JPH0691553B2 - 送受信装置 - Google Patents
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- JPH0691553B2 JPH0691553B2 JP62157206A JP15720687A JPH0691553B2 JP H0691553 B2 JPH0691553 B2 JP H0691553B2 JP 62157206 A JP62157206 A JP 62157206A JP 15720687 A JP15720687 A JP 15720687A JP H0691553 B2 JPH0691553 B2 JP H0691553B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、CSMA/CD（搬送波感知多重アクセス／衝突
検出）方式による衝突検出機能付の送受信装置に関する
ものである。
検出）方式による衝突検出機能付の送受信装置に関する
ものである。
第６図は例えば先に本発明者等が出願した従来のCSMA/C
D方式の光送受信装置を示している。第６図において、
１はパケット送信データの信号入力端子、２はダイパル
ス付号化回路、３はLEDドライバ、４はLED（発光素
子）、5a,5b,5c,5d,5e,5f,6c,6d,7c及び7dは光ファイ
バ、8a,8bは光コネクタ、9a,9bはズプライス点、10はス
ターカプラ、11はAPD（受光素子）、12はプリアンプ、1
3はパーシャルレスポンス（1,−１）フィルタ（以下、P
R（1,−１）フィルタと略す）、14は信号識別器、24は
衝突検出回路、25はデータ再生出力端子、26は衝突検出
パルス出力端子、27はタイミング抽出回路、28はブロッ
ク同期回路、29はレベル検出回路、30は規定電圧入力端
子、31は閾値電圧発生回路、32はキャリアオフ回路であ
る。
D方式の光送受信装置を示している。第６図において、
１はパケット送信データの信号入力端子、２はダイパル
ス付号化回路、３はLEDドライバ、４はLED（発光素
子）、5a,5b,5c,5d,5e,5f,6c,6d,7c及び7dは光ファイ
バ、8a,8bは光コネクタ、9a,9bはズプライス点、10はス
ターカプラ、11はAPD（受光素子）、12はプリアンプ、1
3はパーシャルレスポンス（1,−１）フィルタ（以下、P
R（1,−１）フィルタと略す）、14は信号識別器、24は
衝突検出回路、25はデータ再生出力端子、26は衝突検出
パルス出力端子、27はタイミング抽出回路、28はブロッ
ク同期回路、29はレベル検出回路、30は規定電圧入力端
子、31は閾値電圧発生回路、32はキャリアオフ回路であ
る。
第７図はPR（1,−１）フィルタ13の出力波形図である。
図において、13aは低受光レベル側でのPR（1,−１）フ
ィルタ出力、13bは高受光レベル側でのPR（1,−１）フ
ィルタ出力、15aは低受光レベル側での閾値電圧、15bは
高受光レベル側での閾値電圧である。
図において、13aは低受光レベル側でのPR（1,−１）フ
ィルタ出力、13bは高受光レベル側でのPR（1,−１）フ
ィルタ出力、15aは低受光レベル側での閾値電圧、15bは
高受光レベル側での閾値電圧である。
第８図は信号衝突検出レベル差及び閾値電圧対受光電力
特性図である。
特性図である。
次に動作について説明する。第６図の信号入力端子１に
入力される送信信号は、第１表の信号系列に示される４
つの２ビットパターンで表わされる。ダイパルス符号化
回路２は、第１表に示す信号系列を対応するダイパルス
系列に変換する。
入力される送信信号は、第１表の信号系列に示される４
つの２ビットパターンで表わされる。ダイパルス符号化
回路２は、第１表に示す信号系列を対応するダイパルス
系列に変換する。
ダイパルス変換とは、１ビットデータを２ビットデータ
（０→10,1→01）に変換することをさす。LEDドライバ
３はダイパルス系列を電流変換してLED4を駆動し、ダイ
パルス系列に対応する光出力をLED4より出力せしめる。
LED4の出力は光ファイバ5aに出力され、光ファイバ5aは
光コネクタ8a,スプライス点9aにより光ファイバ5b及び5
cに接続される。光ファイバ5cより出力される光信号
は、スターカプラ10により複数の光ファイバ5d,6d及び7
dへほぼ均等に分配されて出力される。スターカプラ10
に入力される他の光ファイバ6c,7cから入力される光信
号も同様に複数の光ファイバ5d,6d及び7dへほぼ均等に
分配されて出力される。光ファイバ5dに入力された光信
号は、スプライス点9b,光コネクタ8bにより光ファイバ5
e,5fに接続され、光ファイバ5fの出力信号は、APD11に
出力される。APD11は、光信号電力に対応した電流信号
に変換しプリアンプ12へ出力する。プリアンプ12は、AP
D11の出力電流信号を電圧信号に変換するとともに増幅
して出力する。プリアンプ12の出力には、第１表に示す
ダイパルス系列に対応する電圧信号が伝送により少し歪
