランスペアレントな伝
送を行うことができ、バースト信号入力に対応できると
ともに、スキューの小さい並列伝送を可能とする、光並
列伝送方式を提供することを目的としている。
決しようとするものであって、トランスペアレントな伝
送を行うことができ、バースト信号入力に対応できると
ともに、スキューの小さい並列伝送を可能とする、光並
列伝送方式を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】(1) 本発明は、複数チャ
ンネルの情報データを並列に伝送する光並列伝送方式に
おいて、送信側から原信号をＲＺ化して伝送するととも
に、受信側に、受信信号を微分する微分回路３と、微分
出力における立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを
識別するヒステリシスコンパレータ５と、立ち上がりエ
ッジ識別出力と立ち下がり識別出力とでセット, リセッ
トするフリップフロップ６とを備え、フリップフロップ
６の出力によって原ＲＺ信号を復号するものである。
ンネルの情報データを並列に伝送する光並列伝送方式に
おいて、送信側から原信号をＲＺ化して伝送するととも
に、受信側に、受信信号を微分する微分回路３と、微分
出力における立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとを
識別するヒステリシスコンパレータ５と、立ち上がりエ
ッジ識別出力と立ち下がり識別出力とでセット, リセッ
トするフリップフロップ６とを備え、フリップフロップ
６の出力によって原ＲＺ信号を復号するものである。
【００１８】(2) また本発明は、複数チャンネルの情報
データを並列に伝送する光並列伝送方式において、送信
側から原信号をＲＺ化して伝送するとともに、受信側
に、受信信号を微分する微分回路３と、微分出力におけ
る立ち上がりまたは立ち下がりエッジに応じて交番する
出力を発生するＴタイプフリップフロップ７と、Ｔタイ
プフリップフロップ７の出力を１ビット遅延する遅延回
路９と、Ｔタイプフリップフロップ７の出力と遅延回路
９の出力との排他的論理和をとる排他的論理和回路１０
とを備え、排他的論理和回路１０の出力によって、原信
号を復号するものである。
データを並列に伝送する光並列伝送方式において、送信
側から原信号をＲＺ化して伝送するとともに、受信側
に、受信信号を微分する微分回路３と、微分出力におけ
る立ち上がりまたは立ち下がりエッジに応じて交番する
出力を発生するＴタイプフリップフロップ７と、Ｔタイ
プフリップフロップ７の出力を１ビット遅延する遅延回
路９と、Ｔタイプフリップフロップ７の出力と遅延回路
９の出力との排他的論理和をとる排他的論理和回路１０
とを備え、排他的論理和回路１０の出力によって、原信
号を復号するものである。
【００１９】
【作用】図１は、本発明の原理的構成（１）を示したも
のであって、１はＰＩＮ−ＰＤ等からなる受光素子、２
はトランスインピーダンス型のプリアンプ、３はＲＣ回
路網からなる微分回路、４は入力信号を増幅して一定振
幅に制限するリミッタアンプ、５は入力信号を２種類の
閾値によって交互に識別するヒステリシスコンパレー
タ、６はフリップフロップ（ＦＦ）である。
のであって、１はＰＩＮ−ＰＤ等からなる受光素子、２
はトランスインピーダンス型のプリアンプ、３はＲＣ回
路網からなる微分回路、４は入力信号を増幅して一定振
幅に制限するリミッタアンプ、５は入力信号を２種類の
閾値によって交互に識別するヒステリシスコンパレー
タ、６はフリップフロップ（ＦＦ）である。
【００２０】図２は、本発明の動作原理（１）を示した
ものであって、図１の構成に対応している。（ａ）はプ
リアンプ２の出力、（ｂ）は微分回路３の出力、（ｃ）
はリミッタアンプ４の出力とヒステリシスコンパレータ
５の基準（ＲＥＦ）電圧の関係、（ｄ）はフリップフロ
ップ６の出力をそれぞれ示し、最大受信レベルの場合
と、微小受信レベルの場合とについて、それぞれ示され
ている。
ものであって、図１の構成に対応している。（ａ）はプ
リアンプ２の出力、（ｂ）は微分回路３の出力、（ｃ）
はリミッタアンプ４の出力とヒステリシスコンパレータ
５の基準（ＲＥＦ）電圧の関係、（ｄ）はフリップフロ