んで出力される。
（０→10,1→01）に変換することをさす。LEDドライバ
３はダイパルス系列を電流変換してLED4を駆動し、ダイ
パルス系列に対応する光出力をLED4より出力せしめる。
LED4の出力は光ファイバ5aに出力され、光ファイバ5aは
光コネクタ8a,スプライス点9aにより光ファイバ5b及び5
cに接続される。光ファイバ5cより出力される光信号
は、スターカプラ10により複数の光ファイバ5d,6d及び7
dへほぼ均等に分配されて出力される。スターカプラ10
に入力される他の光ファイバ6c,7cから入力される光信
号も同様に複数の光ファイバ5d,6d及び7dへほぼ均等に
分配されて出力される。光ファイバ5dに入力された光信
号は、スプライス点9b,光コネクタ8bにより光ファイバ5
e,5fに接続され、光ファイバ5fの出力信号は、APD11に
出力される。APD11は、光信号電力に対応した電流信号
に変換しプリアンプ12へ出力する。プリアンプ12は、AP
D11の出力電流信号を電圧信号に変換するとともに増幅
して出力する。プリアンプ12の出力には、第１表に示す
ダイパルス系列に対応する電圧信号が伝送により少し歪
んで出力される。
PR（1,−１）フィルタ13は、入力信号をダイパルス系列
のビット周期Ｔ（第１表信号系列のビット周期の1/2）
だけ遅延した後、その時点の入力信号から引き算するフ
ィルタである。
のビット周期Ｔ（第１表信号系列のビット周期の1/2）
だけ遅延した後、その時点の入力信号から引き算するフ
ィルタである。
PR（1,−１）フィルタ13の出力は、第１表に示す波形を
得る。第１表において、“×”は先行する前位信号に依
存することを示す。“−”は０と１の引き算，“＋”は
１と０の引き算，“0"は０と０の引き算，“０＊”は１
と１の引き算時に発生する。“０＊”は光信号によりAP
D11で発生するショット雑音を“0"に比較して多く含
む。信号識別器14は、閾値電圧発生回路31より出力され
る,PR（1,−１）フィルタ13の出力に生じる０レベルよ
り僅かに低い−Δの閾値電圧とPR（1,−１）フィルタ13
の出力を比較し、比較結果を２値信号として出力する。
信号識別器14の出力は僅かに歪んでいるが、第１表に示
すようにPR（1,−１）フィルタ出力に対応した識別出力
を得る。もし、光ファイバ6cあるいは7cを経由して他の
送信器から同時に光信号（以後、衝突信号と呼ぶ）をス
ターカプラ10へ入力したとすると、以上に述べたと同様
にしてPR（1,−１）フィルタ13から出力されるが、信号
識別器14の出力においては、閾値電圧と最も近接した
“0"及び“０＊”レベルの信号に対する識別結果が衝突
信号の影響を受けやすい。第１表に、“0"及び“０＊”
の発生する第３ビットが衝突信号により変化させられて
符号則が乱された出力（CRV）を示す。衝突検出回路24
は、タイミング抽出回路27から得られる周期Ｔのタイミ
ング信号により前記歪みを伴った信号識別器14の出力か
ら歪みを除くとともに、ブロック同期回路28から得られ
る周期2Tのタイミング信号により第１表の識別出力の第
2,第４ビットをサンプルし、第１表に示す再生出力を受
信データとしてデータ再生出力端子25へ出力する。また
第１表の識別出力の第４ビット目から先行３ビットのパ
ターンを監視し、識別出力が第１表に示すCRVパターン
に一致したときには衝突が発生したとして衝突検出パル
ス出力端子26に検出パルスを出力する。ただし、パケッ
ト先頭でブロック同期引込みが終了する迄は、該検出パ
ルスは出さない。第１表に示すCRVのうち“×001"は、P
R（1,−１）フィルタ出力の第３ビット目の０レベルが
前記閾値電圧に近接しているので、微少レベル衝突信号
が加わってもCRVパターンが出やすい。また前記０レベ
ルは、受信信号レベルが変化しても、閾値電圧−Δとの
距離は原理的には変化しないので無調で動作できる。た
だし、第１表に示すCRVのうち“×100"は第３ビット目
の０＊がショット雑音を多く含むため、非衝突時にもCR
Vを出力させやすいので、該パターンが検出されても衝
突とは判定しない。
得る。第１表において、“×”は先行する前位信号に依
存することを示す。“−”は０と１の引き算，“＋”は
１と０の引き算，“0"は０と０の引き算，“０＊”は１
と１の引き算時に発生する。“０＊”は光信号によりAP
D11で発生するショット雑音を“0"に比較して多く含
む。信号識別器14は、閾値電圧発生回路31より出力され
る,PR（1,−１）フィルタ13の出力に生じる０レベルよ
り僅かに低い−Δの閾値電圧とPR（1,−１）フィルタ13
の出力を比較し、比較結果を２値信号として出力する。
信号識別器14の出力は僅かに歪んでいるが、第１表に示
すようにPR（1,−１）フィルタ出力に対応した識別出力
を得る。もし、光ファイバ6cあるいは7cを経由して他の
送信器から同時に光信号（以後、衝突信号と呼ぶ）をス
ターカプラ10へ入力したとすると、以上に述べたと同様
にしてPR（1,−１）フィルタ13から出力されるが、信号
識別器14の出力においては、閾値電圧と最も近接した
“0"及び“０＊”レベルの信号に対する識別結果が衝突
信号の影響を受けやすい。第１表に、“0"及び“０＊”
の発生する第３ビットが衝突信号により変化させられて
符号則が乱された出力（CRV）を示す。衝突検出回路24
は、タイミング抽出回路27から得られる周期Ｔのタイミ
ング信号により前記歪みを伴った信号識別器14の出力か
ら歪みを除くとともに、ブロック同期回路28から得られ
る周期2Tのタイミング信号により第１表の識別出力の第
2,第４ビットをサンプルし、第１表に示す再生出力を受
信データとしてデータ再生出力端子25へ出力する。また
第１表の識別出力の第４ビット目から先行３ビットのパ
ターンを監視し、識別出力が第１表に示すCRVパターン
に一致したときには衝突が発生したとして衝突検出パル
ス出力端子26に検出パルスを出力する。ただし、パケッ
ト先頭でブロック同期引込みが終了する迄は、該検出パ
ルスは出さない。第１表に示すCRVのうち“×001"は、P
R（1,−１）フィルタ出力の第３ビット目の０レベルが
前記閾値電圧に近接しているので、微少レベル衝突信号
が加わってもCRVパターンが出やすい。また前記０レベ
ルは、受信信号レベルが変化しても、閾値電圧−Δとの
距離は原理的には変化しないので無調で動作できる。た
だし、第１表に示すCRVのうち“×100"は第３ビット目
の０＊がショット雑音を多く含むため、非衝突時にもCR
Vを出力させやすいので、該パターンが検出されても衝
突とは判定しない。
次に衝突検出すべき信号のレベルについて述べる。第２
表に、CSMA/CDアクセス制御方式に従う光ローカルエリ
アネットワークの光レベルダイヤグラムの一例を示す。
表に、CSMA/CDアクセス制御方式に従う光ローカルエリ
アネットワークの光レベルダイヤグラムの一例を示す。
第２表において、ファイバ内入射電力は第６図における
LED4から光ファイバ5aに結合するピーク光電力である。
ファイバは、第６図における5a,5b,5c,5d,5e及び5fの合
計長を示し、０から1km長を想定している。ファイバ損
失は、長さに応じて０から3.5dBの間の値を取る。
LED4から光ファイバ5aに結合するピーク光電力である。
ファイバは、第６図における5a,5b,5c,5d,5e及び5fの合
計長を示し、０から1km長を想定している。ファイバ損
失は、長さに応じて０から3.5dBの間の値を取る。
100ポートスターカプラは、第６図に示すスターカプラ1
0において、入力光ファイバ数，出力光ファイバ数100を
有するスターカプラをいう。100ポートスターカプラの
損失は、入出力光ファイバ間の信号減衰量で規定され
る。入出力光ファイバが異なると減衰量にも差異を生
じ、通常24.0dB〜26.5dBの範囲にある。光コネクタ，ス
プライスによる接続は、それぞれ０から２および０から
８点を想定している。それぞれ１個あたりの接続損失は
0.7dB及び0.16dBとした。受信器における再生出力の符
号誤り率が10-10以下となる受光レベル範囲は−45.0dBm
〜−34.0dBm（ピーク値）を想定している。信号衝突検
出レベル差は、衝突時にCRV検出パルス発生率が規定値
以上となる主信号と衝突信号のレベル差をさす。システ
ムマージンは実際に想定される受信レベルと受信器の受
信感度及び実際に想定される受信信号レベル差と信号衝
突検出レベル差の差を示す。受信信号レベル差は、LED4
の出力偏差およびLED4からスターカプラ10迄の損失差
（光ファイバ5a,5b,5c及び光コネクタ8a,スプライス9a
の長さ及び数量等による）およびスターカプラ10の損失
差によって発生する。通常、スターカプラ10を用いたシ
ステムでは、上り，下り同一仕様で設置されるので、信
号レベル差はスターカプラ10を除き全損失の1/2とな
る。第２表で示された光レベルダイヤグラムより、信号
衝突検出レベル差は受光電力が−45dBm〜−34dBmの間は
受光電力とともに大きくなる必要がある。これは、上り
経路およびスターカプラ10において、主信号に対しては
損失が最も大きくなる場合に発生する。受光電力が−37
dBm〜−34dBmにおいては、信号衝突検出レベル差は受光
電力とは無関係に8dBあればよい。この間の受光レベル
変化は、スターカプラ10から下りの経路の損失偏差のみ
により発生する。
0において、入力光ファイバ数，出力光ファイバ数100を
有するスターカプラをいう。100ポートスターカプラの
損失は、入出力光ファイバ間の信号減衰量で規定され
る。入出力光ファイバが異なると減衰量にも差異を生
じ、通常24.0dB〜26.5dBの範囲にある。光コネクタ，ス
プライスによる接続は、それぞれ０から２および０から
８点を想定している。それぞれ１個あたりの接続損失は
0.7dB及び0.16dBとした。受信器における再生出力の符
号誤り率が10-10以下となる受光レベル範囲は−45.0dBm
〜−34.0dBm（ピーク値）を想定している。信号衝突検
出レベル差は、衝突時にCRV検出パルス発生率が規定値