ップ６の出力をそれぞれ示し、最大受信レベルの場合
と、微小受信レベルの場合とについて、それぞれ示され
ている。
【００２１】光ファイバを介して与えられる光信号は受
光素子１において電気信号に変換される。プリアンプ２
は受光素子１の出力電流を抵抗ＲF （トランスインピー
ダンス）で電圧に変換して、（ａ）で示すベースバンド
信号出力を発生する。本発明の場合、送信リンク側で情
報データをＲＺ信号化して光信号として送出するので、
プリアンプ２の出力信号は、“１”が周期Ｔの間に、ハ
イレベルとローレベルに交番するものとなる。
光素子１において電気信号に変換される。プリアンプ２
は受光素子１の出力電流を抵抗ＲF （トランスインピー
ダンス）で電圧に変換して、（ａ）で示すベースバンド
信号出力を発生する。本発明の場合、送信リンク側で情
報データをＲＺ信号化して光信号として送出するので、
プリアンプ２の出力信号は、“１”が周期Ｔの間に、ハ
イレベルとローレベルに交番するものとなる。
【００２２】微分回路３は、コンデンサＣ1 ，抵抗Ｒ1
からなるハイパスフィルタを構成し、ベースバンド信号
波形を微分して、（ｂ）に示す波形の出力を発生する。
リミッタアンプ４は、コンデンサＣを経て入力された微
分回路３の出力を、所定の電圧レベルに増幅して、
（ｃ）に示す出力信号を発生する。
からなるハイパスフィルタを構成し、ベースバンド信号
波形を微分して、（ｂ）に示す波形の出力を発生する。
リミッタアンプ４は、コンデンサＣを経て入力された微
分回路３の出力を、所定の電圧レベルに増幅して、
（ｃ）に示す出力信号を発生する。
【００２３】ヒステリシスコンパレータ５は、Ｖth1 と
Ｖth2 で示す２種類の閾値を有し、入力レベルに応じて
正帰還によって閾値電圧が交互に変化して、識別を行う
ようになっている。Ｖth1 は、入力信号がローレベルか
らハイレベルに変化するときの閾値であって、入力信号
が閾値Ｖth1 を超えたとき、正の出力を発生する。Ｖ
th2 は、入力信号がハイレベルからローレベルに変化す
るときの閾値であって、入力信号が閾値Ｖth2 以下にな
ったとき、負の出力を発生する。
Ｖth2 で示す２種類の閾値を有し、入力レベルに応じて
正帰還によって閾値電圧が交互に変化して、識別を行う
ようになっている。Ｖth1 は、入力信号がローレベルか
らハイレベルに変化するときの閾値であって、入力信号
が閾値Ｖth1 を超えたとき、正の出力を発生する。Ｖ
th2 は、入力信号がハイレベルからローレベルに変化す
るときの閾値であって、入力信号が閾値Ｖth2 以下にな
ったとき、負の出力を発生する。
【００２４】ＦＦ６は、ヒステリシスコンパレータ５か
ら正の出力信号を受けたとき、これによってセットして
その出力がハイレベルとなり、負の出力信号を受けたと
き、これによってリセットしてその出力がローレベルと
なる。従って、（ｄ）に示すように、入力ＲＺ信号の立
ち上がりエッジを検出してハイレベルとなり、立ち下が
りエッジを検出してローレベルとなる出力信号を発生す
るので、入力ＲＺ信号が復号される。なお、ヒステリシ
スコンパレータ５の出力に対するＦＦ６の動作は、逆の
関係であってもよい。
ら正の出力信号を受けたとき、これによってセットして
その出力がハイレベルとなり、負の出力信号を受けたと
き、これによってリセットしてその出力がローレベルと
なる。従って、（ｄ）に示すように、入力ＲＺ信号の立
ち上がりエッジを検出してハイレベルとなり、立ち下が
りエッジを検出してローレベルとなる出力信号を発生す
るので、入力ＲＺ信号が復号される。なお、ヒステリシ
スコンパレータ５の出力に対するＦＦ６の動作は、逆の
関係であってもよい。
【００２５】図１に示された原理的構成では、受信信号
を微分してリミッタアンプで十分増幅したのち、ヒステ
リシスコンパレータによって立ち上がり，立ち下がりの
エッジを検出して、出力を発生する。この際、送信信号
としてＲＺ信号を用いているので、微分回路の時定数を
最適に選ぶことによって、発光側（マーク側）の“１”
のレベルの揺らぎによるエラーの発生を防止することが
できる。
を微分してリミッタアンプで十分増幅したのち、ヒステ
リシスコンパレータによって立ち上がり，立ち下がりの
エッジを検出して、出力を発生する。この際、送信信号