以上となる主信号と衝突信号のレベル差をさす。システ
ムマージンは実際に想定される受信レベルと受信器の受
信感度及び実際に想定される受信信号レベル差と信号衝
突検出レベル差の差を示す。受信信号レベル差は、LED4
の出力偏差およびLED4からスターカプラ10迄の損失差
（光ファイバ5a,5b,5c及び光コネクタ8a,スプライス9a
の長さ及び数量等による）およびスターカプラ10の損失
差によって発生する。通常、スターカプラ10を用いたシ
ステムでは、上り，下り同一仕様で設置されるので、信
号レベル差はスターカプラ10を除き全損失の1/2とな
る。第２表で示された光レベルダイヤグラムより、信号
衝突検出レベル差は受光電力が−45dBm〜−34dBmの間は
受光電力とともに大きくなる必要がある。これは、上り
経路およびスターカプラ10において、主信号に対しては
損失が最も大きくなる場合に発生する。受光電力が−37
dBm〜−34dBmにおいては、信号衝突検出レベル差は受光
電力とは無関係に8dBあればよい。この間の受光レベル
変化は、スターカプラ10から下りの経路の損失偏差のみ
により発生する。
次に、従来の衝突検出機能付送受信装置の衝突検出能力
について述べる。まず、信号識別器14の閾値電圧の設定
動作について説明する。レベル検出回路29は、PR（1,−
１）フィルタ13の出力レベルを監視し、出力レベルピー
ク値が規定電圧出力端子30から入力される規定電圧を越
えると出力“H"を保持し、規定電圧を越えない場合は出
力“L"を保持する。閾値電圧発生回路31は、レベル検出
回路29の出力が“L"のとき−Δ1,“H"のとき−Δ２の閾
値電圧を発生し、信号識別器14へ出力する。ここで、−
Δ２＜−Δ１である。この結果、第７図において、低受
光レベル側でのPR（1,−１）フィルタ出力13aが信号識
別器14に入力されるとき閾値電圧15aが、高受光レベル
側でのPR（1,−１）フィルタ出力13bが信号識別器14に
入力されるとき閾値電圧15bが供給される。なお、受信
状態が終了するとキャリアオフ回路32から一定時間のパ
ルスがレベル検出回路29に入力され、レベル検出回路29
の出力は強制的に“L"となり、閾値電圧発生回路31の出
力は−Δ１となり、受信待機状態となる。
について述べる。まず、信号識別器14の閾値電圧の設定
動作について説明する。レベル検出回路29は、PR（1,−
１）フィルタ13の出力レベルを監視し、出力レベルピー
ク値が規定電圧出力端子30から入力される規定電圧を越
えると出力“H"を保持し、規定電圧を越えない場合は出
力“L"を保持する。閾値電圧発生回路31は、レベル検出
回路29の出力が“L"のとき−Δ1,“H"のとき−Δ２の閾
値電圧を発生し、信号識別器14へ出力する。ここで、−
Δ２＜−Δ１である。この結果、第７図において、低受
光レベル側でのPR（1,−１）フィルタ出力13aが信号識
別器14に入力されるとき閾値電圧15aが、高受光レベル
側でのPR（1,−１）フィルタ出力13bが信号識別器14に
入力されるとき閾値電圧15bが供給される。なお、受信
状態が終了するとキャリアオフ回路32から一定時間のパ
ルスがレベル検出回路29に入力され、レベル検出回路29
の出力は強制的に“L"となり、閾値電圧発生回路31の出
力は−Δ１となり、受信待機状態となる。
いま仮に、規定電圧入力端子30の入力を受光電力−35.5
dBmで閾値電圧が−Δ１から−Δ２に切り変わるように
設定したとし、閾値電圧−Δ１を受光電力が−37dBmに
おいて、信号衝突検出レベル差8dB,閾値電圧−Δ２を受
光電力が−35.5dBmにおいて信号衝突レベル差8dBとなる
ように設定したとする。このとき信号衝突検出レベル差
及び閾値電圧と受光電力の関係は第８図のようになる。
第８図において、受光電力が−37dBm以上においては、
受光電力−35.5dBmのポイント以外ではシステムから要
求されるより以上の衝突検出能力を有していることが分
かる。過剰な衝突検出能力は０レベルの僅かな波形歪み
に対しても敏感となり、受光レベルが高い側での衝突誤
検出の発生をまねく。
dBmで閾値電圧が−Δ１から−Δ２に切り変わるように
設定したとし、閾値電圧−Δ１を受光電力が−37dBmに
おいて、信号衝突検出レベル差8dB,閾値電圧−Δ２を受
光電力が−35.5dBmにおいて信号衝突レベル差8dBとなる
ように設定したとする。このとき信号衝突検出レベル差
及び閾値電圧と受光電力の関係は第８図のようになる。
第８図において、受光電力が−37dBm以上においては、
受光電力−35.5dBmのポイント以外ではシステムから要
求されるより以上の衝突検出能力を有していることが分
かる。過剰な衝突検出能力は０レベルの僅かな波形歪み
に対しても敏感となり、受光レベルが高い側での衝突誤
検出の発生をまねく。
従来の衝突検出機能付送受信装置は以上のように構成さ
れているので、LEDドライバ3,プリアンプ12及びPR（1,
−１）フィルタ13等には極低歪み特性が要求され、試験
調整時間が多く必要となる問題点があった。また、衝突
誤検出の発生しない受光電力の範囲も波形歪みにより制
限され、大きく取れないという問題点があった。
れているので、LEDドライバ3,プリアンプ12及びPR（1,
−１）フィルタ13等には極低歪み特性が要求され、試験
調整時間が多く必要となる問題点があった。また、衝突
誤検出の発生しない受光電力の範囲も波形歪みにより制
限され、大きく取れないという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、試験調整時間を短縮できるとともに、衝突誤
検出の発生しない受光電力範囲を広くできる衝突検出機
能付送受信装置を得ることを目的とする。
たもので、試験調整時間を短縮できるとともに、衝突誤
検出の発生しない受光電力範囲を広くできる衝突検出機
能付送受信装置を得ることを目的とする。
この発明に係る送受信装置は、PR（1,−１）フィルタ13
の出力振幅を検出するピーク検波器15と、このピーク検
波器15の出力電圧と予め設定された規定電圧とに基づき
ピーク検波器15の出力電圧が規定電圧より小さいとき一
定の閾値電圧を発生し、ピーク検波器15の出力電圧が規
定電圧より大きいときピーク検波器15の出力電圧に比例
した閾値電圧を発生して信号識別器14に供給する閾値電
圧発生回路16とを備えたものである。
の出力振幅を検出するピーク検波器15と、このピーク検
波器15の出力電圧と予め設定された規定電圧とに基づき
ピーク検波器15の出力電圧が規定電圧より小さいとき一
定の閾値電圧を発生し、ピーク検波器15の出力電圧が規
定電圧より大きいときピーク検波器15の出力電圧に比例
した閾値電圧を発生して信号識別器14に供給する閾値電
圧発生回路16とを備えたものである。
〔作用〕 この発明においては、ピーク検波器15の出力電圧は受光
電力に対応するので、閾値電圧発生回路16からは、受光
電力が規定電圧に対応した受光電力以下のときは一定の
閾値電圧が信号識別器14に出力され、受光電力が規定電
圧に対応した受光電力以上のときは受光電力の上昇に比
例した閾値電圧が信号識別器14に出力される。これによ
り、受光電力の大きい領域でも安定した衝突検出動作が
得られる。
電力に対応するので、閾値電圧発生回路16からは、受光
電力が規定電圧に対応した受光電力以下のときは一定の
閾値電圧が信号識別器14に出力され、受光電力が規定電
圧に対応した受光電力以上のときは受光電力の上昇に比
例した閾値電圧が信号識別器14に出力される。これによ
り、受光電力の大きい領域でも安定した衝突検出動作が
得られる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図は実施例の送受信装置を示す構成図であり、第６
図従来例と同一符号は同一又は相当部分を示しており、
その説明は省略する。図において、15はPR（1,−１）フ
ィルタの出力振幅を検出するピーク検波器、16は閾値電
圧発生回路であり、17は規定電圧入力端子、18はオペア
ンプ、19はトランジスタ、20,21は抵抗、22は基準電圧
入力端子、23は定電流源である。上記オペアンプ18は、
規定の受光電力においてその出力が0Vとなるように規定
電圧入力端子17の電位が設定されており、ピーク検波器
15の出力と規定電圧入力端子17の電位の差をトランジス
タ19のベースへ出力する。トランジスタ19は、ベース入
力電圧が0Vでスイッチングするように規準電圧入力端子
22の電位が設定されており、ベース入力電圧が正のとき
ベース電圧に比例したコレクタ電流が抵抗20を介して流
れ、ベース入力電圧が負のときはコレクタ電流は０とな
る。従って、閾値電圧発生回路16の出力としては、受光
電力がオペアンプ18の規定電圧入力端子17の電位に対応
した受光電力以下のときは、定電流源23の電流値と抵抗
21の積となり、一定の閾値電圧が信号識別器14へ出力さ
れる。これに対して、受光電力がオペアンプ18の規定電
圧入力端子17の電位に対応した受光電力以上のときは、
定電流源23の電流値と，受光電力とオペアンプ18の規定
電圧入力端子17の電位に対応した受光電力の差に比例し
た電流値の和が抵抗21に流れるため、受光電力の上昇に
比例した閾値電圧が出力される。
図従来例と同一符号は同一又は相当部分を示しており、
その説明は省略する。図において、15はPR（1,−１）フ
ィルタの出力振幅を検出するピーク検波器、16は閾値電
圧発生回路であり、17は規定電圧入力端子、18はオペア
ンプ、19はトランジスタ、20,21は抵抗、22は基準電圧
入力端子、23は定電流源である。上記オペアンプ18は、
規定の受光電力においてその出力が0Vとなるように規定
電圧入力端子17の電位が設定されており、ピーク検波器
15の出力と規定電圧入力端子17の電位の差をトランジス
タ19のベースへ出力する。トランジスタ19は、ベース入
力電圧が0Vでスイッチングするように規準電圧入力端子
22の電位が設定されており、ベース入力電圧が正のとき
ベース電圧に比例したコレクタ電流が抵抗20を介して流