としてＲＺ信号を用いているので、微分回路の時定数を
最適に選ぶことによって、発光側（マーク側）の“１”
のレベルの揺らぎによるエラーの発生を防止することが
できる。
【００２６】図３は、本発明の原理的構成（２）を示し
たものであって、図１におけると同じものを同じ番号で
示し、７はＴタイプフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）、８
はＤタイプフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）、９は遅延回
路（ＤＬ）、１０は排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）で
ある。
たものであって、図１におけると同じものを同じ番号で
示し、７はＴタイプフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）、８
はＤタイプフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）、９は遅延回
路（ＤＬ）、１０は排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）で
ある。
【００２７】図４は、本発明の動作原理（２）を示した
ものであって、図３の構成に対応し、図３の構成におけ
る各部の出力信号波形を示している。図４では、ＲＺ化
する前の原信号を復号して出力することが示されてい
る。
ものであって、図３の構成に対応し、図３の構成におけ
る各部の出力信号波形を示している。図４では、ＲＺ化
する前の原信号を復号して出力することが示されてい
る。
【００２８】図１の場合と同様に、微分回路３からの出
力をリミッタアンプ４で十分増幅したのち、その立ち上
がりエッジを、リファレンス電圧としてＴ−ＦＦ７に加
えることによって、立ち上がりエッジごとに、“１”と
“０”が交番する出力を発生する。なお、Ｔ−ＦＦ７
は、微分回路３の出力の立ち下がりエッジで動作するも
のであってもよい。
力をリミッタアンプ４で十分増幅したのち、その立ち上
がりエッジを、リファレンス電圧としてＴ−ＦＦ７に加
えることによって、立ち上がりエッジごとに、“１”と
“０”が交番する出力を発生する。なお、Ｔ−ＦＦ７
は、微分回路３の出力の立ち下がりエッジで動作するも
のであってもよい。
【００２９】Ｔ−ＦＦ７の出力を、原信号と同期したク
ロックの立ち上がりで、Ｄ−ＦＦ８に読み込むことによ
って、Ｔ−ＦＦ７の出力を１／２ビット遅延した出力を
発生する。この信号をＤＬ９で１ビット遅延した信号
と、もとのＤ−ＦＦ８の出力信号とを、ＥＸ−ＯＲ１０
に加えて、排他的論理和の演算を行わせることによっ
て、原信号が復号される。
ロックの立ち上がりで、Ｄ−ＦＦ８に読み込むことによ
って、Ｔ−ＦＦ７の出力を１／２ビット遅延した出力を
発生する。この信号をＤＬ９で１ビット遅延した信号
と、もとのＤ−ＦＦ８の出力信号とを、ＥＸ−ＯＲ１０
に加えて、排他的論理和の演算を行わせることによっ
て、原信号が復号される。
【００３０】図３に示された原理的構成では、受信信号
を微分してリミッタアンプで十分増幅したのち、Ｔ−Ｆ
Ｆによって微分出力の立ち上がりまたは立ち下がりエッ
ジに応じて交番出力を発生し、この信号とこれを１ビッ
ト遅延した信号との排他的論理和によって原信号を復号
する。この際、送信信号としてＲＺ信号を用いているの
で、微分回路の時定数を最適に選ぶことによって、発光
側（マーク側）の“１”のレベルの揺らぎによるエラー
の発生を防止することができる。
を微分してリミッタアンプで十分増幅したのち、Ｔ−Ｆ
Ｆによって微分出力の立ち上がりまたは立ち下がりエッ
ジに応じて交番出力を発生し、この信号とこれを１ビッ
ト遅延した信号との排他的論理和によって原信号を復号
する。この際、送信信号としてＲＺ信号を用いているの
で、微分回路の時定数を最適に選ぶことによって、発光
側（マーク側）の“１”のレベルの揺らぎによるエラー
の発生を防止することができる。
【００３１】
【実施例】図５は、本発明の実施例（１）を示したもの
であって、図１に示された原理的構成（１）に対応して