れ、ベース入力電圧が負のときはコレクタ電流は０とな
る。従って、閾値電圧発生回路16の出力としては、受光
電力がオペアンプ18の規定電圧入力端子17の電位に対応
した受光電力以下のときは、定電流源23の電流値と抵抗
21の積となり、一定の閾値電圧が信号識別器14へ出力さ
れる。これに対して、受光電力がオペアンプ18の規定電
圧入力端子17の電位に対応した受光電力以上のときは、
定電流源23の電流値と，受光電力とオペアンプ18の規定
電圧入力端子17の電位に対応した受光電力の差に比例し
た電流値の和が抵抗21に流れるため、受光電力の上昇に
比例した閾値電圧が出力される。
第２図はピーク検波器検波特性図、第３図はトランジス
タ静特性図、第４図は閾値電圧発生回路入出力特性図で
あり、16aは閾値電圧、18aはオペアンプ出力である。第
５図はこの実施例による信号衝突検出レベル差及び閾値
電圧対受光電力特性図である。
タ静特性図、第４図は閾値電圧発生回路入出力特性図で
あり、16aは閾値電圧、18aはオペアンプ出力である。第
５図はこの実施例による信号衝突検出レベル差及び閾値
電圧対受光電力特性図である。
次に動作について詳細に説明する。なお、第１図におい
て従来例と同一符号のものは従来と同様の動作を行うの
でその説明は省略する。ピーク検波器15はPR（1,−１）
フィルタ13の出力振幅を検出し、オペアンプ18へ入力す
る。ピーク検波器15は第２図に示すピーク検波器検波特
性を持つものとする。ピーク検波器入力振幅をVin〔Vp
−ｐ〕，ピーク検波器出力電圧をVout〔Ｖ〕とすると、 Vout＝Vin,Vos …（１） となる。ここでVosは定数で、検波効率は１とした。オ
ペアンプ18の規定電圧入力端子17には、（１）式におい
て規定の受光電力ＰＴに対応したPR（1,−１）フィルタ
13の出力振幅ＶＴが入力されたときのピーク検波器15の
出力電圧が入力される。従って、オペアンプ18の出力電
圧Vopは、 Vop＝Vin−ＶＴ …（２） となる。オペアンプ18の出力電圧Vopはトランジスタ19
のベースへ入力される。トランジスタ19は第３図に示す
トランジスタ静特性を持つものとする。すなわち、ベー
スエミッタ間電圧が一定電圧ＶBEより小さいとき遮断，
大きいとき導通となり微分抵抗ｒｅを有する。規準電圧
入力端子22はトランジスタ19のスイッチング電圧ＶBEに
対応した電位 ，すなわち−ＶBEが与えられている。こ
のとき、抵抗20の抵抗値をＲＥとすると、トランジスタ
19のコレクタ電流Icは、以下のようになる。
て従来例と同一符号のものは従来と同様の動作を行うの
でその説明は省略する。ピーク検波器15はPR（1,−１）
フィルタ13の出力振幅を検出し、オペアンプ18へ入力す
る。ピーク検波器15は第２図に示すピーク検波器検波特
性を持つものとする。ピーク検波器入力振幅をVin〔Vp
−ｐ〕，ピーク検波器出力電圧をVout〔Ｖ〕とすると、 Vout＝Vin,Vos …（１） となる。ここでVosは定数で、検波効率は１とした。オ
ペアンプ18の規定電圧入力端子17には、（１）式におい
て規定の受光電力ＰＴに対応したPR（1,−１）フィルタ
13の出力振幅ＶＴが入力されたときのピーク検波器15の
出力電圧が入力される。従って、オペアンプ18の出力電
圧Vopは、 Vop＝Vin−ＶＴ …（２） となる。オペアンプ18の出力電圧Vopはトランジスタ19
のベースへ入力される。トランジスタ19は第３図に示す
トランジスタ静特性を持つものとする。すなわち、ベー
スエミッタ間電圧が一定電圧ＶBEより小さいとき遮断，
大きいとき導通となり微分抵抗ｒｅを有する。規準電圧
入力端子22はトランジスタ19のスイッチング電圧ＶBEに
対応した電位 ，すなわち−ＶBEが与えられている。こ
のとき、抵抗20の抵抗値をＲＥとすると、トランジスタ
19のコレクタ電流Icは、以下のようになる。
トランジスタ19のコレクタ電圧Vcは、抵抗21の抵抗値を
Rc,定電流源23の電流値をIoとすると、 となる。（４）式から受光電力が規定の受光電力ＰＴよ
り小さいときの閾値電圧Vthoは−RcIoとなる。ここで、
抵抗20の抵抗値ＲＥを以下の式で定める。
Rc,定電流源23の電流値をIoとすると、 となる。（４）式から受光電力が規定の受光電力ＰＴよ
り小さいときの閾値電圧Vthoは−RcIoとなる。ここで、
抵抗20の抵抗値ＲＥを以下の式で定める。
このとき（４）式より、受光電力が規定の受光電力ＰＴ
より大きいとき、 となり、PR（1,−１）フィルタ13の出力振幅に比例して
増加する閾値電圧が得られる。（５）式，（６）式よ
り、第４図に示す閾値電圧発生回路入出力特性図が得ら
れる。ここで仮に、規定の受光電力が−36.5dBmとなる
ように規定電圧入力端子17の電位を設定し、定電流源23
の電流値を受光電力−37.0dBmにおいて信号衝突検出レ
ベル差8dBとなるように設定したとすると、信号衝突検
出レベル差及び閾値電圧と受光電力特性図は第５図に示
すようになる。受光電力−36.5dBmまでは、信号衝突検
出レベル差は受光電力に比例して増加する。受光電力が
−36.5dBmより大きくなると、閾値電圧16aは（６）式で
示すように受光電力に比例して増加するため、信号衝突
検出レベル差は受光電力によらず8.5dBで一定となる。
このように受光電力−36.5dBm以上において閾値電圧16a
を受光電力に比例して増加させてもシステムから要求さ
れる信号衝突検出レベル差を確保しており、受光電力に
比例して影響が大きくなるPR（1,−１）フィルタ13出力
の０レベルの波形劣化に対応でき、衝突誤検出の起こら
ない受光電力を広く取ることができ、また、試験調整時
間も短縮できる。
より大きいとき、 となり、PR（1,−１）フィルタ13の出力振幅に比例して
増加する閾値電圧が得られる。（５）式，（６）式よ
り、第４図に示す閾値電圧発生回路入出力特性図が得ら
れる。ここで仮に、規定の受光電力が−36.5dBmとなる
ように規定電圧入力端子17の電位を設定し、定電流源23
の電流値を受光電力−37.0dBmにおいて信号衝突検出レ
ベル差8dBとなるように設定したとすると、信号衝突検
出レベル差及び閾値電圧と受光電力特性図は第５図に示
すようになる。受光電力−36.5dBmまでは、信号衝突検
出レベル差は受光電力に比例して増加する。受光電力が
−36.5dBmより大きくなると、閾値電圧16aは（６）式で
示すように受光電力に比例して増加するため、信号衝突
検出レベル差は受光電力によらず8.5dBで一定となる。
このように受光電力−36.5dBm以上において閾値電圧16a
を受光電力に比例して増加させてもシステムから要求さ
れる信号衝突検出レベル差を確保しており、受光電力に
比例して影響が大きくなるPR（1,−１）フィルタ13出力
の０レベルの波形劣化に対応でき、衝突誤検出の起こら
ない受光電力を広く取ることができ、また、試験調整時
間も短縮できる。
なお、上記説明においては、規定の受光電力を−36.5dB
mとしたが、−37dBm以上であればどの受光電力であって
も上記と同様の効果が得られる。また、閾値電圧をPR
（1,−１）フィルタ出力の０レベルの僅かに下に設定す
る場合について述べたが、僅かに上に設定する場合につ
いても、第１図に示すピーク検波器15と閾値電圧発生回
路16を用いれば、ここで説明した実施例と同様の効果を
得ることができる。
mとしたが、−37dBm以上であればどの受光電力であって
も上記と同様の効果が得られる。また、閾値電圧をPR
（1,−１）フィルタ出力の０レベルの僅かに下に設定す
る場合について述べたが、僅かに上に設定する場合につ
いても、第１図に示すピーク検波器15と閾値電圧発生回
路16を用いれば、ここで説明した実施例と同様の効果を
得ることができる。
以上のように、この発明によれば、ピーク検波器15でPR
（1,−１）フィルタ13の出力振幅を検出し、その出力電
圧が規定電圧以上において閾値電圧発生回路16により信
号識別器14の閾値電圧を上記出力電圧に比例して増加さ
せることにより、システムから要求される信号衝突検出
レベル差を確保しつつ、衝突誤検出の発生しない受光レ
ベル範囲の広い送受信装置が得られ、また試験調整時間
も短縮できるという効果も得られる。
（1,−１）フィルタ13の出力振幅を検出し、その出力電
圧が規定電圧以上において閾値電圧発生回路16により信
号識別器14の閾値電圧を上記出力電圧に比例して増加さ
せることにより、システムから要求される信号衝突検出
レベル差を確保しつつ、衝突誤検出の発生しない受光レ
ベル範囲の広い送受信装置が得られ、また試験調整時間
も短縮できるという効果も得られる。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図はピ
ーク検波器検波特性図、第３図はトランジスタ静特性
図、第４図は閾値電圧発生回路入出力特性図、第５図は
信号衝突検出レベル差及び閾値電圧対受光電力特性図、
第６図は従来の送受信装置の構成図、第７図はパーシャ
ルレスポンス（1,−１）フィルタの出力波形図、第８図
は従来の信号衝突検出レベル差及び閾値電圧対受光電力
特性図である。 図中、１は信号入力端子、２はダイパルス符号化回路、
３はLEDドライバ、４はLED、5a,5b,5c,5d,5e,5f,6c,6d,
7c及び7dは光ファイバ、8a,8bは光コネクタ、9a,9bはス
プライス点、10はスターカプラ、11はAPD、12はプリア
ンプ、13はパーシャルレスポンス（1,−１）フィルタ、
14は信号識別器、15はピーク検波器、16は閾値電圧発生
回路、17は規定電圧入力端子、18はオペアンプ、19はト
ランジスタ、20,21は抵抗、22は基準電圧入力端子、23
は定電流源、24は衝突検出回路、25はデータ再生出力端
子、26は衝突検出パルス出力端子、27はタイミング抽出
回路、28はブロック同期回路である。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
ーク検波器検波特性図、第３図はトランジスタ静特性
図、第４図は閾値電圧発生回路入出力特性図、第５図は