いる。図中において、１1,…，１n,１n+1 は受光素子、
２ 1,…，２n,２n+1 はプリアンプ、３1,…，３n,３n+1
は微分回路、４1,…，４n,４n+1 はリミッタアンプ、５
1,…，５n,５n+1 はヒステリシスコンパレータ、６
1,…，６n はフリップフロップ（ＦＦ）であって、これ
らはそれぞれ図１における、受光素子１，プリアンプ
２，微分回路３，リミッタアンプ４，ヒステリシスコン
パレータ５，ＦＦ６と同じである。また、１１はこれら
各チャンネルのＦＦにクロックを供給するクロック分配
部である。
であって、図１に示された原理的構成（１）に対応して
いる。図中において、１1,…，１n,１n+1 は受光素子、
２ 1,…，２n,２n+1 はプリアンプ、３1,…，３n,３n+1
は微分回路、４1,…，４n,４n+1 はリミッタアンプ、５
1,…，５n,５n+1 はヒステリシスコンパレータ、６
1,…，６n はフリップフロップ（ＦＦ）であって、これ
らはそれぞれ図１における、受光素子１，プリアンプ
２，微分回路３，リミッタアンプ４，ヒステリシスコン
パレータ５，ＦＦ６と同じである。また、１１はこれら
各チャンネルのＦＦにクロックを供給するクロック分配
部である。
【００３２】受光素子１1,…，１n に、ｎチャンネルの
ＲＺ信号からなる光信号を加えることによって、図１の
場合と同様にして、プリアンプ２1,…，２n で増幅し、
微分回路３1,…，３n において受信信号を微分して、リ
ミッタアンプ４1,…，４n で増幅と振幅制限を行ったの
ち、ヒステリシスコンパレータ５1,…，５n で立ち上が
り，立ち下がりのエッジを検出して、ＦＦ６1,…，６n
で整形して出力を発生することによって、もとのＲＺ信
号と同じｎチャンネルのデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴ
Ａｎを復号する。
ＲＺ信号からなる光信号を加えることによって、図１の
場合と同様にして、プリアンプ２1,…，２n で増幅し、
微分回路３1,…，３n において受信信号を微分して、リ
ミッタアンプ４1,…，４n で増幅と振幅制限を行ったの
ち、ヒステリシスコンパレータ５1,…，５n で立ち上が
り，立ち下がりのエッジを検出して、ＦＦ６1,…，６n
で整形して出力を発生することによって、もとのＲＺ信
号と同じｎチャンネルのデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴ
Ａｎを復号する。
【００３３】また、ｎチャンネルのデータと同時に光信
号として伝送されたクロックは、同様にして、受光素子
１n+1 に加えられて電気信号に変換されたのち、プリア
ンプ２n+1 で増幅し、微分回路３n+1 において受信信号
を微分して、リミッタアンプ４n+1 で増幅と振幅制限を
行ったのち、ヒステリシスコンパレータ５n+1 で立ち上
がり，立ち下がりのエッジを検出して、出力を発生する
ことによって、もとのクロックＣＬＫを復元する。クロ
ック分配部１１は、このクロックを各チャンネルのＦＦ
６1,…，６n に分配する。各ＦＦ６1,…，６n は、この
クロックによって動作するので、同期した各チャンネル
のデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴＡｎを出力することが
できる。
号として伝送されたクロックは、同様にして、受光素子
１n+1 に加えられて電気信号に変換されたのち、プリア
ンプ２n+1 で増幅し、微分回路３n+1 において受信信号
を微分して、リミッタアンプ４n+1 で増幅と振幅制限を
行ったのち、ヒステリシスコンパレータ５n+1 で立ち上
がり，立ち下がりのエッジを検出して、出力を発生する
ことによって、もとのクロックＣＬＫを復元する。クロ
ック分配部１１は、このクロックを各チャンネルのＦＦ
６1,…，６n に分配する。各ＦＦ６1,…，６n は、この
クロックによって動作するので、同期した各チャンネル
のデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴＡｎを出力することが
できる。
【００３４】図６は、本発明の実施例（２）を示したも
のであって、図１に示された原理的構成（２）に対応し
ている。図中において、図５におけると同じものを同じ
番号で示し、７1,…，７n はＴタイプフリップフロップ
（Ｔ−ＦＦ）、８1,…，８nはＤタイプフリップフロッ
プ（Ｄ−ＦＦ）、９1,…，９n は遅延回路（ＤＬ）、１
０1,…，１０n は排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）であ
って、これらはそれぞれ図３における、Ｔ−ＦＦ７，Ｄ
−ＦＦ８，ＤＬ９，ＥＸ−ＯＲ１０と同じである。
のであって、図１に示された原理的構成（２）に対応し
ている。図中において、図５におけると同じものを同じ
番号で示し、７1,…，７n はＴタイプフリップフロップ
（Ｔ−ＦＦ）、８1,…，８nはＤタイプフリップフロッ
プ（Ｄ−ＦＦ）、９1,…，９n は遅延回路（ＤＬ）、１
０1,…，１０n は排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）であ
って、これらはそれぞれ図３における、Ｔ−ＦＦ７，Ｄ
−ＦＦ８，ＤＬ９，ＥＸ−ＯＲ１０と同じである。
【００３５】受光素子１1,…，１n に、ｎチャンネルの
ＲＺ信号からなる光信号を加え、図５の場合と同様にし
て、受信信号を微分して増幅したのちＴ−ＦＦ７1,…，
７nに加えることによって、立ち上がりエッジごとに、
“１”と“０”が交番する出力を発生する。
ＲＺ信号からなる光信号を加え、図５の場合と同様にし
て、受信信号を微分して増幅したのちＴ−ＦＦ７1,…，
７nに加えることによって、立ち上がりエッジごとに、
“１”と“０”が交番する出力を発生する。
【００３６】Ｔ−ＦＦ７1,…，７n の出力を、原信号と
同期したクロックの立ち上がりで、Ｄ−ＦＦ８1,…，８
n に読み込むことによって、Ｔ−ＦＦ７1,…，７n の出
力を１／２ビット遅延した出力を発生する。この信号を
ＤＬ９1,…，９n で１ビット遅延した信号と、もとのＤ
−ＦＦ８1,…，８n の出力信号とを、ＥＸ−ＯＲ１０ 1,
…，１０n に加えて、排他的論理和の演算を行わせるこ
とによって、原信号と同じｎチャンネルのデータＤＡＴ
Ａ１，…，ＤＡＴＡｎを復号する。
同期したクロックの立ち上がりで、Ｄ−ＦＦ８1,…，８
n に読み込むことによって、Ｔ−ＦＦ７1,…，７n の出
力を１／２ビット遅延した出力を発生する。この信号を
ＤＬ９1,…，９n で１ビット遅延した信号と、もとのＤ
−ＦＦ８1,…，８n の出力信号とを、ＥＸ−ＯＲ１０ 1,
…，１０n に加えて、排他的論理和の演算を行わせるこ
とによって、原信号と同じｎチャンネルのデータＤＡＴ
Ａ１，…，ＤＡＴＡｎを復号する。
【００３７】この際、図５の場合と同様にして復元した
クロックＣＬＫを、クロック分配部１１を経て各チャン
ネルのＤ−ＦＦ８1,…，８n に供給することによって、
各チャンネルにおいて同期した動作が行われて、同期し
た各チャンネルのデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴＡｎを
出力することができる。
クロックＣＬＫを、クロック分配部１１を経て各チャン
ネルのＤ−ＦＦ８1,…，８n に供給することによって、
各チャンネルにおいて同期した動作が行われて、同期し
た各チャンネルのデータＤＡＴＡ１，…，ＤＡＴＡｎを
出力することができる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、伝
送信号をＲＺ化して、受信回路で微分検出することによ
って、消光比およびマーク側の光レベルの揺らぎによ
る、ダイナミックレンジの制限を受けにくい光リンクを
実現することが可能となる。
送信号をＲＺ化して、受信回路で微分検出することによ
って、消光比およびマーク側の光レベルの揺らぎによ
る、ダイナミックレンジの制限を受けにくい光リンクを
実現することが可能となる。
【００３９】この際、原理的構成（１）に基づく方式
は、構成が簡単であって安価に製作できる利点がある
が、パルスの幅が原信号のデューティの約１／２になる
ので、スキュー値があまり問題にならない場合、すなわ
ち信号速度の遅い場合に適している。
は、構成が簡単であって安価に製作できる利点がある
が、パルスの幅が原信号のデューティの約１／２になる
ので、スキュー値があまり問題にならない場合、すなわ
ち信号速度の遅い場合に適している。
【００４０】また原理的構成（２）に基づく方式は、微
分出力の立ち上がりエッジの部分のみを使用しているの
で、最大繰り返し周波数がＲＺ信号周波数の１／２にな
り、増幅器の帯域に対する要求が緩和される。従ってス
キュー値の要求が酷しい場合、すなわち信号速度が高い
場合に適している。
分出力の立ち上がりエッジの部分のみを使用しているの
で、最大繰り返し周波数がＲＺ信号周波数の１／２にな
り、増幅器の帯域に対する要求が緩和される。従ってス
キュー値の要求が酷しい場合、すなわち信号速度が高い
場合に適している。
【図１】本発明の原理的構成（１）を示す図である。
【図２】本発明の動作原理（１）を示す図である。
【図３】本発明の原理的構成（２）を示す図である。
【図４】本発明の動作原理（２）を示す図である。
【図５】本発明の実施例（１）を示す図である。
【図６】本発明の実施例（２）を示す図である。
【図７】光並列伝送における従来の受信方式を示す図で
ある。
ある。
【図８】微分検出の問題点を説明する図である。
３ 微分回路 ５ ヒステリシスコンパレータ ６ フリップフロップ ７ Ｔタイプフリップフロップ ９ 遅延回路 １０ 排他的論理和回路
Claims (2)
- 【請求項１】 複数チャンネルの情報データを並列に伝
送する光並列伝送方式において、送信側から原信号をＲ
Ｚ化して伝送するとともに、受信側に、 受信信号を微分する微分回路（３）と、 該微分出力における立ち上がりエッジと立ち下がりエッ
ジとを識別するヒステリシスコンパレータ（５）と、 該立ち上がりエッジ識別出力と立ち下がり識別出力とで
セット，リセットするフリップフロップ（６）とを備
え、 該フリップフロップ（６）の出力によって原ＲＺ信号を
復号することを特徴とする光並列伝送方式。 - 【請求項２】 複数チャンネルの情報データを並列に伝
送する光並列伝送方式において、送信側から原信号をＲ
Ｚ化して伝送するとともに、受信側に、 受信信号を微分する微分回路（３）と、 該微分出力における立ち上がりまたは立ち下がりエッジ
に応じて交番する出力を発生するＴタイプフリップフロ
ップ（７）と、 該Ｔタイプフリップフロップ（７）の出力を１ビット遅
延する遅延回路（９）と、 前記Ｔタイプフリップフロップ（７）の出力と該遅延回
路（９）の出力との排他的論理和をとる排他的論理和回
路（１０）とを備え、 該排他的論理和回路（１０）の出力によって、原信号を
復号することを特徴とする光並列伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4329032A JPH06177834A (ja) | 1992-12-09 | 1992-12-09 | 光並列伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4329032A JPH06177834A (ja) | 1992-12-09 | 1992-12-09 | 光並列伝送方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177834A true JPH06177834A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18216843
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4329032A Withdrawn JPH06177834A (ja) | 1992-12-09 | 1992-12-09 | 光並列伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06177834A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007006268A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Kenwood Corp | 受信パルス列信号２値化装置、受信パルス列信号２値化方法、無線受信機、プログラム及び記録媒体 |
| JP2013135376A (ja) * | 2011-12-27 | 2013-07-08 | Toshiba Corp | 光送受信回路装置及び受信回路 |
-
1992
- 1992-12-09 JP JP4329032A patent/JPH06177834A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007006268A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Kenwood Corp | 受信パルス列信号２値化装置、受信パルス列信号２値化方法、無線受信機、プログラム及び記録媒体 |
| JP2013135376A (ja) * | 2011-12-27 | 2013-07-08 | Toshiba Corp | 光送受信回路装置及び受信回路 |
| US8879923B2 (en) | 2011-12-27 | 2014-11-04 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Optical transmitter/receiver circuit device and receiver circuit |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3340341B2 (ja) | レベル識別回路 | |
| JP2656734B2 (ja) | 光受信回路 | |
| JP3514993B2 (ja) | 光受信回路及び当該回路を用いた光モジュール | |
| US20050185969A1 (en) | Method and apparatus for processing optical duobinary signals | |
| KR100601048B1 (ko) | 버스트 모드 패킷의 수신기 및 그 패킷의 수신 방법 | |
| US4994692A (en) | Quantizer system | |
| JPH08288757A (ja) | ディジタル受信回路 | |
| JPH06177834A (ja) | 光並列伝送方式 | |
| EP1542417B1 (en) | Duobinary receiver | |
| JP2723874B2 (ja) | バーストディジタル光受信器 | |
| EP0613261A1 (en) | AC coupled fiber optic receiver with DC coupled characteristics | |
| US6420928B1 (en) | AC coupled pre-amplifier for burst signal | |
| US5058131A (en) | Transmitting high-bandwidth signals on coaxial cable | |
| US6519069B1 (en) | Optoelectric converter | |
| JPH07231307A (ja) | 光パルス受信回路 | |
| US6917233B1 (en) | Limiting amplifier and method for amplifying an input signal | |
| JPS5943859B2 (ja) | 対称クランプ光ファイバ受信機 | |
| JPH0691553B2 (ja) | 送受信装置 | |
| JP2536178B2 (ja) | 光送受信器 | |
| JPH0614647B2 (ja) | 光受信回路 | |
| JPS6258717A (ja) | 光２値信号の受信回路 | |
| KR100540497B1 (ko) | 데이터 부호화를 이용한 에이씨결합방식 버스트 모드광송수신기 | |
| US20030053182A1 (en) | Decision system for modulated electrical signals | |
| JPH118592A (ja) | 光送信装置及び光受信装置 | |
| JPH011348A (ja) | 送受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000307 |