信号衝突検出レベル差及び閾値電圧対受光電力特性図、
第６図は従来の送受信装置の構成図、第７図はパーシャ
ルレスポンス（1,−１）フィルタの出力波形図、第８図
は従来の信号衝突検出レベル差及び閾値電圧対受光電力
特性図である。 図中、１は信号入力端子、２はダイパルス符号化回路、
３はLEDドライバ、４はLED、5a,5b,5c,5d,5e,5f,6c,6d,
7c及び7dは光ファイバ、8a,8bは光コネクタ、9a,9bはス
プライス点、10はスターカプラ、11はAPD、12はプリア
ンプ、13はパーシャルレスポンス（1,−１）フィルタ、
14は信号識別器、15はピーク検波器、16は閾値電圧発生
回路、17は規定電圧入力端子、18はオペアンプ、19はト
ランジスタ、20,21は抵抗、22は基準電圧入力端子、23
は定電流源、24は衝突検出回路、25はデータ再生出力端
子、26は衝突検出パルス出力端子、27はタイミング抽出
回路、28はブロック同期回路である。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】送信路側に、通信器を送信するパケット送
信データをダイパルス系列に変換するダイパルス符号化
回路を備え、受信器側に、送信信号を受信して所定の規
則に従って交流変換するパーシャルレスポンス（1,−
１）フィルタ、このフィルタの出力信号が供給され当該
出力信号における零レベルより僅かにずれた閾値電圧で
信号識別する信号識別器と、ダイパルス系列の復号のた
めの同期確立後，上記信号識別器出力の符号列により符
号遷移則違反を検出して受信パケットが衝突状態にある
ことを検出する衝突検出回路とを備えた衝突検出機能付
の送受信装置において、上記パーシャルレスポンス（1,
−１）フィルタの出力振幅を検出するピーク検波器と、
このピーク検波器の出力電圧と予め設定された規定電圧
とに基づきピーク検波器の出力電圧が規定電圧より小さ
いとき一定の閾値電圧を発生し、ピーク検波器の出力電
圧が規定電圧より大きいときピーク検波器の出力電圧に
比例した閾値電圧を発生して信号識別器に供給する閾値
電圧発生回路とを備えたことを特徴する送受信装置。 - 【請求項２】閾値電圧発生回路は、ピーク検波器の出力
電圧と規定電圧入力端子から入力される規定電圧との差
を出力するオペアンプと、このオペアンプの出力が負の
とき遮断，正のとき導通となるトランジスタと、このト
ランジスタのスイッチングレベルを設定する基準電圧入
力端子と、上記トランジスタのコレクタ電流値を設定す
る抵抗と、上記トランジスタのコレクタ電流を流すこと
により閾値電圧を発生させる抵抗と、この抵抗に一定電
流を供給する定電流源とから成ることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62157206A JPH0691553B2 (ja) | 1987-06-24 | 1987-06-24 | 送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62157206A JPH0691553B2 (ja) | 1987-06-24 | 1987-06-24 | 送受信装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH011348A JPH011348A (ja) | 1989-01-05 |
| JPS641348A JPS641348A (en) | 1989-01-05 |
| JPH0691553B2 true JPH0691553B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=15644525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62157206A Expired - Fee Related JPH0691553B2 (ja) | 1987-06-24 | 1987-06-24 | 送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691553B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2551313B2 (ja) * | 1993-02-25 | 1996-11-06 | 株式会社ノーリツ | 給湯装置 |
| WO2007129414A1 (ja) * | 2006-05-08 | 2007-11-15 | Fumiko Uemura | 巻き爪用の爪整形具およびつけ爪 |
-
1987
- 1987-06-24 JP JP62157206A patent/JPH0691553B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS641348A (en) | 1989-01-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |