JPH06169360A - マルチメディア多重伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 メインデータと音声信号を多重化して、アナ
ログ回線に出力するマルチメディア多重伝送方式に関
し、一本のアナログ回線を利用して、データと音声とを
同時伝送することを目的とする。 【構成】 アナログ回線を使用して、送信データをデー
タ信号点に変換し、該変換した信号点を変調して、変調
信号を送信する伝送方式において、アナログパスバンド
信号をアナログベースバンド信号に変換して、該変換し
たアナログベースバンド信号を該信号点に重畳して、伝
送する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、２線式あるいは４線式
の単一のアナログ回線を用いてホストコンピュータや端
末装置等からのデータ信号と音声信号を同時に多重伝送
するマルチメディア多重伝送方式に関し、特に、メイン
のデータを変換したデータ信号点に音声信号などの他の
信号を重畳して同時に多重伝送するマルチメディア多重
伝送方式に関する。

【０００２】近年、伝送メディアの多様化により、電話
の音声信号、ファクシミリ信号、データ信号、画像信号
等の種々の信号の多重伝送が可能となっており、デジタ
ル基幹回線では、既にこれらの多重伝送が実現されてい
る。一方、基幹回線以外の殆どの回線は、未だアナログ
回線であり、アナログ回線では、複数のメディアに対応
できていないため、データ信号はモデムを使用した３．
４ＫＨｚ回線、音声は電話機、インバンドリンガー、交
換器等を使用した音声級回線というように、別々の回線
を使用して伝送する形態が現実である。

【０００３】またデジタル回線は普及に時間がかかって
おり、ランニングコストも高いことから、アナログ回線
に対し依然として根強い要求がある。このため、アナロ
グ回線においても、ランニングコスト低減の要求からデ
ータ信号、音声信号、画像信号等の複数のメディアの多
重伝送が要求されている。

【０００４】

【従来の技術】図８０は従来のマルチメディア多重伝送
方式の利用形態の一例を示す。本社１０と支社１２とい
う大規模事業所では、これらをデジタル基幹回線１４で
接続し、マルチメディア多重伝送装置を利用して、音声
信号、データ信号、画像信号等の複数メディアの信号を
多重化して１本のデジタル基幹回線１４で伝送してい
る。

【０００５】しかし、本社１０や支社１２と接続された
支店１６−１〜１６−ｎとの間は、ランニングコストを
低減するため公衆回線や専用回線を用いた個別のアナロ
グ回線１８−１〜１８−ｎを使用している。このため図
８１に詳細を示すように、例えば本社１０と各支店１６
−１〜１６−ｎの間は、データ信号についてはモデム２
０−１〜２０−ｎを使用した３．４ＫＨｚ回線２２−１
〜２２−ｎ、音声信号は電話機２４−１〜２４−ｎを使
用した音声級回線２６−１〜２６−ｎを使用している。
この点は支社１２と各支店１６−１〜１６−ｎの間も同
じである。

【０００６】更に、ファクシミリ装置では、アナログ回
線を音声信号とデータ信号の両方に使用するため、モデ
ムと電話を切り換えるようにして画像データと音声信号
を１本のアナログ回線で伝送している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のマルチメディア多重伝送方式にあっては、次
の問題があった。まず企業の事業所間の通信等では、デ
ータ通信と電話通信を同時使用することが多く、ファク
シミリ装置に利用されている回線切り換え方法では効率
が悪く、結局、図８１の本社１０および支社１２と各支
店１６−１〜１６−ｎに示すように、データ通信に３．
４ＫＨｚ回線２２−１〜２２−ｎを使用し、また音声通
信に電話級回線２６−１〜２６−ｎを使用せざるを得
ず、別々の回線を使用することで回線がメディア分必要
となり、回線料金が余分にかかる。また通信機器もメデ
ィア分必要となり、機器費用がかかる。本発明の目的
は、単一のアナログ回線を利用してデータ信号と音声信
号とを同時に伝送することができるマルチメディア多重
伝送方式を提供する。

【０００８】本発明の他の目的は、メインのデータの信
号点に音声又はＦＡＸなどのアナログ信号を重畳して送
信し、受信側で元の送信データと音声信号を復調するマ
ルチメディア多重伝送方式を提供する。本発明の他の目
的は、メインのデータの信号点にベースバンド帯域に変
換したアナログ信号を重畳して送信し、受信側で元の送
信データと音声信号を復調するマルチメディア多重伝送
方式を提供する。

【０００９】本発明の他の目的は、メインのデータスク
ランブルに対応してアナログ信号もランダム変換して受
信側での自動等化を可能とし、受信側のデスクランブル
で元の送信データを復調し、ランダム逆変換で元のアナ
ログ信号を復調するマルチメディア多重伝送方式を提供
する。本発明の他の目的は、送信側でメインのデータを
トレリス符号化し、受信側ではビタビ復号化を行って信
号品質を向上するマルチメディア多重伝送方式を提供す
る。

【００１０】本発明の他の目的は、送信側でアナログ信
号をデータ信号点に重畳する際に、メインのデータ通信
を妨げないように振幅を制限するようにしたマルチメデ
ィア多重伝送方式を提供する。本発明の他の目的は、相
手局から信号品質に関する情報を受けてメインのデータ
信号点に重畳するアナログ信号の振幅を最適値に制限す
るようにしたマルチメディア多重伝送方式を提供する。

【００１１】本発明の他の目的は、２線式アナログ回線
を全二重で用いる場合に、送信データからエコー成分を
推定して受信信号から除去して信号品質を高めるように
したマルチメディア多重伝送方式を提供する。本発明の
他の目的は、音声信号をディジタル信号とアナログ信号
に分離し、ディジタル信号はデータ信号点伝送し、アナ
ロク信号はデータ信号点に重畳して音声信号の伝送品質
を向上するようにしたマルチメディア多重伝送方式を提
供する。

【００１２】本発明の他の目的は、２チャネルの音声又
はファクシミリなどの信号を、単一のアナログ回線を介
して伝送するようにしたマルチメディア多重伝送方式を
提供する。本発明の他の目的は、２チャネルの音声又は
ファクシミリなどの信号の同時伝送で、アナログベース
バンド信号の振幅成分と位相成分の各々を量子化してデ
ィジタル信号としてデータ信号点に変換して伝送するマ
ルチメディア多重伝送方式を提供する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】図１および図２は本発明
の原理説明図である。 ［音声＋データ］図１は本願の第１発明を示したもの
で、図１（ａ）に示すように、アナログ回線４６を介し
て送信部３０と受信部３２を接続したマルチメディア多
重伝送方式を対象とする。

【００１４】送信部３０には、メインの送信データを２
次元座標空間のデータ信号点に変換し、このデータ信号
点を変調した変調信号を送信するデータ送信手段と、ア
ナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に変
換し、このアナログベースバンド信号を前記データ信号
点に重畳して伝送させる多重化手段とを設ける。また受
信部３２には、送信部３０からの送信信号をアナログ回
線４６から受信して元の送信データを再生するデータ再
生手段と、受信信号からアナログベースバンド信号を分
離した後に元のアナログパスバンド信号に逆変換するア
ナログ再生手段とを設ける。

【００１５】送信部３０のデータ送信手段は、所定長単
位に送信データを入力して対応するデータ信号点を発生
するデータ信号点発生手段３８と、データ信号点発生手
段３８で発生したデータ信号点を振幅と位相の２成分で
変調した変調信号（ＰＳＫ、ＱＡＭ又はＴＣＭ等）を送
信する変調手段４２とを少なくとも備える。また送信部
３０の多重化手段は、音声信号またＦＡＸ信号などのパ
スバンド帯域のアナログパスバンド信号をベースバンド
帯域のアナログベースバンド信号に変換するベースバン
ド変換手段５０と、ベースバンド変換手段５０からのア
ナログベースバンド信号をデータ信号点に加算する加算
手段４０とを少なくとも備える。

【００１６】受信部３２のデータ再生手段は、受信信号
から変調信号を復調等化する復調等化手段６０と、復調
等化手段６０で得られた復調信号からデータ信号点を判
定する判定手段６２と、判定手段６２で判定したデータ
信号点から元の送信データを復元する符号変換手段（６
４）とを少なくとも備える。受信部３２のアナログ再生
手段は、判定手段６２の判定前の信号と判定後の信号と
の差を取ってベースバンド信号を復調するベースバンド
復調手段７２と、ベースバンド復調手段７２からのベー
スバンド信号をパスバンド帯域に変換して元のアナログ
パスバンド信号を再生するパスバンド変換手段７６とを
少くとも備える。

【００１７】通常、送信部３２は、データ点発生手段３
８に入力する送信データをスクランブルするスクランブ
ル手段３６を設け、受信側での自動等化を可能とするた
めデータの相関をなくしている。そこでメインのデータ
信号点に重畳するアナログベースバンド信号についても
ランダム変換手段５２によりランダム変換してデータの
相関をなくす。

【００１８】これに対応し受信部３２には、符号変換手
段６４からの変換信号をデスクランブルして元の送信デ
ータを再生するデスクランブル手段６６が設けられ、ア
ナログ再生手段には、ベースバンド復調手段７２からの
ベースバンド信号をランダム逆変換して元のアナログパ
スバンド信号に変換するランダム逆変換手段７６を設け
る。

【００１９】この場合、ランダム変換手段５２は、スク
ランブル手段２６でスクランブルしたデータに対応して
アナログベースバンド信号をランダム変換し、また逆ラ
ンダム変換手段７４は、符号変換手段６４の変換データ
に対応して、ベースバンド復調手段７２からの信号をラ
ンダムに逆変換する。信号品質を向上するため送信部３
０のデータ点発生手段３８は、発生した送信データの信
号点をトレリス符号化の手順に従ってデータ信号点に変
換するトレリス符号化手段を備え、受信部３２の判定手
段６４は、ビタビ復号手順（最尤推定法）に従って尤も
らしいデータ信号点を判定する軟判定手段を備える。

【００２０】送信部３０の多重化手段は、メインのデー
タ信号点に重畳するアナログベースバンド信号を振幅制
限して振幅制限手段５４を備える。振幅制限手段５４
は、相手局の受信部３２の信号品質状況を自局にフィー
ドバックしてアナログベースバンド信号の振幅制限値を
制御することが望ましい。更に、２線式アナログ回線を
全二重で用いる場合の信号品質を高めるため、送信部３
２からの送信信号を２線式アナログ回線に送出すると共
に、２線式アナログ回線からの受信信号を受信部３０に
分離するハイブリッド回路４４と、送信部３０の送信信
号からエコー成分を推定するエコー推定手段５６と、エ
コー推定手段５６で推定したエコー成分をハイブリッド
回路４４の受信信号から差し引いて前記受信部３２に供
給するエコー除去手段５８とを設ける。 ［データ＋音声；音声はディジタルとアナログに分離］
図２（ａ）は本願の第２発明の原理説明図である。

【００２１】第２発明では、送信部（３０）に、ベース
バンド変換手段５０からのアナログベースバンド信号を
アナログ信号成分とディジタル信号成分に分離する分離
手段２５５と、分離したディジタル信号を送信データと
時分割多重化して前記データ送信手段により送信させる
時分割多重化手段２５４と、分離したアナログ信号をデ
ータ信号点に重畳して伝送させるアナログ多重化手段４
０を設けたことを特徴とする。

【００２２】これに対応して送信部３２には、再生した
データ信号点に対応するデータから元の送信データとベ
ースバント信号のディジタル信号成分を分離する時分割
分配手段２５８と、時分割分配手段２５８からのディジ
タル信号成分とアナログ復調手段７２からのアナログ信
号成分とに基づいて元のベースバンド信号を合成する信
号合成手段２５６とを設けたことを特徴とする。 ［音声＋音声］図２（ｂ）は本発明の第３発明の原理説
明図であり、２チォネル分の音声信号を同時に多重伝送
することを特徴とする。

【００２３】このため第３発明の送信部（３０）は、ア
ナログパスバンド信号から変換したベースバンド信号の
位相情報に関しては量子化位相信号に変換する位相量子
化手段３１４と、ベースバンド信号の振幅に関しては量
子化振幅信号と量子化残アナログ信号とに分離する分離
手段とをを２つのアナログパスバンド信号のチャネルご
とに設け、更に２チャネル分の量子化位相信号と量子化
振幅信号とを送信データとみなして時分割多重化する時
分割多重化手段２５４と、時分割多重化した送信データ
を位相空間のデータ信号点に変換し、該データ信号点を
変調した変調信号を送信するデータ送信手段と、チャネ
ルごとの分離手段２５５で生成した量子化残アナログ信
号の一方をリアル成分、他方をイマジナリ成分として合
成した後にデータ信号点に重畳して伝送させるアナログ
多重化手段４０とを設けたことを特徴とする。

【００２４】この送信側に対応して受信部３２には、再
生したデータ信号点に対応するデータから２チャネル分
の量子化位相信号と量子化振幅信号を再生してチャネル
ごとに分離する時分割分配手段２５８と、再生したデー
タ信号点に基づいて量子化残アナログ信号を抽出してリ
アル成分とイマジナリ成分に分離するアナログ復調手段
７２とを設け、更に各チャネルごとに、時分割分配手段
２５８からの量子化位相信号を逆量子化して位相信号を
復調する位相逆量子化手段と、時分割分配手段２５８か
らの量子化振幅信号を逆量子化して振幅値を復調する振
幅逆量子化手段３２４と、逆量子化で得られた位相信
号、振幅値および前記アナログ復調手段からのアナログ
復調信号から元のベースバンド信号を合成する信号合成
手段２５６と、元のアナログパスバンド信号に変換する
パスバンド変換手段７６とを設けたことを特徴とする。

【００２５】

【作用】このような構成を備えた本発明のマルチメディ
ア多重伝送方式によれば次の作用が得られる。まずメイ
ンの送信データは、図１（ｂ）の２次元の位相空間にお
ける４値の信号点（シンボル）で示される。一方、音声
等のパスバンド帯域のアナログ信号をベースバンド帯域
の信号に変換すると、位相空間では相関を持った分布と
なり、これをデータ信号点に重畳すれば、信号点を中心
とした小円内に音声信号を重畳でき、音声とデータとの
同時伝送が可能となる。

【００２６】またベースバンド帯域に変換されたアナロ
グ信号をデータ信号点に重畳すると、受信側での自動等
化が効かないことから、例えば８相の位相信号を使用し
てランダム変換し、このランダム変換したアナログ信号
をデータ信号点に重畳する。受信側は、図送信側とは逆
の動作を行って元の送信データとパスバンド帯域のアナ
ログ信号を再生する。

【００２７】このようにして本発明は、メインの送信デ
ータから見ると、メインのデータ信号点にノイズとして
音声等のアナログベースバンド信号を重畳することで、
相互に干渉することなく独立にデータと音声を同時に多
重伝送できる。また受信側での自動等化器の使用を考え
て、メインデータのランダム化に合わせてベースバンド
帯域の音声信号もランダム化するので、音声信号を重畳
しても自動等化器の等化動作を安定に実行させることが
できる。またランダム変換をスクランブルデータを用い
て行うので、復調側でデスクランブルされた結果に基づ
いて音声信号をランダム逆変換するので、元の相関のあ
る音声信号に戻すことができる。

【００２８】しかも、データ信号点に重畳するアナログ
信号の振幅を、アナログ信号に許されたレベル範囲に制
限するので、メインのデータ通信における回線のノズレ
ベルを越えることがなく、信号の復調不能という事態を
防止できる。また図２（ａ）の第２発明にあっては、デ
ータ信号点に重畳できるアナログ信号のレベルに制約が
あっても、ディジタル信号とアナログ信号に分離し、デ
ィジタル信号は送信データと共にデータ信号点を表わす
データに含めて伝送することで、音声、ファクシミリ等
のアナログ信号の伝送品質を向上できる。

【００２９】さらに図２（ｂ）の第３発明にあっては、
音声２チャネルをディジタル信号とアナログ信号に分け
て、ディジタル信号については、更に振幅情報と位相情
報に分けて量子化することで、２チャネル分のディジタ
ル信号はデータ信号点に変換し、２チャネル分のアナロ
グ信号はリアル成分とイマジナリ成分とに対応させたア
ナログ信号としてデータ信号点に重畳させることで、単
一のアナログ回線を使用して同時に音声信号又はファク
シミリ信号を２チャネル同時伝送できる。

【００３０】

【実施例】

＜目次＞ １．第１発明の基本実施例 ２．第１発明送信部の詳細実施例 ３．第１発明送信部の動作 ４．第１発明受信部の詳細実施例 ５．第１発明受信部の動作 ６．第１発明の他の実施例 ７．第２発明の基本実施例 ８．第２発明送信部の詳細 ９．第２発明送信部の動作 10．第２発明受信部の詳細 11．第２発明受信部の動作 12．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施例 13．第３発明送信部の詳細 14．第３発明送信部の動作 15．第３発明受信部の詳細 １．第１発明の基本実施例 図３は本発明のマルチメディア多重通信方式の第１発明
の基本的な実施例をモデムを例にとって示した実施例構
成図である。

【００３１】図３において、モデムは送信部３０と受信
部３２で構成される。送信部３０にはメインの送信デー
タ３４を送信するため、スクランブラー３６、トレリス
符号化機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変
調部４２及びハイブリッド回路４２が設けられている。
また、音声またはファクシミリ等のアナログパスバンド
信号４８を同時に送るため、ベースバンド変換部５０、
ランダム変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０が
設けられている。

【００３２】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号は、ベースバンド変換部５０でアナログベー
スバンド信号に変換され、ランダム変換部５２で無相関
とするためのランダム変換を施した後、振幅制限部５４
で振幅制限を行い、加算部４０でメインの送信データ３
４から得られたデータ信号点に重畳し、メインの送信デ
ータのデータ信号点のノイズ成分として同時に伝送され
る。

【００３３】一方、モデムの受信部３２は復調等化部６
０、ビタビアルゴリズムに従ったデータ信号点の判定を
行う軟判定部６２、データ信号点をビット系列に変換す
る符号変換部６４、デスクランブラー部６６を備える。
このようなメインの送信データの受信系に加え、データ
信号点のノイズ成分として重畳した音声またはファクシ
ミリ等のアナログパスバンド信号を再生するため、遅延
回路７０、ベースバンド復調機能を有する加算部７２、
ランダム逆変換部７４及びパスバンド変換部７６を備え
る。

【００３４】また、モデム側は送信部３０と受信部３２
を有する４線側となることから、ハイブリッド回路４４
により２線式アナログ回線４６を送信部３０と受信部３
２の各２線に分けて全二重伝送を実現している。ハイブ
リッド回路４４と受信部３２の間にはエコー推定部５６
と、エコー推定部５６で推定したエコー成分をハイブリ
ッド回路４４からの受信信号から除去するエコー成分除
去機能をもつ加算部５８を設けている。

【００３５】ここで本発明にあっては、メインの送信デ
ータのデータ信号点に音声等のアナログベースバンド信
号をノイズ成分として重畳して同時に伝送することか
ら、アナログベースバンド信号のレベルをメインの送信
データの伝送に影響を及ぼさない範囲に抑える必要があ
る。図４はＣＣＩＴＴのＶ．２９における変調速度２４
００ボー、１シンボル当りの割当ビット数が２ビット／
シンボル、及びデータ伝送速度が４８００ｂｐｓモード
の場合のデータ信号のエラーレート特性を示している。

【００３６】このデータ信号のエラーレート特性におい
て、１０万分の１エラーレート、即ち１×１０^-5のエラ
ーレートにおけるデータ信号のＳ／Ｎ比は１５ｄＢ程度
である。これに対しアナログ音声信号の場合は規格値で
２８ｄＢ程度であり、また回線品質が良好な場合には３
８ｄＢ程度であり、アナログ回線は音声信号に対しＳ／
Ｎ的に余裕がある。

【００３７】本発明にあっては、このアナログ回線にお
けるＳ／Ｎ的な余裕を音声やファクシミリ等のアナログ
信号の伝送に利用し、アナログ信号をデータ信号に重畳
して単一のアナログ回線で同時に伝送する。このため、
データ信号に重畳するアナログ信号のレベルは、規格値
のアナログ回線ではレベル範囲３５−１に示すように、
メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ以上低く、規
格値に基づく２８ｄＢ以上高いレベルとすればよい。ま
た、回線品質が良好な場合には、レベル範囲３５−２に
示すように、メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ
以上低く、３８ｄＢより高いレベルをアナログ信号に適
用すればよい。

【００３８】図３の送信部３０に設けた振幅制御部５４
は、例えば図４に示した音声等のアナログ信号に適用可
能なレベルに納まるように振幅制限を行うことになる。
更に望ましくは、相手局の受信部の信号品質ＳＱＤを、
監視信号を伝送しているセカンダリチャネルを用いて受
信し、相手局の信号品質ＳＱＤを最適にするように振幅
制限部５４の振幅制限値を設定することが望ましい。 ２．第１発明送信部の詳細実施例 図５は図３に示した第１実施例のモデムにおける送信部
３０の詳細を示した実施例構成図である。

【００３９】図５において、送信部３０はハードウェア
的にはプロセッサユニット７５、音声またはファクシミ
リ等のアナログパスバンド信号４８をディジタル信号に
変換するアナログＬＳＩ部５５、プロセッサユニット７
５からの送信変調データをアナログ変調信号に変換する
アナログＬＳＩ部４５、及びハイブリッド回路４４で構
成される。

【００４０】具体的には、プロセッサユニット７５はマ
イクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シグナルプ
ロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、メインの送信データの
系統についてはスクランブラー部３６、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変調部４
２の機能を実現する。一方、メインの送信データのデー
タ信号点に音声またはファクシミリ等のアナログ信号を
重畳する系統としてベースバンド変換部５０、ランダム
変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０の機能を実
現する。

【００４１】更に、ハイブリッド回路４４からの受信信
号から推定エコー成分を除去するため、エコー推定部５
６及び加算部５８の機能と、振幅制限部５４に対し相手
局の信号品質信号ＳＱＤに基づいて最適振幅制限値を設
定する最適振幅制限値判断部１０８の機能が実現され
る。音声またはファクシミリ等のアナログパスバンド信
号４８をディジタル信号に変換するアナログＬＳＩ部５
５は、ローパスフィルタ９０とＡ／Ｄコンバータ９２を
備える。ローパスフィルタ９０は電話やファクシミリ等
からのアナログパスバンド信号の高周波成分をカット
し、音声信号等の音声帯域成分を抽出する。Ａ／Ｄコン
バータ９２はローパスフィルタ９０からの音声帯域成分
をディジタル変換してプロセッサユニット７５に入力す
る。

【００４２】また、プロセッサユニット７５からの変調
データをアナログ信号に変換するアナログＬＳＩ部４５
は、Ｄ／Ａコンバータ８６とローパスフィルタ８８を備
える。Ａ／Ｄコンバータ８６はプロセッサユニット７５
からのディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換す
る。ローパスフィルタ８８はアナログ変調信号の不要な
帯域成分を除去する。

【００４３】次に、プロセッサユニット７５により実現
される各部の詳細を説明する。まずスクランブラー部３
６はホストコンピュータや端末装置等からの送信データ
３４をランダム化して無相関なデータとする。このスク
ランブラー３６の機能は例えばＣＣＩＴＴのＶ．２９で
勧告された生成多項式により送信データ３４をランダム
化する。スクランブラー部３６による送信データ３４の
ランダム化は、一般に送信データには相関があり、相関
があるデータを送信すると受信側に設けている自動等化
器のタップ係数が収束しなくなり、安定な自動等化が困
難になることを防ぐためである。

【００４４】次にデータ信号点発生部３８を説明する。
この実施例において、データ信号点発生部３８はトレリ
ス符号化機能を備えており、ＣＣＩＴＴのＶ．３３で勧
告された方法によりデータ信号点に符号化する。ＣＣＩ
ＴＴのＶ．３３で勧告された内容については、１９９８
年１１月２０日 ＣＱ出版社発行の刊行物「モデムと電
話網によるデータ通信」により公知である。

【００４５】図６はＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドに適合したトレリス符号化機能を備えたデータ点信号
発生部の実施例構成図である。図６において、データ信
号点発生部３８はパラレル／シリアル変換、及びグレイ
コード／ナチュラルコード変換を行う符号変換部１１０
−１、変換テーブル１１４とタップ１１６，１１８で構
成される位相差分をとる差分回路、畳み込み符号器１２
０及び信号点発生用ＲＯＭ１１２−１で構成される。

【００４６】スクランブラー部３６でランダム化された
送信データのシリアル出力は符号変換部１１０−１でシ
ンボル毎の３ビットのパラレルデータに変換され、更に
パラレルデータをグレイコードとしてナチュラルコード
に変換する。符号変換部１１０−１からの３ビットの出
力の内の２ビットを変換テーブル１１４に入力し、タッ
プ１１６，１１８の帰還入力により各ビット毎に位相差
分をとり、差分後の２ビットを畳み込み符号器１２０に
入力して３ビット情報に変換する。

【００４７】最終的に、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１
で符号変換部１１０−１からの１ビットと畳み込み符号
器１２０からの３ビットの合計４ビットをアドレスとし
て、対応するデータ信号点（シンボル）を発生する。こ
こで、ＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２００ボー，３＋
１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓのモードでは、図
７に示すような１６値の信号点が使用され、信号点発生
用ＲＯＭ１１２−１には図７の１６信号点が４ビットア
ドレスを使用して格納されており、トレリス符号化によ
り生成した４ビットデータによるアドレス指定で対応す
る信号点のデータを読み出す。

【００４８】図８は２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓモードの場合のトレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８の詳細を示す。こ
の場合にも、データ信号点発生部３８はパラレル／シリ
アル変換及びグレイコード／ナチュラルコード変換の機
能を備えた符号変換部１１０−２、変換テーブル１１４
とタップ１１６，１１８で構成される位相差分をとるた
めの差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生用
ＲＯＭ１１２−２で構成される。

【００４９】この１４４００ｂｐｓモードでは７ビット
のデータが生成されることから、データ信号点は１２８
値となり、信号点発生用ＲＯＭ１１２−２は７ビットの
アドレス指定を受けて１２８点の信号点データの中の対
応する１つを読み出すようになる。再び図５を参照する
に、アナログベースバンド信号をデータ信号点に重畳す
る加算部４０に続いて設けられたデータ変調部４２は、
ロールオフフィルタ部８０，変調部８２及びキャリア発
生部８４で構成される。ロールオフフィルタ部８０は加
算部４０からのデータ信号点にベースバンドアナログ信
号を重畳した信号の帯域を制限して波形整形する。キャ
リア発生部は１８５０Ｈｚの搬送キャリア信号を発生す
る。変調部８２は図９に示すように、乗算器１２４とリ
アルパート抽出部１２８で構成される。即ち、キャリア
発生部８４からの１８５０Ｈｚの搬送キャリア信号を乗
算器１２４でロールオフフィルタ８０からの信号に乗算
して復調し、乗算器１２４の復調信号の中からリアルパ
ート抽出部１２８でリアル成分のみを抽出して次段のア
ナログＬＳＩ部４５へ出力する。

【００５０】この実施例で使用する変調部８２の他の実
施例としては、図１０に示すように、データ信号点をキ
ャリア発生部８４からの搬送キャリア信号を用いて変調
部８０で変調した後に、ロールオフフィルタ８２で帯域
制限を行う構成のものを使用してもよい。次に図５のベ
ースバンド変換部５０を説明すると、ベースバンド変換
部５０は復調部９４、キャリア発生部９６及びローパス
フィルタ９８で構成される。復調部９４の詳細は図１１
に示され、リアル成分及びイマジナリ成分毎に乗算器１
３６，１３８を備える。キャリア発生部１４０は−１８
５０Ｈｚで時計回りの回転信号を発生し、キャリア信号
のリアル成分Ｒとイマジナリー成分Ｉを入力したアナロ
グパスバンド信号の同じくリアル成分及びイマジナリー
成分毎に乗算器１３６，１３８で乗算して、ベースバン
ド信号のリアル成分とイマジナリ成分に変換する。

【００５１】このようなベースバンド信号への変換にあ
っては、復調に伴う和成分と差成分の両方が出力される
ため、不要な和成分に関してはローパスフィルタ９８で
除去し、差成分のみをベースバンド信号として取り出
す。図１２はベースバンド変換部９４に入力するアナロ
グパスバンド信号の帯域特性を示したもので、前段のア
ナログＬＳＩ部５５に設けたローパスフィルタ９０はロ
ーパスフィルタ特性１７６を備えており、例えばパスバ
ンド信号として音声信号１７４を例にとると、図示のよ
うに０．３〜３．４ｋＨｚまでの音声帯域（パスバン
ド）の信号が入力される。

【００５２】このようなアナログパスバンド信号は、ベ
ースバンド変換部５０により図４に示す−１．５５ｋＨ
ｚから＋１．５５ｋＨｚの０ｋＨｚを中心としたベース
バンドの音声信号１７８に変換され、ローパスフィルタ
９８はローパスフィルタ特性１８０に従った帯域制限を
行って、復調により得られた差成分のみを取り出してい
る。

【００５３】図５の実施例で使用するベースバンド変換
部５０の他の実施例としては、図１４に示すヒルベルト
フィルタを用いた構成としてもよい。図１４のベースバ
ンド変換部５０はヒルベルトフィルタ１３０，乗算器１
３２及びキャリア発生部１３４で構成される。ヒルベル
トフィルタ１３０はアナログＬＳＩ部５５よりのスカラ
信号を入力してベクトル信号に変換する。乗算器１３２
はヒルベルトフィルタ１３０からのベクトル信号とキャ
リア発生部１３４からの−１８５０Ｈｚで時計回りの回
転信号でなるキャリアベクトルとの乗算を行って、パス
バンド信号をベースバンド信号に変換する。

【００５４】このヒルベルトフィルタ１３０を用いた場
合には、和信号等の不要な成分が発生しないため、図５
の実施例で設けているローパスフィルタ９８は不要であ
る。次に図５のランダム変換部５２を説明すると、ラン
ダム変換部５２はビット抽出部１００と位相変換部１０
２で構成される。このビット抽出部１００と位相変換部
１０２の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２００ボ
ー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモードに
ついて示すと、図１５の実施例構成図のようになる。

【００５５】図１５において、ビット抽出部１００はシ
リアル／パラレル変換部１００−１を備える。シリアル
／パラレル変換部１００−１は３２００ボーの変調同期
用クロック１４２−１で動作し、各クロック毎に得られ
るスクランブラー部３６からのシリアルデータについて
３ビットのパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」に変換され
る。

【００５６】ここでスクランブラー３６からのデータビ
ット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることからシンボル毎
の区別が可能であり、図１６に示すようにスクランブラ
ー部３６からのビット抽出出力に対し、シンボル毎に分
けられたパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」を生ずる。

【００５７】位相変換部１０２は図１６に示すビット抽
出部１００からのパラレル出力Ｘ₂，Ｘ₁ ，Ｘ₀ をアド
レスとして８値の位相変化角を格納しており、対応する
いずれか１つの位相変化角を出力する。図１５に示した
９６００ｂｐｓモードの場合は、位相変換部１０２で発
生するランダム位相信号の相数８とスクランブラー部３
６から入力されるシンボル毎のビット数が３ビットと一
致しているために、特に複雑な処理を必要としない。

【００５８】図１８はＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４
００ボー，２ビット／シンボル，４８００ｂｐｓモード
で用いるランダム変換部５２の実施例構成図であり、ビ
ット抽出部１００には２４００ボーの変調同期用クロッ
ク１４２で動作し、スクランブラー部３６からのシリア
ル出力を１シンボル毎のビット数にパラレル変換するパ
ラレル変換部１００−２を設けている。

【００５９】この４８００ｂｐｓモードの場合、スクラ
ンブラー部３６から出力されるデータビット列は右から
左に並べると、 ・・・Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となり、２ビット／シンボルであることから位相変換部
１０２で発生するランダム位相信号の数である８相より
小さくなる。

【００６０】そこで、パラレル変換部１００−２にあっ
ては、スクランブラー部出力としてのデータビット列の
シンボル毎の２ビットを図１９に示すように３ビットの
パラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」に変換する。この３ビッ
トパラレル出力への変換は前のシンボルの最終ビットと
次の入力データビット列の２ビットで構成するように変
換する。

【００６１】位相変換部１０２の変換内容は図１７と同
じであり、パラレル変換部１００−２の３ビットパラレ
ル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」によるアドレス指定を受けて、
対応する位相変化角を出力する。尚、この実施例にあっ
ては、８相を用いたランダム位相変調を例にとっている
が、ランダム化を更に強化したい場合には相数を増やし
た例えば１６相のランダム変調を用いてもよい。また、
この実施例にあっては位相方向のみのランダム化を行っ
ているが、データ信号点に同時に振幅変調が施されてい
る場合には振幅上のランダム変化を追加してもよく、い
ずれにせよ、結果的に相関のある音声やファクシミリ等
のアナログ信号をランダム化して無相関とすればよい。

【００６２】再び図５を参照するに、ビット抽出部１０
０及び位相変換部１０２でスクランブラー３６でランダ
ム化された送信データに基づいて抽出されたランダム位
相信号は、乗算部１０４でベースバンド変換部５０から
のアナログベースバンド信号と掛け合わされ、ベースバ
ンド信号をランダム位相信号で回転させてランダム化す
る。

【００６３】次にランダム化されたベースバンド信号の
振幅制限を行う振幅制限部５４及び最適振幅制限値判断
部１０８を説明する。まず最適振幅制限値判断部１０８
は図２０に示すように、ＲＯＭ１４８を備え、相手局か
らの信号品質信号（ＳＱＤ）１０６と変調モード情報１
４６をアドレスとして入力し、予め格納している最適振
幅制限値１５０を出力する。

【００６４】ここで、変調方式モード情報１４６として
は、例えばＶ．２９の２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓモード、あるいはＶ．３３の３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドの内容を示す情報である。図２１は振幅制限部５４の
実施例構成図であり、まずベースバンド信号１５２を自
動利得制御部１５４に入力し、振幅制限値１５０を基準
信号としてベースバンド信号１５２のピーク値を振幅制
限値１５０にリミットする。自動利得制御部１５４の出
力はリアル成分Ｒとイマジナリ成分Ｉに分離され、それ
ぞれ加算器１５６，１６４で振幅制限値１５０の加算を
受ける。加算器１５６，１６４の出力はリミッタ１５
８，１６２のそれぞれで制限された後、加算器１６０，
１６８に与えられる。

【００６５】一方、振幅制限値１５０は乗算器１７２で
「−１」を乗算することで極性が反転され、加算器１６
０，１６８に与えられる。このため、加算器１６０，１
６８はリアル成分Ｒ及びイマジナリ成分Ｉのそれぞれに
極性を反転した振幅制限値１５０を加算し、最終的にリ
ミッタ１６２，１７０を通してデータ信号点に重畳する
ために加算部４０に出力する。

【００６６】尚、振幅制限部５４の入力段に設けた自動
利得制御部１５４は除いても問題はないが、自動利得制
御部１５４を設けていることで、全体のＳ／Ｎ比を最適
制御して信号品質を高めることができ、音声信号の場合
には良い音質を得ることができる。 ３．第１発明送信部の動作 図５に示した送信部３０の動作をＣＣＩＴＴのＶ．３３
による３２００ボー、２＋１ビット／シンボル、９６０
０ｂｐｓモードを例にとって説明する。

【００６７】ホストコンピュータまたは端末装置から出
力された送信データ３４は、送信部３０のスクランブラ
ー部３６に入力し、ランダム化され、受信側に設けてい
る自動等化器でのタップ係数の収束を可能とする。スク
ランブラー部３６からのスクランブルデータはトレリス
符号化機能を備えたデータ信号点発生部３８に入力さ
れ、図６に示したように３ビットのパラレルデータに変
換した後、グレイコード／ナチュラルコード変換により
エラーレートの最適化が図られ、パラレル出力の内の２
ビットの位相差分をとった後に畳み込み符号化で３ビッ
トに変換され、最終的に４ビットの情報に変換される。

【００６８】このようにして新たに付加された１ビット
は冗長度のある信号であり、このトレリス符号化により
受信側でのビタビアルゴリズムに従った最尤推定法によ
るエラー訂正を可能とする。最終的にデータ信号点発生
部３８は、トレリス符号化により得られた４ビットのデ
ータから、図７に示す１６信号点の対応するいずれかの
信号点を得る。

【００６９】一方、アナログパスバンド信号４８として
音声信号を例にとると、音声信号は図１２に示したよう
に帯域が０．３〜３．４ｋＨｚの信号であり、アナログ
ＬＳＩ部５５のローパスフィルタ９０で不要帯域成分を
除去し、Ａ／Ｄコンバータ９２でディジタル信号に変換
した後、プロセッサユニット７５に入力する。アナログ
ＬＳＩ部５５からのディジタル音声信号はベースバンド
変換部５０で図１３に示すアナログパスバンド信号に変
換される。ここで、ベースバンド変換部５０のキャリア
発生部９６からは音声帯域の中心周波数となる１８５０
Ｈｚのキャリア周波数を発生し、復調部９４で音声ベー
スバンド信号を得る。この場合、復調に伴って和成分と
差成分の両方が出力されることから、不要な和成分につ
いてはローパスフィルタ９４で除去する。

【００７０】ベースバンド変換部５０で変換された音声
ベースバンド信号は、位相平面において図２２（Ａ）に
示す分布１８４を示す相関をもっており、ある時点では
分布１８４内での１つのベクトル１８２で表わされる。
一方、ランダム変換部５２にあっては、スクランブラー
部３６からのスクランブルデータを入力し、図１５，図
１６及び図１７に示したように、３ビットのパラレルデ
ータに変換して３２００ボーの変調用同期クロックに同
期して、ランダム位相信号として図２２（Ｂ）に示す８
値の位相変化角のいずれか１つを発生している。

【００７１】このランダム位相信号は乗算部１０４でベ
ースバンド変換部５０からの音声ベースバンド信号に掛
け合わされ、各位相変化角により位相平面で回転される
ことにより、図２２（Ｃ）に示すようにランダム化され
た音声ベースバンド信号に変換される。続いて振幅制限
部５４でランダム化された音声ベースバンド信号は、メ
インの送信データの伝送を妨げないレベル範囲に制限さ
れ、加算部４０でデータ信号点に重畳される。

【００７２】振幅制限部５４の振幅制限値は最適振幅制
限値判断部１０８により制御される。最適振幅制限値判
断部１０８に対しては受信側での信号点の開口度、即ち
信号品質（ＳＱＤ）１０６を受信し、最適振幅制限値と
なるようにランダム化されたアナログベースバンド信号
の振幅を制限する。加算部３０はデータ信号点発生部３
８からの任意データの信号点に振幅制限部５４からのラ
ンダム化され且つ振幅が最適値に制御された音声ベース
バンド信号を重畳してデータ変調部４２に出力する。

【００７３】加算部４０からのデータ信号点に対する音
声ベースバンド信号の重畳出力は変調部３０のロールオ
フフィルタ８０で波形成形された後、搬送キャリア発生
部８４からの搬送キャリア信号により変調部８２で変調
され、リアル成分のみが取り出されてアナログＬＳＩ部
４５に出力される。アナログＬＳＩ部４５にあっては、
Ｄ／Ａコンバータでアナログ変調信号に変換した後、ロ
ーパスフィルタ８８でサンプリング周波数に伴う高周波
成分を除去し、ハイブリッド回路４４に出力する。

【００７４】ハイブリッド回路４４はアナログ回線４６
が２線、モデム側が送信部３０と受信部３２の４線であ
ることから、２線式全二重伝送を行うために信号の合
成，分配を行っており、このハイブリッド回路４４を介
してアナログＬＳＩ部からのアナログ変調信号が２線式
アナログ回線４６に送出される。ここで、２線式アナロ
グ回線４６で全二重通信を行うため、ハイブリッド回路
４４からの受信信号に含まれる送信信号のエコー成分の
除去を行う必要がある。

【００７５】そこで、プロセッサユニット７５に設けた
エコー推定部５６で加算部４０からのデータ信号点に音
声ベースバンド信号を重畳した信号からエコー成分を算
出し、加算部５８で算出したエコー成分を受信信号から
差し引き、受信信号に含まれる送信信号のエコー成分の
除去した受信信号をモデムの受信部３２に供給してい
る。

【００７６】図２２（Ｄ）及び（Ｅ）は加算部４０にお
けるデータ信号点に対するランダム化された音声ベース
バンド信号の重畳を示したもので、説明を簡単にするた
め、ＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４００ボー，２ビッ
ト／シンボル，４８００ｂｐｓモードにおける４信号点
の場合を例にとっている。即ち、データ信号点発生部３
８からは、図２２（Ｄ）に示す４つの信号点１８８−１
〜１８８−４のいずれか、例えば信号点１１８−１が出
力される。このとき同時に振幅制限部５４より、図２２
（Ｃ）に示すランダム化され且つ振幅制限された音声ベ
ースバンド信号が加算部４０に加えられ、図２２（Ｅ）
に示すように信号点１８８−１を中心とした小円１９０
−１の信号として重畳される。勿論、他の信号点１８８
−２〜１８８−４の場合にも同様に、小円１９０−２〜
１９０−４の信号として重畳される。

【００７７】実際には、この動作説明にあっては３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドを例にとっていることから、図７に示した１６信号点
のいずれかについて、そのときの信号点を中心とした小
円に図２２（Ｃ）のランダム化され且つ振幅制限された
音声ベースバンド信号を重畳することになる。 ４．第１発明受信部の詳細実施例 図２３は図５に示したモデムにおける受信部３２の詳細
を示した実施例構成図である。

【００７８】図２３において、受信部３２をハードウェ
アの構成から見ると、プロセッサユニット２００とアナ
ログＬＳＩ部８５で構成される。プロセッサユニット２
００はマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、復調等化部６
０、軟判定部６２、信号変換部６４、デスクランブラー
部６６、遅延部７０、アナログベースバンド信号復調手
段としての加算部７２、ランダム逆変換部７４、パスバ
ンド変換部７６、更に信号品質検出部２８としての機能
を実現する。

【００７９】また、アナログＬＳＩ部８５はＤ／Ａコン
バータ２２４とローパスフィルタ２２６で構成される。
Ｄ／Ａコンバータ２２４はプロセッサユニット２００で
再生された音声またはファクシミリ等のディジタル信号
をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２２６は
アナログ再生信号の高周波成分をカットし、音声帯域成
分を抽出した音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号７８を出力する。

【００８０】次に送信部３２のプロセッサユニット２０
０に設けた各部の詳細を説明する。まず、復調等化部６
０は復調部２０２，キャリア発生部２０４，ロールオフ
フィルタ部２０６，ベースバンド自動等化器２０８及び
キャリア自動位相制御部２１０で構成される。図５に示
した受信部３０において、エコー成分の除去を受けた受
信信号１９２は復調等化部６０の変調部２０２でキャリ
ア信号を用いて復調され、パスバンド信号からベースバ
ンド信号に変換される。

【００８１】続いて、ロールオフフィルタ部２０６で、
復調で発生した和成分と差成分の内、不要な和成分を除
去すると共に、波形整形を施してベースバンド型自動等
化器２０８に出力する。ベースバンド型自動等化器２０
８は波形等化を行って伝送劣化を補償し、続いてキャリ
ア自動位相制御部２１０で、回線上で生じた周波数オフ
セット，位相ジッタ等を除去し、任意のデータ信号点を
示す信号を復調する。

【００８２】この復調等化部６０の他の実施例として
は、図２４に示すようにスカラ信号である受信信号をヒ
ルベルト変換部２２８によりベクトル化し、続いてパス
バンド型自動等化器２３０で波形等化を行い、更にキャ
リア自動位相制御機能と復調機能を兼ねた復調キャリア
自動位相制御部２３２でキャリア発生部２３４からのキ
ャリア信号を使用して、キャリア分のオフセットを復調
を兼ねて除去することでデータ信号点を得る構成として
もよい。

【００８３】図２３と図２４の復調部６にあっては、前
者が復調，等化の順番になっているのに対し、後者が等
化，復調となっている点で相違する。再び図２３を参照
するに、復調等化部６０に続いて設けられた軟判定部６
２は復調等化部６０の出力データから送信側のトレリス
符号化で付加した冗長ビットを利用して、回線上生じた
エラーを訂正し、正しいデータ信号線を判定する。即
ち、送信側でトレリス符号化を用いた場合には、軟判定
部６２はビタビアルゴリズムに基づく最尤推定法を実行
して正しいデータ信号点を判定する。

【００８４】軟判定部６２で判定された正しいデータ信
号点は符号変換部６４に与えられ、９６００ｂｐｓモー
ドの場合は３ビットのデータを復元し、また４８００ｂ
ｐｓモードの場合は２ビットのデータを復元する。更
に、復元されたデータはデスクランブラー部６６でデス
クランブルされ、元のメインデータが再生され、受信デ
ータ６８として出力される。

【００８５】この軟判定部６２，符号変換部６４及びデ
スクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３に
よる３２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００
ｂｐｓのモードを例にとると、図２５に示すようにな
る。図２５において、軟判定部６２は送信側でのトレリ
ス符号化に対応して周知のビタビアルゴリズムによる最
尤推定法に従って、送信側で付加した冗長ビットを利用
して回線上で生じたエラーを訂正し、正しい信号点を判
定する。軟判定部６２で判定されたデータ信号点は符号
変換部２４４−１とパラレル／シリアル変換部２４６−
１を備えた符号変換部６４に与えられる。符号変換部２
４４−１は判定されたデータ信号点について位相差分及
びナチュラルコード／グレイコード変換を行って３ビッ
トのパラレルデータに変換する。パラレル／シリアル変
換部２４６−１は３２００ボーの復調クロック２４２に
同期して、１つのデータ信号点から得られた３ビットの
パラレルデータをシリアルデータに変換し、デスクラン
ブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８を再
生する。

【００８６】図２６は図２３の軟判定部６２，符号変換
部６４及びデスクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴ
のＶ．３３における２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓのモードについて示したもの
で、図２５と基本的に同じ構成であり、符号変換部６４
の符号変換器２４４−２は１つのデータ信号点から６ビ
ットのパラレルデータを出力し、２４００ボーの復調ク
ロック２４２−２に同期してパラレル／シリアル変換部
２４６−２でパラレルデータに変換し、最終的にデスク
ランブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８
を得ている。

【００８７】再び図２３を参照するに、復調等化部６６
から得られたデータ信号点に重畳されているアナログベ
ースバンド信号の抽出は、軟判定部６２に対して設けた
遅延部７０及びアナログベースバンド抽出手段としての
機能をもつ加算部７２により行われる。遅延部７０は図
２７に示すように、１シンボル当りの遅延素子として機
能する例えば６つのタップ遅延線２２８−１〜２２８−
６の６つを直列に設けており、これによって軟判定部６
２の最尤推定法によるデータ信号点の判定に要する時間
だけ判定前のデータ信号点を遅延させている。

【００８８】加算部７２は遅延部７０で遅延された判定
前のデータ信号点から軟判定部６２で判定された正しい
データ信号点を差し引き、データ信号点に重畳されてい
るランダム化されたアナログベースバンド信号を取り出
す。加算部７２で取り出されたアナログベースバンド信
号をランダム逆変換するランダム逆変換部７４は、ビッ
ト抽出部２１２，位相逆変換部２１４及び乗算部２１６
で構成される。ビット抽出部２１２及び位相逆変換部２
１４の詳細は、９６００ｂｐｓモードの場合は図２８に
示すようになる。

【００８９】図２８において、符号変換部６４からの符
号変換出力となるデータビット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることから、シンボル
毎の区別が可能である。このため、ビット抽出部２１２
に設けたパラレル変換部２１２−１は３２００ボーの復
調同期用クロック２４２に同期して、符号化変換出力の
データビット列を３ビット毎にパラレルデータ「Ｘ₂ Ｘ
₁ Ｘ₀ 」に変換する。即ち、図２９に示すような入力デ
ータビット列に対するビット抽出出力を生ずる。

【００９０】パラレル変換部２１２−１の出力「Ｘ₂ Ｘ
₁ Ｘ₀ ］は位相逆変換部２１４のアドレスとして入力
し、位相逆変換部２１４は図３１に示す入力ビット列に
対する位相変化角を格納していることから、再生された
データビット列に対応した位相変化角としてランダム逆
変換位相信号を得ることができる。図３２はランダム逆
変換部７４のビット抽出部２１２及び位相逆変換部２１
４をＣＣＩＴＴの２４００ボー，６＋１ビット／シンボ
ル，１４４００ｂｐｓのモードについて詳細を示す。

【００９１】ここで、図２９の９６００ｂｐｓモードの
場合には、ランダム逆変換位相信号の相数８と入力され
るビット数が３ビットと一致していることから、特に複
雑な処理を必要としないが、図３１の１４４００ｂｐｓ
モードの場合には１シンボルに対応する入力ビット数が
２ビットであり、ランダム逆変換位相信号の相数８より
小さいため、ビット抽出部２１２に設けているパラレル
変換部２１２−２では符号変換出力のシリアル２ビット
をパラレル３ビットに変換する。

【００９２】即ち、１４４００ｂｐｓモードでは符号変
換部６４からの符号変換出力としてのデータビット列は
右から並べると Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となって、１シンボルは２ビットで区別される。そこ
で、パラレル変換部２１２−２としては、図３２に示す
ように前のシンボルの最終ビットと次の入力データビッ
ト列の２ビットとを合わせた３ビットにパラレル変換す
るように構成する。

【００９３】位相逆変換部２１４は図３１と同じ内容を
もち、抽出ビット列「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」をアドレスとして
８値の位相変化角を格納したＲＯＭで構成され、符号変
換部６４からのデータに対応したランダム逆変換位相信
号としてハッチの位相変化角のいずれか１つを出力す
る。再び図２３を参照するに、位相逆変換部２１４より
出力されるランダム逆変換位相信号は乗算部２１６で加
算部７２からのランダム化された状態にあるアナログベ
ースバンド信号に掛け合わされ、アナログベースバンド
信号を復元のための位相変化角で回転させて、元の相関
のあるアナログベースバンド信号に変換する。

【００９４】ランダム逆変換部７４に続いて設けられた
パスバンド変換部７６は変調部２２０とキャリア発生部
２２２で構成される。変調部２２０は図３３に詳細を示
すように、乗算器２３６とリアルパート抽出部２３８を
備える。このため、ランダム逆変換部７４からのアナロ
グベースバンド信号を乗算器２３６に加えて、キャリア
発生部２２２からの１８５０Ｈｚのキャリア信号で変調
し、変調信号のリアル成分のみをリアルパート抽出部２
３８で抽出してアナログバンドパス信号に変換する。

【００９５】図３４はバンドパス変換部７６に入力する
アナログベースバンド信号の帯域特性を示したもので、
０ｋＨｚを中心に−１．５５ｋＨｚから＋１．５５ｋＨ
ｚまでの３．１ｋＨｚの帯域をもっており、送信側のロ
ーパスフィルタ特性２６４による帯域制限を受けてい
る。この図３４に示すアナログベースバンド信号は、パ
スバンド変換部７６における変調で図３５に示す帯域
０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド信号、例えば音声パ
スバンド信号２６６に変換される。

【００９６】このアナログパスバンド信号については、
最終段のアナログＬＳＩ部８５に設けたローパスフィル
タ２２６によりローパスフィルタ特性２６８が設定され
て不要な高域成分が除去された後、再生されたアナログ
パスバンド信号７８として電話やファクシミリに出力さ
れる。 ５．第１発明受信部の動作 図２３に示した第１実施例の受信部３２の動作を３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓのモ
ードを例にとって説明する。

【００９７】アナログ回線４６からの受信信号は、図５
に示したように受信部３０側の加算部５８で送信信号の
エコー成分が除去された後、プロセッサユニット２００
に入力し、まず復調等化部６０の復調部４０でベースバ
ンド信号に復調され、ロールオフフィルタ２０６で帯域
制限と波形整形が行われ、ベースバンド型等化器２０８
で波形等化が施された後、キャリア自動位相補正部２１
０でキャリアの位相成分やジッタの補正が行われ、例え
ば図３６（Ａ）の位相空間で示すように、複数のデータ
信号点２５２−１〜２５２−４のいずれかに小円２５４
−１〜２５４−４で示すアナログベースバンド信号を重
畳した信号が得られる。

【００９８】尚、図３６の（Ａ）及び（Ｂ）にあって
は、説明を簡単にするため、データ信号点をＣＣＩＴＴ
のＶ．２９における２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓにおける４値を例にとっているが、
送信動作を説明している９６００ｂｐｓのモードの場合
には、図７に示したように１６信号点となる。復調等化
部６０で得られたデータ信号点は軟判定部６２に与えら
れ、ビタビアルゴリズムによる最尤推定法により正しい
信号点が判定され、符号変換部６４でデータ信号点に対
応する３ビットのデータに符号化され、最終的にデスク
ランブラー部６６でデスクランブルして元のメインデー
タを受信データ６８として出力する。

【００９９】この軟判定部６２における判定処理にあっ
ては、データ信号点に重畳したアナログベースバンド信
号は判定精度に影響しない単なるノイズ成分としてしか
見えず、メインのデータの復元に何ら影響を及ぼさな
い。一方、復調等化部６０からのデータ信号点は遅延部
７０で軟判定部６２における判定時間分だけ遅延された
後、加算部７２に与えられ、判定前のデータ信号点から
判定後の正しいデータ信号点を差し引くことで、図３６
（Ｃ）に示すようなランダム化された状態にあるアナロ
グベースバンド信号を得ることができ、このアナログベ
ースバンド信号はランダム逆変換部７４の乗算部２１６
に与えられる。

【０１００】これと共に、ランダム逆変換部７６のビッ
ト抽出部２１２では符号変換部６４で復号されたデータ
の３ビット毎のパラレル出力を発生し、位相逆変換部２
１４により図３６（Ｄ）に示す復元用の８値の位相変化
角のいずれかを得て乗算部２１５に出力している。ここ
で、受信部の位相逆変換部２１４に格納した図３１に示
す位相変化角は、送信側の図１７に示した位相変換部１
０２の位相変化角の極性を反転したものである。従っ
て、図３６（Ｄ）に示すように、送信側におけるランダ
ム化した回転方向とは逆方向に同一回転角だけ回転させ
る復元用の位相変化角を得ることができる。

【０１０１】従って、乗算部２１６において、ランダム
化された状態にあるアナログベースバンド信号は、位相
逆変換部２１４からの復元用の位相変化角によりランダ
ム化した回転方向とは逆方向に同一回転角だけ回転さ
れ、図３６（Ｅ）に示す相関のある、アナログベースバ
ンド信号２６０に戻される。ランダム逆変換部７４から
得られたアナログベースバンド信号はパスバンド変換部
７６の変調部２２０でキャリア発生部２２２からのキャ
リア信号を用いて変調され、図３５に示す０．３〜３．
４ｋＨｚの音声帯域のパスバンド信号に戻される。最終
的にアナログＬＳＩ部８５のＤ／Ａコンバータによりパ
スバンド信号に戻されたディジタル信号はアナログ信号
に変換され、ローパスフィルタ２２６で高周波成分がカ
ットされ、音声またはファクシミリ等のアナログパスバ
ンド信号７８を得ることができる。

【０１０２】一方、加算部７２から出力されるデータ信
号点に重畳したランダム化された状態にあるアナログベ
ースバンド信号は、メインのデータ伝送から見るとノイ
ズとして見えるため、加算部７２からのアナログベース
バンド信号を信号品質検出部２１８で検出し、セカンダ
リチャネル等を使用して相手局へ送信する。この受信側
の信号品質検出部２１８からの信号品質（ＳＱＤ）を相
手局が受けることで、図５の受信部３０に示したよう
に、送信側でのメインのデータ信号点に重畳するアナロ
グベースバンド信号の最適振幅値の制御が可能となる。 ６．第１発明の他の実施例 図３７は本発明の第２実施例を示した実施例構成図であ
り、第２実施例は図３の第１実施例の送信部３０に設け
ているスクランブラー部３６、データ信号点発生部３８
のトレリス符号化機能、ランダム変換部５２及び振幅制
限部５４を除いて送信部３０の構成を簡略化したことを
特徴とする。

【０１０３】このような送信部３０の簡略化に伴い、受
信部３２についても図３の第１実施例に設けているデス
クランブラー部６６及びランダム逆変換部７４は除か
れ、また送信側でのトレリス符号化に対応した軟判定部
６２の代わりに、入力データ信号点と固定的に決めたデ
ータ信号点との位相平面上の距離が規定の閾値に入るか
否かでデータ信号点を判定する、いわゆる硬判定を行う
判定部６２−１としている。尚、それ以外の構成は第１
実施例と同じである。

【０１０４】この図３７の第２実施例にあっては、送信
部３０のデータ信号点発生部３８−１は例えば図３８
（Ａ）に示すように、４値のデータ信号点のいずれかを
送信データ３４に基づいて発生し、加算部４０でベース
バンド変換部５０より得られた位相平面で図３８（Ｂ）
に示す分布をもつ例えば音声ベースバンド信号を重畳
し、図３８（Ｃ）に示す模擬のデータ信号点に破線の小
円で示す音声ベースバンド信号を重畳した信号を生成
し、データ変調部４２で変調してアナログ回線４６に送
出する。

【０１０５】復調部３２は復調等化部６０で図３８
（Ｃ）に示すデータ信号点に音声を重畳した信号を復調
し、データ信号点については判定部３２で硬判定を行っ
てデータ信号点を判定した後、符号変換部６４で例えば
２ビット単位のデータに変換して受信データ６８として
出力する。また、加算部７２で判定前のデータ信号点か
ら判定後のデータ信号点を差し引くことで、図３８
（Ｂ）に示す音声ベースバンド信号を取り出し、パスバ
ンド変換部７６で音声帯域のアナログパスバンド信号７
８に変換して出力する。

【０１０６】図３９は第１発明の第３実施例を示した実
施例構成図であり、この第３実施例にあっては図３７の
送信側にスクランブラー部３６を追加したことを特徴と
し、これに対応して受信部３２にはデスクランブラー部
６６が設けられる。図４０は第１発明の第４実施例を示
したもので、この第４実施例は図３７の送信部３０に振
幅制限部４８を設けたことを特徴とする。

【０１０７】図４１は第１発明の第５実施例を示したも
ので、この第５実施例は図４０の第４実施例の送信部３
０に更にスクランブラー部３６を設けたことを特徴と
し、これに対応した受信部３２にはデスクランブラー部
６６が設けられる。更に図４２は第１発明の第６実施例
を示したもので、図４１の第５実施例の送信部３０に設
けているデータ信号点発生部３８にトレリス符号化機能
をもたせたことを特徴とする。これに対応して受信部３
２はビタビアルゴリズムによりデータ信号点を判定する
軟判定部６２としている。

【０１０８】更に図３７〜図４２に示した第１発明の第
２〜第６実施例にあっては、アナログ回線４６として相
手局と４線式アナログ回線４６で接続した場合を例にと
っていることから、送信部３０にはハイブリッド回路４
４を設けていない。勿論、２線式アナログ回線４６を使
用して全二重伝送を行う場合には、図３の第１実施例に
示したようにハイブリッド回路４４を設ければよい。但
し、図４２の第６実施例にあっては、ハイブリッド回路
４４を設けると第１実施例と同じになるので、これは４
線式アナログ回線４６のみを対象としている。

【０１０９】また、振幅制限部５４を備えた他の実施例
については、図５の受信部３０に示したように最適振幅
制限値判断部１０８を設けて相手局からの信号品質ＳＱ
Ｄに基づいて最適振幅制限値を設定するようにしてもよ
い。更に、以上説明した第１〜第６の実施例の他に、第
１発明にあっては次のような変形が可能である。

【０１１０】まず上記の実施例におけるアナログベース
バンド信号のランダム化及び逆ランダム化のため、メイ
ンのデータ信号のスクランブルデータを利用している
が、スクランブルデータを利用せずに、送信側に設けた
ランダム化部と受信側に設けた逆ランダム化部を同期さ
せて、アナログ信号のランダム化と逆ランダム化を行っ
てもよい。また、データ信号点の設定を８相変調で説明
したが、これに限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化されて
いる他の方式、例えばＴＣＭ，ＱＡＭ，ＰＳＫ等を用い
ることができる。

【０１１１】更に、送信部と受信部の両方を設けてモデ
ム装置として構成する場合には、送信側のプロセッサユ
ニットと受信側のプロセッサユニットとは共通のものに
してもよい。 ７．第２発明の基本実施例 図４３は音声またはファクシミリ等のアナログパスバン
ド信号をアナログベースバンド信号に変換した後に、ア
ナログベースバンド信号をアナログ信号とディジタル信
号に分離してメインの送信データと共に多重伝送する本
発明の第２発明の基本構成を示した実施例構成図であ
る。

【０１１２】図４３において、送信部３０はベースバン
ド変換部５０，残アナログ信号作成部２５０，振幅値非
線形量子化部２５２，時分割多重回路部２５４，データ
信号点発生部３８，加算部４０及びデータ変調部４２で
構成される。ベースバンド変換部５０は音声またはファ
クシミリ等のアナログパスバンド信号４８をベースバン
ド信号に変換する。

【０１１３】振幅値非線形量子化部２５２はアナログベ
ースバンド信号の振幅値を非線形量子化して、ディジタ
ル信号として時分割多重回路２５４に出力する。残アナ
ログ信号作成部２５０は非線形量子化残アナログ信号を
生成して加算部４０に加え、データ信号点発生部３８か
らのデータ信号点にアナログ的に重畳させる。時分割多
重回路部２５４は任意の送信データ３４と振幅値非線形
量子化部２５２からの振幅値を非線形量子化したディジ
タル信号を併せて送信データとし、所定ビット単位に順
次パラレル出力し、データ信号点発生回路３８で対応す
るデータ信号点に変換する。

【０１１４】加算部４０はデータ信号点発生部３８から
のデータ信号点に残アナログ信号作成部２５０からの非
線形量子化残アナログ信号を重畳する。データ変調部４
２は残アナログ信号が重畳されたデータ信号点を変調し
てアナログ回線４６に変調信号を送出する。ここで、送
信部３０に設けた振幅値非線形量子化部２５２と残アナ
ログ信号作成部２５０により、図２（ｃ）に示したディ
ジタル／アナログ信号分離手段が構成される。

【０１１５】一方、受信部３２は復調等化部４２，判定
部６０，符号変換部６４，時分割分配回路部２５８，振
幅値非線形逆量子化部２６０，ディジタル／アナログ信
号合成回路２５６及びパスバンド変換部７６で構成され
る。復調等化部４２はアナログ回線４６から受信した変
調信号を復調し、伝送劣化を補償するための自動等化等
を行う。判定部６０は復調されたデータ信号点から正し
いデータ信号点を判定する。符号変換部６４は判定され
たデータ信号点をビット系列に変換して元の送信データ
及びベースバンド信号のディジタル信号を復調する。

【０１１６】時分割分配回路部２５８は復調データから
元の受信データ６８とアナログベースバンド信号のディ
ジタル信号分を分配する。振幅値非線形逆量子化部２６
０は分離されたディジタル信号の逆量子化により元のベ
ースバンド信号の振幅値を復元する。更に、加算部７２
はアナログ復調手段として機能し、判定前のデータ信号
点から判定後のデータ信号点を差し引くことで、データ
信号点に重畳している残アナログ信号を再生する。ディ
ジタル／アナログ信号合成回路部２５６は再生された振
幅値と残アナログ信号に基づいて元のベースバンド信号
を合成する。最終的に、パスバンド変換部７６でアナロ
グパスバンド７８に変換されて出力される。

【０１１７】ここで、図４３の実施例において音声とデ
ータを同時に多重伝送するに必要な変調周波数（ボーレ
ート）を説明する。まず、本発明の伝送対象とする例え
ばＧ３のファクシミリ信号に必要な伝送帯域はＣＣＩＴ
ＴのＶ．２９及びＶ．３３（Ｖ．１７）で勧告されてい
る。即ち、Ｖ．２９の場合には、キャリア周波数＝１７
００Ｈｚ、変調速度２４００ボー，ロールオフ率１５
％、帯域は３２０Ｈｚ〜３０８０Ｈｚの２７６０Ｈｚで
ある。

【０１１８】また、Ｖ．３３（Ｖ．１７）にあっては、
キャリア周波数は１８００Ｈｚ、変調速度は２４００ボ
ー、ロールオフ率は１５％、帯域は４２０Ｈｚ〜３１８
０Ｈｚまでの２７６０Ｈｚである。従って、Ｖ．２９ま
たはＶ．３３（Ｖ．１７）のどちらのファクシミリ信号
がきても確実に伝送を可能とするためには、帯域として
３２０Ｈｚ〜３１８０Ｈｚまでの２８６０Ｈｚが必要
で、変調速度は２８６０ボー以上が必要となる。

【０１１９】また、メインのデータ信号は最低のデータ
伝送速度が２４００ｂｐｓであるため、周波数としては
２４００Ｈｚの整数分の１で同期がとれること、且つフ
ァクシミリ信号を考慮して２８６０ボーよりも大きな周
波数であることが望ましい。そこで、データ伝送速度２
４００ｂｐｓに対応した周波数２４００Ｈｚの１０分の
１を２４０Ｈｚとすると、１フレーム当り１２個のデー
タ信号点を割り当てた場合、 ２４０Ｈｚ×１２＝２８８０ボー となり、従って２８８０Ｈｚが最適なボーレート周波数
となる。

【０１２０】次に本発明にあっては、ネットワークの監
視及び制御のためにセカンダリチャネルを使用してデー
タを伝送する必要があり、装置の製品化を容易にするた
めにセカンダリチャネルはメインの変調速度２８８０ボ
ーの整数分の１、例えば７２分の１である４０ボーを選
択する。次に本発明のアナログ伝送に必要な帯域幅を説
明する。

【０１２１】まず必要帯域としては、 セカンダリ用の５７．４４Ｈｚ（ロールオフ率４３．
６％） 帯域分離用の５６Ｈｚ（１４Ｈｚ×４） メインデータ用の２９８６．５６Ｈｚ（ロールオフ率
３．７％） であることから、合計帯域は３１００Ｈｚとなる。ここ
で、音声帯域は０．３〜３．４ｋＨｚの３１００Ｈｚで
あることから問題ない。

【０１２２】次にディジタル信号として伝送する音声信
号の振幅値は、一般的に１０ｍｓの間は一定と見做すこ
とができる。従って、音声の最大振幅値については１０
０Ｈｚ以上の速度で伝送できればよい。しかも最大振幅
値は非線形量子化することから、３ビット／１００Ｈｚ
程度の情報で十分である。次に送信データのデータ信号
点による伝送におけるビット割当てを説明する。

【０１２３】メインの送信データのデータ伝送速度は９
６００ｂｐｓ、４８００ｂｐｓ、あるいは２４００ｂｐ
ｓの３種類を予定する。勿論、更に高速のデータ伝送速
度であってもよい。まずデータ伝送速度が９６００ｂｐ
ｓの場合には、例えば図４４に示すように１フレーム当
り、即ちフレーム周期（１／２４０Ｈｚ）当り合計４８
ビットを割り当てている。この４８ビットの内、４０ビ
ットを９６００ｂｐｓのメインの送信データに割り当
て、残り８ビットを音声またはファクシミリ信号の振幅
値に割り当てる。

【０１２４】更に、１つのデータ信号点、即ち１シンボ
ル当りの割当てビット数を４ビット／シンボルとする
と、４８ビットの１フレーム分のデータは１２シンボル
の時分割により伝送できる。次に４８００ｂｐｓのデー
タ伝送速度にあっては、フレーム周波数を２４０Ｈｚと
すると、１フレーム当り３６ビットが割り当てられる。
３６ビットの内、４８００ｂｐｓのメインのデータビッ
トに２０ビットが割り当てられ、音声またはファクシミ
リ信号の最大振幅値に残り１６ビットを割り当てる。更
に、１フレーム分のシンボル数を同じ１２シンボルとす
ると、１シンボル当り３ビット、即ち３ビット／シンボ
ルで伝送される。

【０１２５】更に２４００ｂｐｓの場合には、フレーム
周波数を同じく２４０Ｈｚとすると、１フレームに２４
ビットが割り当てられ、この内、メインのデータに１０
ビット、最大振幅情報に１４ビットが割り当てられる。
また、１フレームのシンボル数を同じ１２シンボルとす
ると２ビット／シンボルの伝送となる。更に本発明の実
施例にあっては、トレリス符号化を行った後にデータ信
号点に変換していることから冗長１ビットが追加され、
９６００ｂｐｓのときには５ビット／シンボルとなり、
この場合のデータ信号点の配置は図４５に示すように３
２値となる。

【０１２６】また、トレリス符号化により４８００ｂｐ
ｓについては４ビット／シンボルでデータ信号点は１６
値となり、更に２４００ｂｐｓについては３ビット／シ
ンボルでデータ信号点は８値となる。 ８．第２発明送信部の詳細 図４６は図４３に示した送信部３２の具体的な実施例を
示した実施例構成図である。以下の実施例の説明にあっ
ては、データ伝送速度を９６００ｂｐｓとし、また変調
速度は２８８０ボーとした場合を例にとる。また、変調
方式は特に限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化されている
ＰＳＫ方式，ＱＡＭ方式あるいはＴＣＭ方式等のいずれ
でもよく、更に他の独自の変調方式であってもよい。

【０１２７】図４６において、まず送信部３０に設けた
アナログパスバンド信号の処理系を説明する。音声信号
またはファクシミリ信号としてのアナログパスバンド信
号４８はアナログＬＳＩ部５５に入力し、ローパスフィ
ルタ９０により不要成分が除去され、Ａ／Ｄコンバータ
９２によりサンプリングされる。Ａ／Ｄコンバータ９２
によるサンプリング周波数はフレーム周波数が２４０Ｈ
ｚで１フレーム当り１２シンボルを発生することから ２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚ と、ボーレート周波数に一致している。

【０１２８】アナログＬＳＩ部５５でディジタル信号に
変換されたアナログパスバンド信号はベースバンド変換
部５０でアナログベースバンド信号に変換される。ベー
スバンド変換部５０の詳細は図５の受信部の具体的な実
施例について示したと同じである。ベースバンド変換部
５０で変換されたアナログベースバンド信号はアナログ
／ディジタル信号作成部２５０に与えられ、最大振幅値
を示すディジタル信号と非線形量子化残アナログ信号に
変換される。

【０１２９】アナログ／ディジタル信号作成回路部２５
０はデータ格納ＲＡＭ２７２，パワー計算部２７４，最
大値検出回路部２７６，非線形量子化部２７６及び振幅
制御回路部２７８で構成される。図４７はアナログ／デ
ィジタル信号作成回路部２５０に設けたパワー計算部２
７４の詳細を示す。サンプリングされたシンボルごとの
ベースバンド振幅情報、即ちローパスフィルタ９８の入
力は、１２個のタップ遅延線２８０−１〜２８０−１２
を直列した遅延回路に出力され、次段の乗算器２８２と
ＡＧＣ回路２８４を用いて振幅値の二乗としてパワーを
計算する。ここで、ＡＧＣ回路２８４は振幅値を半径
１．０に正規化するために設けている。乗算器２８２で
求めたパワーの計算結果はリアル成分Ｒとして取り外さ
れ、図４６に示したデータ格納ＲＡＭ２７２に１２シン
ボル分のパワーデータＰ１〜Ｐ１２が格納される。

【０１３０】図４８は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた最大値検出回路部２７６の
詳細を示す。最大値検出回路部２７６は１２シンボル分
のパワー比較器２８６−１〜２８６−１２を備え、第１
シンボルの計算パワーＰ１から第１２シンボルの計算パ
ワーＰ１２までを順番に２つずつ比較し、大きい方のパ
ワーを出力する。このため、最終段のパワー比較器２８
６−１２からは１２シンボル分の中のパワーの最大値の
検出出力が得られる。

【０１３１】図４９は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた非線形量子化部２７６の詳
細を示したもので、浮動小数点変換部２８８と上位ビッ
ト抽出部２９０で構成される。浮動小数点変換部２８８
は最大値検出回路２７６からの固定小数点データを浮動
少数点データに変換する。上位ビット抽出部２９０は、
この実施例にあっては１フレームを構成する４８ビット
の中の８ビットを振幅最大値に割り当てていることか
ら、最大検出値データの上位８ビットを抽出する。この
８ビットデータは浮動小数点データであることから、指
数部と仮数部で構成されている。即ち、上位ビット抽出
部２９０は最大値検出データの切上げを行っている。

【０１３２】図５０は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた振幅制御回路部２７８の詳
細を示したもので、１２シンボル分のタップ遅延線２９
２−１〜２９２−１２を直列接続した回路、割算器２９
４及び乗算器２９６で構成される。タップ遅延線２９２
−１〜２９２−１２の直列回路に対しては前段のローパ
スフィルタ９８からベースバンド信号に変換された振幅
情報が順次入力する。タップ遅延線２９２−１〜２９２
−１２に１２シンボル分の振幅情報が揃った状態で、割
算器２９４は図４９に示した非線形量子化部からの８ビ
ットの非線形量子化データをデータＸとして入力し、そ
の逆数（１／Ｘ）を出力する。

【０１３３】乗算器２９６で最終段のタップ遅延線２９
２−１２より順次出力される第１シンボルから第１２シ
ンボルの各振幅情報に逆数（１／Ｘ）を掛け合わせ、ア
ナログ振幅情報の振幅正規化を施す。このような非線形
量子化データＸの逆数（１／Ｘ）の乗算で得られた情報
は非線形量子化残アナログ信号と呼ばれ、レベル的にデ
ータ信号点に重畳してもメインのデータから見るとノイ
ズとしてしか見えない小さいレベルに収まる。

【０１３４】再び図４６を参照するに、アナログ／ディ
ジタル信号作成回路部２５０で生成された８ビットの最
大振幅値情報は、データ信号点発生部３８に出力され
る。また、データ信号点発生部３８に対してはシリアル
／パラレル変換部２５４によりシリアルデータからパラ
レルデータに変換された送信データ３４が１フレーム周
期につき４０ビット単位に供給される。

【０１３５】図５１は図４６のシリアル／パラレル変換
部に設けたシリアル／パラレル変換器２６２の詳細を示
す。シリアル／パラレル変換器２６２には送信データ３
４が９６００ｂｐｓのシリアルデータとして入力され、
また読込クロック２６４として９６００Ｈｚのクロック
が供給され、更にフレーム同期クロック２６６として２
４０Ｈｚのクロックが与えられている。

【０１３６】シリアル／パラレル変換器２６２はフレー
ム同期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に読込ク
ロック２６４により４０ビットのシリアル送信データ３
４を読み込んで、４０ビットのパラレルデータ２６８を
出力する。再び図４６を参照するに、データ信号点発生
部３８にはスクランブラー及びグレイコード／ナチュラ
ルコード変換機能を備えた変換部２６４、トレリス符号
化機能を備えたデータ信号点発生回路２６６、及びフレ
ーム同期回路２６８が設けられる。

【０１３７】変換部２６４は図５２に詳細を示すよう
に、パラレル／シリアル変換器４６６，スクランブラー
４６８，シリアル／パラレル変換器４７０及びグレイコ
ード／ナチュラルコード変換器４７２を備える。パラレ
ル／シリアル変換器４６６には図５１に示したシリアル
／パラレル変換器２６２からの４０ビットのメインの送
信データであるパラレルデータ２６８と、図４６のアナ
ログ／ディジタル信号作成回路部２５０からのディジタ
ル信号である最大振幅値を示す８ビットのパラレルデー
タとの合計４８ビットが並列入力されている。

【０１３８】また、フレーム同期クロック２６６として
２４０Ｈｚのクロックが与えられ、読込クロック２６４
として１１．５２ｋＨｚのクロックが与えられている。
従って、パラレル／シリアル変換器４６６はフレーム同
期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に並列入力し
ている４８ビットのパラレルデータをシリアルデータに
変換してスクランブラー４６８に出力する。スクランブ
ラー４６８はＣＣＩＴＴの勧告に従った公知のものであ
る。

【０１３９】シリアル／パラレル変換器４７０はスクラ
ンブルが済んだシリアルデータを再び４０ビットのパラ
レルデータに変換する。図５３はトレリス符号化機能を
備えたデータ信号点発生部３８の詳細を示したもので、
４ビット選択部２７４，変換テーブル１１４，タップ１
１６，１１８を備えた位相差分回路、畳み込み符号器１
２０及び信号点発生用ＲＯＭ１１２−３で構成される。

【０１４０】４ビット選択部２７４に対しては、前段で
スクランブル及びナチュラルコードへの変換が済んだ４
８ビットデータが並列に入力され、動作クロックとして
２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚのクロックが
与えられており、この動作クロック毎に第１ビットから
第４８ビット目まで４ビット単位に順次選択して出力す
る。

【０１４１】４ビット選択部２７４から出力された４ビ
ットの内、２ビットは位相差分回路で位相差分をとった
後、畳み込み符号器１２０で符号化され、トレリス符号
化の手順に従った冗長１ビットが付加されて３ビットと
して出力される。このため、信号点発生用ＲＯＭ１１２
−３に対しては５ビットが並列入力される。信号点発生
用ＲＯＭ１１２−３には、図４５に示した３２値のデー
タ信号点が５ビットのアドレス指定により格納されてお
り、入力した５ビットに対応する特定のデータ信号点１
２２を出力する。更に、信号点発生用ＲＯＭ１１２−３
は発生したデータ信号点１１２が存在する位相平面の象
限情報２７６を出力する。この象限情報は第１象限で
（１＋ｊ０）、第２象限で（０＋ｊ１）、第３象限で
（−１＋ｊ０）、更に第４象限で（０−ｊ１）となる。

【０１４２】図５４は図４６のデータ信号点発生部３８
に設けたフレーム同期回路２６８の詳細を示す。このフ
レーム同期回路２６８は４ビットカウンタ２８０とＲＯ
Ｍ２８４で構成される。４ビットカウンタ２８０は２８
８０Ｈｚの変調クロック２８２を計数し、２４０Ｈｚの
フレーム同期クロック２６６毎にリセットされる。即
ち、図５５のタイムチャートに示すように、フレーム同
期クロックで決まる１フレーム周期毎に変調クロックを
４ビットカウンタ２８０で１２個計数し、第１番目から
第１２番目のシンボルを示すフレーム位相番号１〜１２
を出力する。

【０１４３】ＲＯＭ２８４には図５６に示すように４ビ
ットカウンタ２８０からの位相番号に対応した位相角を
示すフレーム同期データを格納している。このフレーム
同期データは３相単位に繰り返し変化する値となってい
る。このようなフレーム同期回路２６８で作成されたフ
レーム同期データはデータ信号点発生回路２６６からの
データ点信号に掛け合わされて、受信側でフレーム同期
信号の復調を可能とする。

【０１４４】また、フレーム同期回路２６８で作成され
たフレーム同期信号は、図４６の受信部３０に設けてい
るシリアル／パラレル変換部２６２，符号変換器２６
４，アナログ／ディジタル信号作成回路部２５０の各回
路部に供給されてフレーム同期に従った処理を行ってい
る。次に図４６の受信部３０に設けている位相ランダム
回路部５２を説明すると、位相ランダム回路部５２はビ
ット抽出回路部１００，位相変換回路部１０２及び乗算
部１０４で構成される。

【０１４５】図５７は図４６のビット抽出回路部１００
の詳細を示したもので、データ信号点発生部３８の変換
部２６４から出力されたスクランブルが済んでナチュラ
ルコードに変換された４８ビットのパラレルデータ２７
２を入力する。ビット抽出部１００は２４０Ｈｚのフレ
ーム同期クロック２６６で動作し、４８ビットのパラレ
ルデータを３ビット単位に１２シンボル分、即ち３６ビ
ット抽出して出力する。

【０１４６】ビット抽出部１００からの抽出データは図
５８に示すように、ビット抽出出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」を
示すビット番号の組合せで第１シンボル目から第１２シ
ンボル目まで順次次段の位相変換回路部１０２に供給さ
れ、位相変化角を出力する。位相変換回路部１０２には
図１７に示した位相変化角を４５°単位で示す８値のベ
クトルデータが格納されており、ビット抽出回路部１０
０からの３ビット入力Ｘ₂ ，Ｘ₁ ，Ｘ₀ の値に対応する
位相変化角のベクトルデータを読み出して乗算部１０４
に出力する。

【０１４７】乗算部１０４にはアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０の振幅制御回路部２７８より非線形
量子化残アナログ信号が与えられており、これに位相変
化角を掛け合わせることで図２２（Ｂ）に示した８値の
位相回転を与えて、図２２（Ａ）に示すような相関をも
っている分布を図２２（Ｃ）に示すようにランダム化し
て無相関とする。

【０１４８】図５９は図４６のデータ信号点発生回路２
６６に続いて設けている加算部４０，乗算器２７０及び
乗算器２７２の部分の詳細を示す。図５９において、ト
レリス符号化機能を備えたデータ信号点発生回路２６６
から出力されたデータ信号点は加算部４０でアナログ情
報の重畳を受けるが、加算部４０でデータ信号点に重畳
する前に乗算器２７０で象限判定回路２７８の判定出力
に基づいて所定の位相回転を行っている。

【０１４９】即ち、アナログ情報を単純に加算部４０で
データ信号点に重畳した場合には、回線上でのキャリア
の位相ずれが生じた場合に受信側でリアル成分とイマジ
ナリー成分を逆に再生してしまうことが起きる。これを
防止するため本発明にあっては、象限判定回路２７８で
データ信号点の象限を判定し、データ信号点の象限に応
じてアナログ情報として重畳するベクトルを所定角度位
相回転させた後に重畳する。

【０１５０】象限判定回路部２７８による象限判定と判
定出力は図６０に示すようになり、第１象限での位相回
転は０°、第２象限では９０°、第３象限では１８０
°、第４象限では２７０°となり、従ってアナログ情報
としてのベクトルは乗算器２７０における判定出力の乗
算で第１象限のベクトル位置に位相回転されることにな
る。

【０１５１】このため、データ信号点が位相平面で第１
象限から第４象限のいずれかにあっても、データ信号点
に重畳するアナログ情報のベクトルはデータ信号点を中
心とした小円の位相平面の第１象限に存在することとな
り、回線上でキャリアの位相ずれが生じてもリアル成分
とイマジナリー成分を逆に再生してしまうことを確実に
防止できる。

【０１５２】データ信号点発生部３８に続いて設けられ
た変調部４２の詳細は図５の実施例と同じになる。更
に、アナログＬＳＩ４５についても図５の実施例と同じ
である。 ９．第２発明送信部の動作 図４６において、まずホストコンピュータまたは端末装
置等から出力された送信データはシリアル／パラレル変
換部２６２に入力され、９６００ｂｐｓの送信データ３
４はフレーム同期周波数２４０Ｈｚでパラレル変換さ
れ、４０ビットのパラレルデータとなる。シリアル／パ
ラレル変換部２５４からの４０ビットのパラレルデータ
はデータ信号点発生部３８の変換部２６４に与えられ
る。

【０１５３】一方、電話からの音声信号あるいはファク
シミリ装置からの０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド帯
域をもつアナログパスバンド信号４８はアナログＬＳＩ
部５５のローパスフィルタ９０で不要成分を除去した
後、Ａ／Ｄコンバータ９２によりボーレート周波数２８
８０Ｈｚの整数倍でサンプリングされ、アナログ信号か
らディジタル信号に変換されてディジタル振幅値を得
る。

【０１５４】Ａ／Ｄコンバータ９２の出力はアナログパ
スバンド信号であるため、ベースバンド変換部５０でア
ナログベースバンド信号に変換される。即ち、キャリア
発生部９６からのキャリア信号を用いて復調部９４で復
調してパスバンド帯域の信号に変換する。このとき帯域
３１０Ｈｚ〜３１９０Ｈｚの信号をパスバンド帯域に取
り込むため、復調に使用するキャリア周波数としては、 ３５００Ｈｚ÷２＝１７５０Ｈｚ を使用する。復調部９４によるパスバンド帯域への復調
にあっては、和成分と差成分の両方が出力されるため、
ローパスフィルタ９８により不要な和成分を除去する。

【０１５５】次にアナログ／ディジタル信号作成回路部
２５０のパワー計算部２７４において、アナログベース
バンド信号のパワーが計算され、１フレームで送信する
１２シンボル分のアナログベースバンド信号から求めた
パワーがデータ格納ＲＡＭ２７２に記憶される。データ
格納ＲＡＭ２７２に記憶した１２シンボル分のパワーの
中からは最大値検出回路２７６で最大値が検出され、非
線形量子化部２７６による非線形量子化で８ビットの振
幅最大値を示す非線形量子化データを得て、データ信号
点発生部２６４に設けた変換部２６４に供給する。

【０１５６】このため、変換部２６４はフレーム周期毎
に４０ビットのパラレル送信データと８ビットの最大振
幅値データの入力を受ける。また、非線形量子化部２７
６で求めた８ビットの最大振幅値の非線形量子化データ
は振幅制御回路部２７８に与えられ、その逆数をデータ
格納ＲＡＭ２７２に記憶している１フレームで送る１２
シンボル分のパワー値、即ち振幅情報のそれぞれに掛け
合わすことで正規化し、データ信号点に重畳するための
非線形量子化残アナログベースバンド信号を１２シンボ
ル分順次求めて、位相ランダム回路部５２に出力する。

【０１５７】データ信号点作成部３８の変換部２６４に
入力されたパラレル送信データ４０ビットと非線形量子
化された８ビットの最大振幅値データはスクランブラー
によりランダム化されると共に、和分操作を容易とする
ようにグレイコードからナチュラルコードに変換され、
ナチュラルコードに変換された後のパラレル４８ビット
データはデータ信号点を発生するため、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生回路２６６に入力され
る。

【０１５８】データ信号点発生回路２６６にあっては、
この実施例にあっては１フレームで１２シンボルを送る
ことから、４ビット／シンボルのデータとなり、トレリ
ス符号化により冗長１ビットを加えた５ビットとなり、
最終的に信号点発生用のＲＯＭに入力して、図４５に示
した３２値のデータ信号点のいずれかの対応するデータ
信号点に変換して出力する。

【０１５９】一方、位相ランダム回路部５２にあって
は、データ信号点発生部３８に設けている変換部２６４
からの４８ビットのパラレル出力データを入力し、ビッ
ト抽出回路部１００で図５７に示したように３ビット×
１２シンボル分を順次抽出し、図５８に示す３ビット抽
出データ「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀ 」を得て位相変換回路部１０２
に設けたＲＯＭをアクセスし、図２２（Ｂ）に示したよ
うな８値の位相変化角を得る。

【０１６０】位相変換回路部１０２からの位相変化角は
乗算部１０４においてアナログ／ディジタル信号作成回
路部２５０からの非線形量子化残アナログベースバンド
信号に掛け合わされ、受信側に設けている自動等化器の
タップ係数の収束を可能とするためにランダム化により
無相関とする。続いてデータ信号点発生部３８に設けた
乗算器２７０において、図６２に示したようにデータ信
号点の象限判定結果に応じた非線形量子化残アナログ信
号のベクトルを常に基準象限としての第１象限となるよ
うに位相回転した後、加算部４０でデータ信号点に重畳
する。

【０１６１】更に、非線形量子化残アナログ信号を重畳
したデータ信号点を乗算部２７２にでフレーム同期回路
２６８からのフレーム同期データを掛け合わせ、データ
変調部４２に出力する。データ変調部４２はロールオフ
ファルタ８０により信号を帯域整形した後に、変調部８
２で図９に示したようにキャリア周波数を用いて変調
し、情報として送信するのはリアル成分とイマジナリー
成分の一方でよいため、通常、リアル成分のみを抽出し
て伝送する。

【０１６２】最終的に変調信号はアナログＬＳＩ部４５
のＤ／Ａコンバータ８６でディジタル変調信号からアナ
ログ変調信号に変換される。このアナログ変調信号には
サンプリング周波数に伴う高調波が含まれていることか
ら、ローパスフィルタ８８により必要な帯域外成分を除
去し、アナログ回線４６に出力する。尚、アナログ回線
４６が２線式であり、モデムとして図４６の送信部、及
び次に詳細を示す図６４の受信部３２を備えている場合
には、図５に示したようにハイブリッド回路４４を介し
て２線式のアナログ回線４６に接続する。また、ハイブ
リッド回路４４を設けた場合には、受信部３０に図５に
示すようにエコー推定部５６，エコー除去を行う加算部
５８を設け、加算部５８で送信信号から推定したエコー
成分を除去した受信信号を受信部３２に供給する。 １０．第２発明受信部の詳細 図６１は図４３に示した第２発明の受信部３２の詳細を
示した実施例構成図である。

【０１６３】図６１において、復調等化部６２には変調
部２０２，キャリア発生部２０４，ロールオフフィルタ
２０６，ベースバンド型自動等化器２０８，キャリア自
動位相制御部２１０，フレーム同期回路２９０及び乗算
部２９２が設けられている。この復調等化部６０の詳細
は図２３の第１発明の受信部に示した通りである。次の
軟判定部６２にあっては、送信側でのトレリス符号化に
より付加した冗長１ビットを利用することにより、回線
上生じたエラーを訂正可能としており、一般によく知ら
れているビタビアルゴリズムによる最尤推定法に従って
正しいデータ信号点を判定する。

【０１６４】次の符号変換部６４は、判定されたデータ
信号点を符号変換用のＲＯＭのアドレスとして入力し、
対応する４ビットのデータを出力する。次の符号変換部
２９４は１フレームを構成する１２シンボル分のデータ
信号点から４８ビットのデータを復元した後に、デスク
ランブルを行い、更にナチュラルコードからグレイコー
ドに変換した後、４８ビットパラレル出力の中から上位
４０ビットをパラレル／シリアル変換器２９６に出力
し、パラレルデータに変換してこれを受信データ６８と
して出力する。また、符号変換器２９４は下位８ビット
を最大振幅値データとして振幅逆変換回路部２５６に出
力する。

【０１６５】一方、加算部７２は判定前の信号点データ
から判定後の信号点データを差し引くことで、データ信
号点に重畳した非線形量子化残アナログ信号を復調す
る。この場合、軟判定回路部６２における軟判定に時間
がかかることから、この遅延分を補償するため、遅延部
７０を介して判定前のデータ信号点を加算部７２に供給
している。

【０１６６】次の乗算部２９８にあっては、軟判定部６
２における判定後データ信号点の存在する位相平面の象
限判定結果に基づいて、非線形量子化残アナログ信号を
送信側で第１象限に回転していたものを逆方向の位相回
転を加えて元に戻す。即ち、図６２に詳細を示すよう
に、軟判定部６２に設けた軟判定回路６２−１からの判
定後のデータ信号点について、象限判定部３０８でデー
タ信号点の存在する位相平面の象限を判定し、判定出力
を乗算器２９８に加えて、復調された非線形量子化残ア
ナログ信号と掛け合わせ、元の象限にベクトルを戻す。

【０１６７】象限判定部３０８は図６３に示す象限判定
に対する判定出力を生ずる。即ち、データ信号点が第１
象限であればベクトルの位相回転は行わず、第２象限で
あれば送信側と逆に９０°回転し、第３象限であれば送
信側と逆に１８０°回転し、更に第４象限であれば送信
側と逆に２７０°回転する。再び図６１を参照するに、
ランダム逆変換部７４はビット抽出部２１２，位相逆変
換部２１４を備え、符号変換部６４からの４８ビットの
再生データに基づいて図５７及び図５８に示した送信側
と同様のビット抽出後に送信側とは逆の位相変化角を発
生する。即ち図３１に示した３ビットの入力ビット列
「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に対応する位相変化角を与えるベクト
ルデータを出力し、図３６（Ｄ）に示す位相逆変化角を
発生し、これを図６１の乗算部２１６で復調された非線
形量子化残アナログ信号に掛け合わせることで逆ランダ
ム化し、相関をもった元の非線形量子化残アナログ信号
に変換する。

【０１６８】振幅逆変換回路部２５６は乗算部３００と
ＲＯＭ３０２を備える。ＲＯＭ３０２は非線形量子化を
行うものとし、８ビットの振幅最大値データ、即ち非線
形量子化データをアドレスとして対応する逆量子化され
た最大振幅値を格納し、乗算部３００はＲＯＭ３０２を
用いて逆量子化された最大振幅値をランダム逆変換部７
４を介して得られた非線形量子化残アナログ信号、即ち
送信側で振幅最大値を用いて正規化された信号に逆量子
化で復調した最大振幅情報を掛け合わせることで、デー
タ信号点の受信毎に対応する振幅値とアナログベースバ
ンド信号を再生する。

【０１６９】次のインタ・ポレーション・フィルタ部３
０４にはロールオフフィルタ３０６が設けられ、帯域制
限と波形整形を行う。パスバンド変換部７６はキャリア
発生部２２２と変調部２２０を備え、アナログベースバ
ンド信号をアナログパスバンド信号に変換する。このパ
スバンド変換部７６の詳細は図２３の第１発明の受信部
３２と同じである。更にＤ／Ａコンバータ２２４及びロ
ーパスフィルタ２２６を備えたアナログＬＳＩ部８５が
設けられる。このアナログＬＳＩ部８５の詳細も図２３
の第１発明の受信部３２と同じである。 １１．第２発明受信部の動作 次に図６１の受信部３２の受信動作を説明する。アナロ
グ回線からの受信信号１９２は復調等化部６０の変調部
２０２に入力され、キャリア発生部２０４からのキャリ
ア信号を用いてパスバンド信号からベースバンド信号に
変換される。このとき和成分と差成分の両方が生ずるこ
とから、必要な和成分については波形成形を兼ねた次の
ロールオフフィルタ２０６で除去する。

【０１７０】続いてベースバンド型自動等化器２０８に
より波形等化を行い、更にキャリア自動位相制御部２１
０で回線上生じた周波数オフセットや位相ジッタ等を除
去し、乗算部２９２でフレーム同期回路２９０からのフ
レーム同期信号を乗算してフレーム同期をとった後、デ
ータ信号点を得る。続いて軟判定部６２で送信側とのト
レリス符号化に伴って付加した冗長１ビットを利用し、
ビタビアルゴリズムに従った最尤推定法に従って正しい
データ信号点を判定する。続いて符号変換部６４でデー
タ信号点を４ビットデータに変換し、変換部２９４で１
フレームで受信した１２シンボル分のビットデータ４８
ビットが揃ったフレーム周期のタイミングで４０ビット
を送信データとして分離して、パラレル／シリアル変換
器２９６でシリアルデータに変換して受信データ６８と
して出力する。

【０１７１】また、変換部２９４で分離した８ビットの
非線形量子化データ即ち振幅最大値データは、振幅逆変
換回路部２５６のＲＯＭ３０２に与えられ、逆量子化さ
れる。一方、軟判定部６２から判定出力が得られたとき
に遅延部７０で遅延していた判定前のデータ信号点から
加算部７２で判定後のデータ信号点を差し引いて、デー
タ信号点に重畳した非線形量子化残アナログ信号を復調
する。更に、乗算部２９８で軟判定部６２で判定された
データ信号点の象限判定に基づいて送信側で回転したベ
クトルを元の象限に戻すように逆回転する。続いて、ラ
ンダム逆変換部７４でランダム逆変換を行ってベースバ
ンド信号に変換した後、振幅逆変換回路部２５６に供給
する。

【０１７２】振幅逆変換回路部２５６の乗算部３００は
復調された非線形量子化残アナログ信号が送信側でシン
ボル単位にパワーを正規化されていることから、ＲＯＭ
３０２からの逆量子化された最大振幅値を掛け合わせる
ことで、パワーとしての振幅値を逆正規化し、シンボル
単位にアナログベースバンド信号を再生する。再生され
たアナログベースバンド信号はインタポレーション・フ
ィルタ部３０４のロールオフフィルタ３０６により帯域
制限及び波形成形を受けた後、パスバンド変換部７６に
おいてパスバンド帯域のアナログパスバンド信号に変換
される。更にアナログＬＳＩ部８５のＤ／Ａコンバータ
２２４によりアナログパスバンド信号はディジタル象限
からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ２２６
で不要な帯域成分を除去することで元のアナログパスバ
ンド信号７８を得ることができる。 １２．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施例 図６４は第３発明の基本構成を示した実施例構成図であ
り、この第３発明にあっては単一のアナログ回線を用い
て音声２チャネルを同時に多重伝送するようにしたこと
を特徴とする。勿論、ファクシミリ信号２チャネルの同
時伝送であってもよいし、音声信号とファクシミリ信号
の２チャネル同時伝送であってもよい。

【０１７３】図６４において、送信部３０と受信部３２
はアナログ回線４６を介して接続される。受信部３２は
図４３に示した第２発明の場合と同様、データをデータ
信号点に変換して伝送するため、時分割多重回路部２５
４，データ信号点発生部３８，加算部４０及びデータ変
調部４２を設けている。この点は受信部３２についても
同様であり、復調等化部６０，判定部６２，符号変換部
６４及び時分割分配回路部２５８を設けている。

【０１７４】このような送信データをデータ信号点に変
換した後に変調して送り受信側で復調する信号系につい
て、本発明にあっては第１発明及び第２発明のように送
信データと音声またはファクシミリ信号を多重伝送する
のではなく、２チャネルの音声信号またはファクシミリ
信号の伝送のみに使用する。従って第３発明にあって
は、基本的にはホストコンピュータや端末装置等からの
送信データの伝送しない。

【０１７５】更に受信部３２は２チャネル分のアナログ
・ディジタル信号作成回路部３１０，３１２が設けられ
る。アナログ・ディジタル信号作成回路部３１０，３１
２はベースバンド変換部５０−１，５０−２、残アナロ
グ信号作成部２５０−１，２５０−２、振幅値非線形逆
量子化部２５２−１，２５０−２、更に位相線形量子化
部３１４−１，３１４−２を有する。

【０１７６】この第３発明にあっては、新たに位相線形
量子化部３１４−１，３１４−２が追加された点が図４
３の第２発明と異なり、それ以外は同じになる。また、
加算部４０でデータ信号点には２つのチャネルについて
生成した非線形量子化残アナログ信号を重畳するため、
一方のチャネルＣＨ１の残アナログ信号作成部２５０−
１からは非線形量子化残アナログ信号のリアル成分Ｒを
出力し、他方のチャネルＣＨ２の残アナログ信号作成部
２５０−２からは非線形量子化残アナログ信号のイマジ
ナリー成分Ｉを出力し、加算部３１６で加算した後、加
算部４０でデータ信号点に加えている。

【０１７７】更に非線形量子化残アナログ信号の極性を
データ１ビットに利用することで、位相線形量子化部３
１４−１，３１４−２の各１ビットをデータ信号点の信
号重畳に含ませて送るようにしている。受信部３２につ
いても２つのチャネルに対応してディジタル／アナログ
再生回路部３２０，３２２が設けられる。ディジタル／
アナログ再生回路部３２０，３２２には振幅値非線形逆
量子化部２６０−１，２６０−２、位相線形逆量子化部
３２４−１，３２４−２、ディジタル／アナログ信号合
成回路２５６−１，２５６−２、パスバンド変換部７６
−１，７６−２が設けられる。

【０１７８】また、判定部６２における判定前のデータ
信号点から判定後のデータ信号点を差し引いてデータ信
号点に重畳した信号を復調する加算部７２が設けられ
る。加算部７２からの復調信号は分配部３１８でチャネ
ルＣＨ１のリアル成分とチャネルＣＨ２のイマジナリー
成分に分離され、それぞれディジタル／アナログ信号合
成回路２５６−１，２５６−２に与えられる。

【０１７９】このような音声２チャネルの同時伝送を可
能とするため本発明にあっては、第２発明と同様、ボー
レート周波数を２８８０Ｈｚとし、また１フレームで１
２シンボルを送るとすると、フレーム周波数は２４０Ｈ
ｚとなり、各音声チャネル毎にディジタル情報として最
大振幅情報，最大位相情報，高速位相情報を送り、更に
データ信号点重畳情報として高速振幅情報を送るものと
する。この場合の伝送に必要なビット割当ては次のよう
になる。

【０１８０】

【表１】

【０１８１】即ち、音声２チャネルの同時伝送でディジ
タル情報としては１フレームで７２ビットを送る必要が
あり、従って１フレームを１２シンボルとすると、１シ
ンボル当り６ビットに割当てた時分割多重伝送となり、
位相平面におけるデータ信号点は６４値となるが、更に
トレリス符号化による冗長１ビットを加えた７ビット／
シンボルであることから１２８値となる。 １３．第３発明送信部の詳細 図６５は図６４の送信部３０の詳細を示した実施例構成
図である。

【０１８２】図６５において、チャネルＣＨ１側を具体
的に示したアナログ／ディジタル信号作成回路部３２６
を見ると、アナログＬＳＩ部５５，データ格納ＲＡＭ２
７２，パワー計算部２７４，最大値検出部２７６，非線
形量子化部２７６は図４６に示した第２発明の実施例と
基本的に同じである。また、データ信号点発生部３８，
変調部４２，アナログＬＳＩ部４５、更に位相ランダム
回路部５２についても、１フレームで送信するデータビ
ットが７２ビットとなっている点以外は図４６の受信部
３２と同じになる。

【０１８３】図６６は図６５の音声２チャネルにおける
フレーム構成を示しており、フレーム周波数２４０Ｈｚ
で決まるフレーム周期前半３６ビットを音声チャネルＣ
Ｈ１に割り当て、後半３６ビットを音声チャネルＣＨ２
に割り当てている。また、１フレームは１２シンボルの
時分割で終わることから、７２ビットデータを６ビット
ずつ取り出してデータ信号点を発生させる。実際にはト
レリス符号化により６＋１ビット／シンボルでデータ信
号点を発生させる。

【０１８４】図６５の送信部３０において、新たに設け
られたものは位相差分回路部３３０及び最大値検出・量
子化回路部３３２であり、更に振幅情報作成部２７８に
おいてチャネルＣＨ１はリアル成分を、チャネルＣＨ２
側はイマジナリ成分を出力する点が異なる。図６７は図
６５の位相差分回路部３３０の詳細を示す。

【０１８５】ここで、人間の視聴特性は低周波に敏感で
あり、高周波に関しては鈍感であることから、ボーレー
ト周波数２８８０Ｈｚでサンプリングした音声信号の位
相変位角については、人間の聴覚特性を最大限に利用し
た位相量子化を実施する。このため、図６７に示す位相
差分回路部に設けた乗算部３３４において、シンボル毎
のアナログベースバンド信号（ディジタル値表記）でキ
ャリア周波数１４４０Ｈｚを乗算して周波数を右にシフ
トし、低周波の移送量を最小化し、高周波の移送量を最
大化する。続いてＡＧＣ部３３６で単位円を作成し、乗
算部３３８を用いてシンボル単位に位相差分値３４５を
作成する。

【０１８６】図６８は図６５の位相差分回路部３３０に
続いて設けられた最大値検出・量子化回路部３３２の最
大値検出側の詳細を示したもので、ベクトルデータであ
る位相差分値３４５をスカラ量である角度に変換する変
換部３４２、１２シンボル分のタップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２の直列回路部、タップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２で得られた１２シンボル分の位相差分角
θ１〜θ１２を入力して、その中の最大値θｍａｘを検
出する最大値検出部３４６を備える。

【０１８７】最大値検出部費３４６は１２シンボル分の
位相差分角θ１〜θ１２の中から検出した最大値θｍａ
ｘを４ビットで表現している。図６９は図６８の最大値
検出部に続いて設けられる量子化部側の詳細を示したも
ので、上位ビット抽出部３４８とＲＯＭ３５０を備え
る。上位ビット抽出部３４８は４ビットで表現された位
相角最大値θｍａｘの上位４ビットを抽出し、ＲＯＭ３
５０に入力する。ＲＯＭ３５０には図７０に示す４ビッ
ト入力をアドレスとした位相正規化情報が格納されてお
り、１フレーム当り１２シンボル分の位相情報を正規化
する。

【０１８８】この位相正規化情報３５２は更に図７１に
示す最大値検出・量子化回路部３３２の量子化回路部側
の最終段の回路部に与えられる。図７１の位相量子化回
路部の最終段は乗算器３５４と３ビット情報抽出部３５
６で構成される。３ビット情報抽出部３５６には入力位
相情報に対応した３ビットデータが格納されている。乗
算部３５４は位相正規化情報３５２を乗算部３５４で位
相最大値θｍａｘに掛け合わせてスカラ量としての位相
情報を求め、これをアドレスとして図７２に示す変換内
容をもつ３ビット情報抽出部３５６で対応する３ビット
情報に変換し、、３ビット分での高速量子化を行う。

【０１８９】３ビット情報抽出部３５６からの３ビット
データは、上位２ビットについてはディジタル信号とし
てデータ信号点の時分割で送り、最下位ビットＬＳＢに
ついてはアナログ信号として非線形量子化残アナログ信
号の極性を制御して送る。このため、１シンボル当り２
ビットの位相情報が得られることから、１フレームで送
る１２シンボル分の位相情報は音声１チャネルにつき２
４ビットとなり、これに位相最大値θｍａｘを示す４ビ
ットが加わることで、位相情報は合計２８ビットとな
る。更に、非線形量子化により得られた振幅最大値８ビ
ットが加わることで音声１チャネルは１フレーム当り合
計３６ビットとなり、従って音声２チャネルでは１フレ
ーム当り合計７２ビットとなる。

【０１９０】図７３は図６５の振幅情報作成部２７８の
詳細を示している。図７３において、振幅情報作成部２
７８は乗算器３５８，３６２，３６６、ＡＧＣ部３６０
及び割算器３６４で構成される。乗算部３５８はシンボ
ル毎に得られたアナログベースバンド信号（ディジタル
値表記）にＡＧＣ部３６０で半径１．０を与えるレベル
を掛け合わせて正規化した後、ここではチャネルＣＨ１
側を例にとっていることからリアル成分を乗算器３６２
に入力する。

【０１９１】一方、非線形量子化部２７６で求められた
８ビットの非線形量子化後の振幅最大値Ｘは割算器３６
４で逆数（１／Ｘ）が求められ、乗算器３６２で乗算器
３５８からのリアル成分に掛け合わせてデータ符号点に
重畳する非線形量子化残アナログ信号を得る。更に乗算
器３６６において、図６９に示した３ビット情報抽出部
３５６から出力されたＬＳＢビットに基づき、ＬＳＢ＝
１のとき＋１．０を掛け合わせ、ＬＳＢ＝０のとき−
１．０を掛け合わせて極性を反転し、リアル成分の非線
形量子化残アナログ信号の極性で位相情報の１ビットを
表現し、データ信号点に重畳して伝送させる。

【０１９２】即ち、図７３の振幅情報作成回路部２７８
にあっては、乗算器３６６で位相情報から振幅成分のベ
クトル情報を複素共役で正規化し、位相情報１ビットを
含む振幅情報を得る。尚、図６５のチャネルＣＨ２側の
ディジタル信号作成回路部３２８に設けた振幅情報作成
回路部２７８にあっては、図７３において乗算器３８５
からのイマジナリー成分Ｉについて同様な処理を行うこ
とになる。

【０１９３】図７４は図６５のデータ信号点発生部３４
に設けた変換部２６４の詳細を示したもので、パラレル
／シリアル変換器３６６，スクランブラー３６８，シリ
アル／パラレル変換器３７０及び１２シンボル分のグレ
イコード／ナチュラルコード変換器３７２−１〜３７２
−１２で構成される。パラレル／シリアル変換器３６６
には音声チャネルＣＨ１，ＣＨ２の各々につき最大振幅
情報８ビット、最大位相情報４ビット、及び１２シンボ
ル分の位相情報２４ビットがパラレル入力し、２４０Ｈ
ｚのフレーム同期クロック２６６と１７．２８ｋＨｚの
読込クロック２６４を用いて１フレーム周期でパラレル
データに変換し、スクランブラー３６８でスクランブル
を行った後、同時にシリアル／パラレル変換器３７０で
元の７２ビットパラレルデータに戻す。

【０１９４】グレイコード／ナチュラルコード変換器３
７２−１〜３７２−１２はシリアル／パラレル変換器３
７０からの７２ビットパラレル出力を６ビット単位に入
力し、ナチュラルコードに変換して出力する。 １４．第３発明送信部の動作 図６５における音声２チャネルの伝送動作を説明する。
まず０．３ＫＨｚ〜３．４ｋＨｚの帯域をもつ音声信号
はチャネルＣＨ１及びチャネルＣＨ２のアナログパスバ
ンド信号４８−１，４８−２としてアナログ・ディジタ
ル信号作成回路部３２６，３２８のそれぞれに入力され
る。チャネルＣＨ１側に示すようにアナログパスバンド
信号４８−１は、アナログＬＳＩ部５５のローパスフィ
ルタ９０で不要成分を除去した後、Ａ／Ｄコンバータで
ボーレート周波数２８８０Ｈｚのサンプリング周波数で
サンプリングされて、ディジタル値表記に変換される。

【０１９５】続いてベースバンド変換回路部５０でアナ
ログベースバンド信号に変換され、データ格納ＲＡＭ２
７２に格納される。データ格納ＲＡＭ２７２に１フレー
ムを構成する１２シンボル分のアナログベースバンド信
号が格納されると、パワー計算部２７４，最大値検出部
２７６及び非線形量子化部による１２シンボルの中の最
大パワー検出値の非線形量子化データが作成され、８ビ
ットのディジタル信号として送出される。

【０１９６】同時に位相差分回路部３３０及び最大値検
出・量子化回路部３３２において１２シンボル分のアナ
ログベースバンド信号の位相量の最大値の検出に基づ
く、線形量子化された３ビットの位相情報と４ビットの
位相最大値が求められ、位相最大値４ビットと位相情報
２ビットを合わせた６ビットを各シンボル毎にデータ信
号点発生部３８に出力する。

【０１９７】位相情報の１ビットＬＳＢは非線形量子化
部２７６からの最大振幅値の８ビットデータと共に振幅
情報作成部２７８に与えられる。振幅情報作成部２７８
にあっては、データ格納ＲＡＭ２７２に記憶している１
２シンボル分のパワー値を読み出して非線形量子化によ
り求めた最大値の逆数を掛け合わせることで非線形量子
化残アナログ信号を求め、更に位相情報の１ビットＬＳ
Ｂの「１」でプラス、「０」でマイナスを掛け合わせて
極性を制御し、リアル成分について合成部３１６に供給
する。

【０１９８】同時にチャネルＣＨ２のアナログ・ディジ
タル信号作成回路部３２８側においてもイマジナリ成分
として位相情報１ビットの極性反転を受けた非線形量子
化残アナログ信号が出力されることとなり、両者を合わ
せて位相ランダム回路部５２に供給し、８値の位相角の
回転を与えてランダム化し、データ信号点発生部３８に
送る。

【０１９９】データ信号点発生部３８におけるトレリス
符号化、データ信号点の発生、発生したデータ信号点に
重畳するアナログ信号の象限判定に応じたベクトル回
転、更にフレーム同期信号の乗算、変調部４２における
変調、アナログＬＳＩ部４５におけるアナログ信号への
変換については、図４６の第２発明の実施例と同じであ
る。 １５．第３発明受信部の詳細 図７５は図６４に示した第３発明の受信部３２の詳細を
示した実施例構成図である。

【０２００】図７５において、復調等化部６０，軟判定
部６２，符号変換部６４，変換部２９４，非線形量子化
残アナログ信号を復調する遅延部７２と加算部７２，復
調したアナログ信号のベクトル回転を元の象限に戻す乗
算部２９８、更にランダム逆変換部７４については、受
信したデータ信号点が６ビット／シンボルであり、１フ
レームで７２ビットのデータを再生する点以外は、図６
１の第２発明の受信部３２と同じになる。

【０２０１】また、音声２チャネルに対応してアナログ
ベースバンド信号復元回路部３７４，３７６、パスバン
ド変換部７６−１，７６−２及びアナログＬＳＩ部８５
−１，８５−２が設けられる。アナログベースバンド信
号復元回路部３７４，３７６には、チャネルＣＨ１側に
示すように、８ビットの振幅最大値データを非線形逆量
子化し、同時に復調された非線形量子化残アナログ信号
に掛け合わせて各シンボル毎の振幅情報としてパワー値
を再生する振幅逆変換回路部３７８が設けられる。

【０２０２】更に第３発明にあっては、送信側から位相
情報をディジタル信号として２４ビット（２ビット／シ
ンボル）送信しており、またアナログ信号の極性として
位相情報１ビットを送っており、更に位相最大値として
４ビットを送っていることから、これらの位相情報に対
し選択・位相和分回路部３８０及び乗算器３８６が設け
られる。

【０２０３】図７４は選択・位相和分回路部３８０の詳
細を示す。選択回路３８８は各シンボルの受信毎に得ら
れた２ビットの位相情報をシンボル受信に同期して順次
セレクトしてＲＯＭ３２に入力する。同時に、復調され
たアナログ情報３８５の極性を符号判定部３９０で判定
し、位相情報の１ビットＬＳＢをＲＯＭ３９２に入力す
る。この符号判定部３９０によるＬＳＢは符号が＋でＬ
ＳＢ＝１、符号が−でＬＳＢ＝０となる。

【０２０４】ＲＯＭ３９２は図７８に示すように、３ビ
ット情報を入力して対応する位相情報を出力する。一
方、ＲＯＭ３９６には線形量子化された最大位相情報の
４ビットが入力され、図７７に示すように、元の最大位
相情報に戻す。乗算器３９４はシンボル毎にＲＯＭ３９
２から出力される位相情報に最大位相情報を掛け合わせ
て逆量子化する。

【０２０５】更に、逆量子化された位相情報は変換器３
９８でスカラ量である位相角からベクトル情報に変換さ
れ、次の乗算器４００，振幅正規化部４０２及びタップ
遅延線４０４を用いて位相和分を求め、更に乗算器４０
６で−１４４０Ｈｚのキャリア周波数で位相和分情報を
ベースバンド情報にシフトして戻し、位相和分出力４０
８を生ずる。

【０２０６】図７９は図７５の振幅逆変換回路部３７８
の詳細を示したもので、絶対値回路４１０、８ビットの
振幅最大値データ４１４を非線形逆量子化するＲＯＭ４
１２、および乗算器４１６が設けられる。即ち、復元さ
れたアナログ情報３８５としてのアナログベースバンド
信号がもつ位相情報１ビットを表わす極性を絶対値回路
４１０で除去し、同時にＲＯＭ４１２で量子化されてい
る８ビットの振幅最大値データから振幅最大値情報を復
調し、両者を乗算器４１６で掛け合わせて振幅情報とし
てのパワー値を復元する。そして振幅逆変換回路部３７
８で求めたパワー値に、選択・位相和分回路部３８０で
求めた位相和分出力４０８を乗算器３８６で掛け合わせ
て元のアナログベースバンド信号を復元する。

【０２０７】次に図７５の受信部３２の動作を説明する
と、受信したデータ信号点からの１フレームにつき７２
ビットのディジタル信号の再生と、リアル成分とイマジ
ナリ成分で作られた非線形量子化残アナログ信号の復調
は、図６１の第２発明の場合と同じである。その後の位
相情報と振幅情報に基づく元のアナログベースバンド信
号の復元は送信側と逆の操作を行えばよい。

【０２０８】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、次の効果が得られる。まずアナログパスバンド信号
をベースバンド信号に変換した後に送信データのデータ
信号点にノイズと見做せるレベルで重畳して送ること
で、メインの送信データと音声またはファクシミリ信号
との同時伝送が単一のアナログ回線を使用してでき、回
線使用量を半分にでき、また通信機器が１回線分で済む
ことから装置コストを節減できる。

【０２０９】また、音声またはファクシミリ等のアナロ
グパスバンド信号をアナログ成分とディジタル成分に分
離し、ディジタル成分についてはメインの送信データと
共に時分割でデータ信号点に変換して送り、アナログ成
分についてはデータ信号点に重畳して送ることで、より
高品質のアナログパスバンド信号の伝送を可能とし、音
声やファクシミリ伝送における信号品質を大幅に向上で
きる。

【０２１０】更に、音声２チャネルをディジタル信号と
アナログ信号に分けて同時に重畳伝送することで、単一
のアナログ回線を使用して音声２回線あるいはファクシ
ミリ２回線による回線利用ができ、アナログ回線の利用
効率を２倍に引き上げることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願第１発明の原理説明図

【図２】本願第２発明と第３発明の原理説明図

【図３】第１発明の基本構成となる第１実施例をモデム
として示した実施例構成図

【図４】アナログ回線のエラーレートを示した特性図

【図５】図３の送信部詳細を示した実施例構成図

【図６】９６００ｂｐｓモードで使用する図５のデータ
信号発生部の詳細説明図

【図７】９６００ｂｐｓモードの信号点の説明図

【図８】１４４００ｂｐｓモードで使用する図５のデー
タ信号発生部の詳細説明図

【図９】図５の復調部に設けた復調器の詳細説明図

【図１０】図５の復調部の他の実施例構成図

【図１１】図５のベースバンド変換部の詳細説明図

【図１２】ベースバンド変換前のパスバンド信号の帯域
説明図

【図１３】ベースバンド変換後のベースバンド信号の帯
域説明図

【図１４】図５のベースバンド変換部の他の実施例構成
図

【図１５】９６００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図

【図１６】図１５のパラレル変換部の変換特性図

【図１７】図１５の位相変換部による位相変換角の変換
特性図

【図１８】４８００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図

【図１９】図１８のパラレル変換部の変換特性図

【図２０】図５の最適振幅制限値判断部の詳細説明図

【図２１】図５の振幅制限部の詳細説明図

【図２２】図５の送信部におけるベースバンド信号、ラ
ンダム変換に用いる位相変化角、ランダム化されたベー
スバンド信号、データ信号点及び重畳信号を位相平面で
示した説明図

【図２３】図３の受信部の詳細を示した実施例構成図

【図２４】図２３の復調等化部の他の実施例を示した実
施例構成図

【図２５】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟判
定部の詳細説明図

【図２６】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟
判定部の詳細説明図

【図２７】図２３の遅延部の詳細説明図

【図２８】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３のラン
ダム逆変換部の詳細説明図

【図２９】図２８のパラレル変換部の変換特性図

【図３０】図２８の位相逆変換部の変換特性図

【図３１】４８００ｂｐｓモードで用いる図２３のラン
ダム逆変換部の詳細説明図

【図３２】図３１のパラレル変換部の変換特性図

【図３３】図２３のパスバンド変換部に設けた変調部の
詳細説明図

【図３４】パスバンド変換前のベースバンド信号の帯域
特性図

【図３５】パスバンド変換後のパスバンド信号の帯域説
明図

【図３６】図２３の受信部における判定前データ信号
点、判定後データ信号点、データ信号点から抽出された
ベースバンド信号、ランダム逆変換に用いる位相逆変化
角、および逆変換したベースバンド信号を位相平面につ
いて示した説明図

【図３７】第１発明の第２実施例を示した実施例構成図

【図３８】図３７のデータ信号点、音声ベースバンド信
号、重畳信号を位相平面で示した説明図

【図３９】第１発明の第３実施例を示した実施例構成図

【図４０】第１発明の第４実施例を示した実施例構成図

【図４１】第１発明の第５実施例を示した実施例構成図

【図４２】第１発明の第６実施例を示した実施例構成図

【図４３】第２発明の基本的な実施例を示した実施例構
成図

【図４４】図４３におけるフレーム構成の説明図

【図４５】図４３の実施例で使用する３２値のデータ信
号点の説明図

【図４６】図４３の受信部の詳細を示した実施例構成図

【図４７】図４６のパワー計算部の詳細説明図

【図４８】図４６の最大値検出回路部の詳細説明図

【図４９】図４６の非線形量子化部の詳細説明図

【図５０】図４６の振幅制御回路部の詳細説明図

【図５１】図４６のシリアル／パラレル変換部の詳細説
明図

【図５２】図４６のデータ信号点発生回路部に設けた時
分割変換回路部の詳細説明図

【図５３】図４６のデータ信号点発生部の詳細説明図

【図５４】図４６のフレーム同期回路部の詳細説明図

【図５５】図４６のフレーム同期回路部の信号波形図

【図５６】図５５に設けたＲＯＭの格納内容の説明図

【図５７】図４６のビット抽出回路部の詳細説明図

【図５８】図４６の位相変換回路部の変換特性を示した
説明図

【図５９】図４６のデータ信号点発生回路の出力段の詳
細説明図

【図６０】図５９の象限判定部の判定出力の説明図

【図６１】図４３の受信部の詳細を示した実施例構成図

【図６２】図６１の軟判定部の詳細説明図

【図６３】図６２の象限判定部の判定出力の説明図

【図６４】第３発明の基本的な実施例を示した実施例構
成図

【図６５】図６４の送信部の詳細を示した実施例構成図

【図６６】図６４の第３発明におけるフレーム構成の説
明図

【図６７】図６５の位相差分回路部の詳細説明図

【図６８】図６５の最大値検出・量子化回路部の最大値
検出側の詳細説明図

【図６９】図６５の最大値検出・量子化回路部の量子化
側の詳細説明図

【図７０】図６９のＲＯＭの変換機能の説明図

【図７１】図６９に続く最大値検出・量子化回路部の量
子化側の詳細説明図

【図７２】図７１のビット情報抽出部の変換機能の説明
図

【図７３】図６５の振幅情報作成部の詳細説明図

【図７４】図６５のデータ信号点発生部に設けた時分割
変換回路部の詳細説明図

【図７５】図６４の受信部の詳細を示した実施例構成図

【図７６】図７５の選択・位相和分回路部の詳細説明図

【図７７】図７６の４ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図

【図７８】図７６の３ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図

【図７９】図７５の振幅逆変換回路部の詳細を示した説
明図

【図８０】従来のディジタル基幹回線による伝送形態の
説明図

【図８１】従来のアナログ回線による伝送形態の説明図

【符号の説明】

３０：送信部 ３２：受信部 ３４：送信データ ３６：スクランブラー部（ＳＣＲ） ３８：データ信号点発生部 ４０：加算部 ４２：データ変調部 ４４：ハイブリッド回路 ４５，５５，８５：アナログＬＳＩ部 ４６：アナログ回線（２線式又は４線式） ４８：アナログパスバンド信号 ５０：ベースバンド変換部 ５２：ランダム変換部 ５４：振幅制限部 ５６：エコー推定部 ５８：エコー除去部（加算部） ６０：復調等化部 ６２：軟判定部 ６２−１：判定部（硬判定） ６４：符号変換部 ６６：デスクランブラー部（ＤＳＣＲ） ６８：受信データ ７０：遅延部 ７２：加算部（ベースバンド信号復調用） ７４：ランダム逆変換部 ７５，２００：プロセッサユニット ７６：パスバンド変換部 ７８：アナログパスバンド信号 ８０，２０６：ロールオフフィルタ部（ＲＯＦ） ８２，２２０：復調部 ８４，９６，１３４，２０４，２２２，２３４：キャリ
ア発生部 ８６，２２４：Ｄ／Ａコンバータ ８８，９０，９８，２２６：ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ） ９２：Ａ／Ｄコンバータ ９４，２０２：復調部（ＤＥＭ） １００：ビット抽出部 １００−１，１００−２：パラレル変換部 １０２：位相変換部 １０４，１２４，１３２，１３６，１３８，１７２，２
３６：乗算部 １０６：信号品質信号（ＳＱＤ） １０８：最適振幅制限値判断部 １１０−１，１１０−２：変換部 １１２−１，１１２−２：信号点発生用ＲＯＭ １１４：変換テーブル １１６，１１８：タップ １２８，２３８：リアルパート抽出部 １３０：ヒルベルトフィルタ １４８：ＲＯＭ １５４：自動利得制御部（ＡＧＣ） １５６，１６４，１６０，１６８：加算器 １５８，１６２，１６６，１７０：リミッタ ２０２：復調部 ２０８：ベースバンド型自動等化器（ＥＱＬ） ２１０：自動キャリア位相制御部（ＣＡＰＣ） ２１２：ビット抽出部 ２１２−１，２１２−２：パラレル変換部 ２１４：位相逆変換部 ２２８：ヒルベルト変換部 ２３０：パスバンド自動等化器 ２３２：復調自動キャリア周波数制御部 ２４４−１，２４４−２：符号変換器 ２４６−１，２４６−２：パラレル／シリアル変換部 ２５０，２５０−１，２５０−２：残アナログ信号作成
部 ２５２，２５２−１，２５２−２：振幅非線形量子化部 ２５４：時分割多重回路部 ２５８：時分割分配回路部 256,256-1,256-2 ：ディジタル／アナログ信号合成回路
（振幅逆変換回路部） ２６０，２６２−１，２６２−２：振幅非線形逆量子化
部 ２６２：シリアル／パラレル変換部 ２６４：時分割多重変換部 ２６６：データ信号点発生回路部 ２６８：フレーム同期回路部 ２７２：データ格納ＲＡＭ ２７４：パワー計算部 ２７５：最大値検出回路部 ２７６：非線形量子化部 ２７８：振幅制御回路部 ３１０，３１２：アナログ・ディジタル信号作成回路部 ３１４，３１４−１，３１４−２：位相線形量子化部 ３２０，３２２：ディジタル／アナログ信号再生回路部 ３３０：位相差分回路部 ３３２：最大値検出・量子化回路部 ３７４，３７６：アナログベースバンド信号復元回路部 ３７８：振幅逆変換回路部 ３８０：選択・位相和分回路部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 1/00 １０２ Ａ 7046−5Ｃ 7/08 Ｚ 9187−5Ｃ 7/13 Ｚ

Claims (62)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】アナログ回線（４６）を介して送信部（３
   ０）と受信部（３２）を接続し、 前記送信部（３０）に、 送信データを２次元座標空間のデータ信号点に変換し、
   該データ信号点を変調した変調信号を送信するデータ送
   信手段と、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
   変換し該アナログベースバンド信号を前記データ信号点
   に重畳して伝送させるアナログ多重化手段と、を設け、 前記受信部（３２）に、 前記送信部（３０）からの送信信号を前記アナログ回線
   （４６）から受信して元の送信データを再生するデータ
   再生手段と、 前記受信信号からアナログベースバンド信号を分離した
   後に元のアナログパスバンド信号に逆変換するアナログ
   再生手段と、を設けたことを特徴とするマルチメディア
   多重伝送方式。
2. 【請求項２】請求項１記載のマルチメディア多重伝送方
   式に於いて、 前記送信部（３０）のデータ送信手段は、 所定長単位に送信データを入力して対応するデータ信号
   点を発生するデータ信号点発生手段（３８）と、 該データ信号点発生手段（３８）で発生したデータ信号
   点を変調した変調信号を送信する変調手段（４２）とを
   備え、 前記送信部（３０）の多重化手段は、 パスバンド帯域のアナログパスバンド信号をベースバン
   ド帯域のアナロクベースバンド信号に変換するベースバ
   ンド変換手段（５０）と、 該ベースバンド変換手段（５０）からのアナログベース
   バンド信号を前記データ信号点に加算する加算手段（４
   ０）とを備え、 前記受信部（３２）のデータ再生手段は、 受信信号から変調信号を復調等化する復調等化手段（６
   ０）と、 該復調等化手段（６０）で得られた復調信号からデータ
   信号点を判定する判定手段（６２）と、 該判定手段（６２）で判定したデータ信号点から元の送
   信データを復元する符号変換手段（６４）とを備え、 前記受信部（３２）のアナログ再生手段は、 前記判定手段（６２）の判定前の信号と判定後の信号と
   の差を取ってベースバンド信号を復調するアナログ復調
   手段（７２）と、 該アナログ復調手段（７２）からのベースバンド信号を
   パスバンド帯域に変換して元のアナログパスバンド信号
   を再生するパスパンド変換手段（７６）とを備えたこと
   を特徴とするマルチメディア多重伝送方式。
3. 【請求項３】請求項２記載のマルチメディア多重伝送方
   式に於いて、 前記送信部（３２）のデータ送信手段にデータ点発生手
   段３８に入力する送信データをスクランブルするスクラ
   ンブル手段（３６）を設け、前記多重化手段に前記ベー
   スバンド変換手段（５０）からのアナログベースバンド
   信号をランダム変換して前記加算手段（４０）によりデ
   ータ信号点に重畳させるランダム変換手段（５２）とを
   設け、 一方、前記受信部（３２）データ再生手段に前記符号変
   換手段（６４）からの変換信号をデスクランブルして元
   の送信データを再生するデスクランブル手段（６６）を
   設け、前記アナログ再生手段には前記ベースバンド復調
   手段（７２）からのベースバンド信号をランダム逆変換
   して元のアナログパスバンド信号に変換するランダム逆
   変換手段（７６）を設けたこと特徴とするマルチメディ
   ア多重伝送方式。
4. 【請求項４】請求項３項記載のマルチメディア多重伝送
   方式に於いて、 前記送信部（３０）のランダム変換手段（５２）は、前
   記スクランブル手段（２６）でスクランブルしたデータ
   に対応して前記アナログベースバンド信号をランダム変
   換し、 前記受信部（３２）の逆ランダム変換手段（７４）は、
   前記符号変換手段（６４）の変換データに対応して、前
   記ベースバンド復調手段（７２）からの信号をランダム
   に逆変換することを特徴とするマルチメディア多重伝送
   方式。
5. 【請求項５】請求項１乃至４項記載のマルチメディア多
   重伝送方式に於いて、 前記送信部（３０）のデータ信号点発生手段（３８）
   は、発生した送信データの信号点をトレリス符号化の手
   順に従ってデータ信号点に変換するトレリス符号化手段
   を備え、 前記受信部の判定手段（６４）は、ビタビ復号手順に従
   って尤もらしいデータ信号点を判定する軟判定手段を備
   えたことを特徴とするマルチメディア多重伝送方式。
6. 【請求項６】請求項１乃至５記載のマルチメディア多重
   伝送方式に於いて、前記送信部（３０）のアナログ多重
   化手段は、前記加算点（４０）に供給するアナログベー
   スバンド信号を振幅制限して前記データ信号点に重畳さ
   せる振幅制限手段（５４）を備えたことを特徴とするマ
   ルチメディア多重伝送方式。
7. 【請求項７】請求項６記載のマルチメディア多重伝送方
   式に於いて、前記振幅制限手段（５４）は、相手局の受
   信部（３２）の信号品質状況を自局にフィードバックし
   てアナログベースバンド信号の振幅制限値を制御するこ
   とを特徴とするマルチメディア多重伝送方式。
8. 【請求項８】請求項１乃至７記載のマルチメディア多重
   伝送方式に於いて、更に、 前記送信部（３２）からの送信信号を２線式アナログ回
   線に送出すると共に、該２線式アナログ回線からの前記
   受信信号を前記受信部（３０）に分離するハイブリッド
   回路（４４）と、 前記送信部（３０）の送信信号からエコー成分を推定す
   るエコー推定手段（５６）と、 該エコー推定手段（５６）で推定したエコー成分を前記
   ハイブリッド回路（４４）の受信信号から差し引いて前
   記受信部（３２）に供給するエコー除去手段（５８）
   と、を設けたことを特徴とするマルチメディア多重伝送
   方式。
9. 【請求項９】アナログ回線（４６）を介して他局の送信
   部（３０）に接続されマルチメディア多重伝送用送信装
   置に於いて、 送信データを２次元座標空間のデータ信号点に変換し、
   該データ信号点を変調した変調信号を送信するデータ送
   信手段と、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
   変換し該アナログベースバンド信号を前記データ信号点
   に重畳して伝送させるアナログ多重化手段と、を設けた
   ことを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
10. 【請求項１０】請求項９記載のマルチメディア多重伝送
    用送信装置に於いて、 前記データ送信手段は、 所定長単位に送信データを入力して対応するデータ信号
    点を発生するデータ信号点発生手段（３８）と、該デー
    タ信号点発生手段（３８）で発生したデータ信号点を振
    幅と位相の２成分で変調した変調信号を送信する変調手
    段（４２）とを備え、 前記アナログ多重化手段は、パスバンド帯域のアナログ
    パスバンド信号をアナログベースバンド信号に変換する
    ベースバンド変換手段（５０）と、該ベースバンド変換
    手段（５０）からのアナログベースバンド信号を前記デ
    ータ信号点に加算する加算手段（４０）とを備えたこと
    を特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
11. 【請求項１１】請求項１０記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、 前記データ送信手段に、データ点発生手段３８に入力す
    る送信データをスクランブルするスクランブル手段（３
    ６）を設け、前記多重化手段に、前記ベースバンド変換
    手段（５０）からのアナログベースバンド信号をランダ
    ム変換して前記加算手段（４０）によりデータ信号点に
    重畳させるランダム変換手段（５２）とを設けたこと特
    徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
12. 【請求項１２】請求項１１項記載のマルチメディア多重
    伝送用送信装置に於いて、 前記ランダム変換手段（５２）は、前記スクランブル手
    段（２６）でスクランブルしたデータに対応して前記ア
    ナログベースバンド信号をランダム変換することを特徴
    とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
13. 【請求項１３】請求項１０乃至１２項記載のマルチメデ
    ィア多重伝送用送信装置に於いて、 前記データ信号点発生手段（３８）は、発生した送信デ
    ータの信号点をトレリス符号化の手順に従ってデータ信
    号点に変換するトレリス符号化手段を備えたことを特徴
    とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
14. 【請求項１４】請求項１０乃至１３記載のマルチメディ
    ア多重伝送用送信装置に於いて、前記アナログ多重化手
    段は、前記加算点（４０）に供給するアナログベースバ
    ンド信号を振幅制限して前記データ信号点に重畳させる
    振幅制限手段（５４）を備えたことを特徴とするマルチ
    メディア多重伝送用送信装置。
15. 【請求項１５】請求項１４記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記振幅制限手段（５４）は、
    相手局の受信部（３２）の信号品質状況を自局にフィー
    ドバックしてアナログベースバンド信号の振幅制限値を
    制御することを特徴とするマルチメディア多重伝送用送
    信装置。
16. 【請求項１６】請求項１０乃至１５記載のマルチメディ
    ア多重伝送用送信装置に於いて、更に、 前記２線式ア
    ナログ回線に変調信号を送出すると共に、該２線式アナ
    ログ回線からの前記受信信号を自局の受信部（３０）に
    分離するハイブリッド回路（４４）と、 自局の送信信号からエコー成分を推定するエコー推定手
    段（５６）と、 該エコー推定手段（５６）で推定したエコー成分を前記
    ハイブリッド回路（４４）の受信信号から差し引いて自
    局の受信部（３２）に供給するエコー除去手段（５８）
    と、を設けたことを特徴とするマルチメディア多重伝送
    用送信装置。
17. 【請求項１７】アナログパスバンド信号から変換したア
    ナログベースバンド信号をデータ信号点に重畳してした
    他局からの変調信号を前記アナログ回線（４６）を介し
    て受信して元の祖送信データとアナログパスパンド信号
    を再生するマルチメディア多重伝送用受信装置に於い
    て、 他局の送信装置から送信された変調信号を前記アナログ
    回線（４６）から受信して元の送信データを再生するデ
    ータ再生手段と、 前記受信信号からアナログベースバンド信号を分離した
    後に元のアナログパスバンド信号に逆変換するアナログ
    再生手段と、を設けたことを特徴とするマルチメディア
    多重伝送用受信装置。
18. 【請求項１８】請求項１７記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、 前記データ再生手段は、受信信号から変調信号を復調等
    化する復調等化手段（６０）と、該復調等化手段（６
    ０）で得られた復調信号からデータ信号点を判定する判
    定手段（６２）と、該判定手段（６２）で判定したデー
    タ信号点から元の送信データを復元する符号変換手段
    （６４）とを備え、 前記アナログ再生手段は、前記判定手段（６２）の判定
    前の信号と判定後の信号との差を取ってベースバンド信
    号を復調するアナログ復調手段（７２）と、 該アナログ復調手段（７２）からのベースバンド信号を
    パスバンド帯域に変換して元のアナログパスバンド信号
    を再生するパスパンド変換手段（７６）とを備えたこと
    を特徴とするマルチメディア多重伝送用受信装置。
19. 【請求項１９】請求項１８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、 他局の送信装置内における送信データのスクランブルと
    アナロクベースバンド信号のランダム化に対応して前記
    データ再生手段に、前記符号変換手段（６４）からの変
    換信号をデスクランブルして元の送信データを再生する
    デスクランブル手段（６６）を設け、前記アナログ再生
    手段には前記ベースバンド復調手段（７２）からのベー
    スバンド信号をランダム逆変換して元のアナログパスバ
    ンド信号に変換するランダム逆変換手段（７６）を設け
    たこと特徴とするマルチメディア多重伝送用受信装置。
20. 【請求項２０】請求項１９項記載のマルチメディア多重
    伝送用受信装置に於いて、 前記逆ランダム変換手段（７４）は、前記符号変換手段
    （６４）の変換データに対応して、前記ベースバンド復
    調手段（７２）からの信号をランダムに逆変換すること
    を特徴とするマルチメディア多重伝送用受信装置。
21. 【請求項２１】請求項１７乃至２０項記載のマルチメデ
    ィア多重伝送用受信装置に於いて、 他局の送信装置で送信データの信号点をトレリス符号化
    の手順に従ってデータ信号点に変換することに伴って、
    前記受信部の判定手段（６４）は、ビタビ復号手順に従
    って尤もらしいデータ信号点を判定する軟判定手段を備
    えたことを特徴とするマルチメディア多重伝送用受信装
    置。
22. 【請求項２２】請求項１７乃至２１記載のマルチメディ
    ア多重伝送用受信装置に於いて、データ信号の信号品質
    を検出して相手極の送信装置にフィードバックしてベー
    スバンド信号の振幅制限値を制御させる信号品質検出手
    段を設けたことを特徴とするマルチメディア多重伝送用
    受信装置。
23. 【請求項２３】アナログ回線（４６）を介して受信部
    （３０）と受信部（３２）を接続し、 前記送信部に、 送信データを位相空間のデータ信号点に変換し、該デー
    タ信号点を変調した変調信号を送信するデータ送信手段
    （３８，４２）と、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
    変換するベースバンド変換手段（５０）と、 該ベースバンド変換手段（５０）からのアナログベース
    バンド信号をアナログ信号成分とディジタル信号成分に
    分離する分離手段（２５５）と、 該分離手段（２５５）で分離した前記ディジタル信号を
    前記送信データと時分割多重化して前記データ送信手段
    により送信させる時分割多重化手段（２５４）と、 前記分離手段（２５５）からのアナログ信号を前記デー
    タ信号点に重畳して伝送させるアナログ多重化手段（４
    ０）と、を設け、 前記受信部（３０）に、 前記送信部（３２）からの送信信号を前記アナログ回線
    （４６）を介して受信してデータ信号点を再生するデー
    タ再生手段（６０，６２）と、 該データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信号
    点に対応するデータから元の送信データとベースバント
    信号のディジタル信号成分を分離する時分割分配手段
    （２５８）と、 前記データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信
    号点に基づいてベースバンド信号のアナログ信号成分を
    復調するアナログ復調手段（７２）と、 前記時分割分配手段（２５８）からのディジタル信号成
    分と前記復調手段（７２）からのアナログ信号成分とに
    基づいて元のベースバンド信号を合成する信号合成手段
    （２５６）と、 信号構成手段（２５６）からのベースバンド信号を元の
    アナログパスバンド信号に変換するパスバンド変換手段
    （７６）とを設けたことを特徴とするマルチメディア多
    重伝送方式。
24. 【請求項２４】請求項２３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、 前記送信部（３０）の信号分離手段（２５５）は、アナ
    ログベースバンド信号の振幅値を量子化してディジタル
    信号成分を生成し、該量子化後の残アナログ信号をアナ
    ログ信号成分として生成し、 前記受信部（３２）の信号合成手段（２５６）は、復調
    したアナログ信号成分としての振幅値を、受信再生した
    ディジタル信号成分により逆量子化して元のアナログベ
    ースバンド信号を再生することを特徴とするマルチメデ
    ィア多重伝送方式。
25. 【請求項２５】請求項２４記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の信号分離手段
    （２５５）は、アナログベースバンド信号の振幅値を非
    線形量子化し、前記受信部（３２）の信号合成手段（２
    ５６）は復調したアナログ振幅値を、受信再生したディ
    ジタル信号成分により非線形逆量子化することを特徴と
    するマルチメディア多重伝送方式。
26. 【請求項２６】請求項２４記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の信号分離手段
    （２５５）は、アナログベースバンド信号の振幅値を線
    形量子化し、前記受信部（３２）の信号合成手段（２５
    ６）は復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジ
    タル信号成分により線形逆量子化することを特徴とする
    マルチメディア多重伝送方式。
27. 【請求項２７】請求項２３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の信号分離手段
    （２５５）は、 送信データのフレーム周期ごとに、１フレーム周期分の
    データ信号点の数だけサンプリングした複数のアナログ
    振幅値の中の最大値を検出して量子化によりディジタル
    信号成分に変換し、 前記最大値により各アナログ値を正規化して量子化残る
    アナログ信号をアナログ信号成分として生成することを
    特徴とするマルチメディア多重伝送方式。
28. 【請求項２８】請求項２３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の時分割多重化手
    段（２５４）は、送信データのビット数と前記ディジタ
    ル信号成分のビット数の合計で１フレーム分のビット数
    を設定し、各フレーム周期ごとにデータ信号点に割当ら
    れたビット数単位に時分割で読出して前記データ送信手
    段（３８，４０）により対応するデータ信号点を順次発
    生させることを特徴とするマルチメディア多重伝送方
    式。
29. 【請求項２９】請求項２３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、 前記送信部（３０）のアナログ多重化手段（４０）は、
    データ信号点の位相区間における象限の判定結果に基づ
    き、前記分離手段（２５５）からのアナログ信号成分を
    象限ごとに異なる所定角度だけの位相回転した後にデー
    タ信号点に重畳させ、 前記受信部のアナログ復調手段（７２）は、再生したデ
    ータ信号点の象限の判定結果に基づき復調したアナログ
    信号成分を前記信部（３０）とは逆に象限ごとに異なる
    所定角度だけの位相回転させて出力することを特徴とす
    るマルチメディア多重伝送方式。
30. 【請求項３０】請求項２９記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）のアナログ多重化
    手段（４０）は、前記分離手段（２５５）からのアナロ
    グ信号成分を全て基準象限としての第１象限に位相回転
    させることを特徴とするマルチメディア多重伝送方式。
31. 【請求項３１】アナログ回線（４６）を介して他局の受
    信部（３２）と接続されるマルチメディア多重伝送用送
    信装置に於いて、 送信データを位相空間のデータ信号点に変換し、該デー
    タ信号点を変調した変調信号を送信するデータ送信手段
    （３８，４２）と、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
    変換するベースバンド変換手段（５０）と、 該ベースバンド変換手段（５０）からのアナログベース
    バンド信号をアナログ信号成分とディジタル信号成分に
    分離する分離手段（２５５）と、 該分離手段（２５５）で分離した前記ディジタル信号を
    前記送信データと時分割多重化して前記データ送信手段
    により送信させる時分割多重化手段（２５４）と、 前記分離手段（２５５）からのアナログ信号を前記デー
    タ信号点に重畳して伝送させるアナログ多重化手段（４
    ０）と、を設けを設けたことを特徴とするマルチメディ
    ア多重伝送用送信装置。
32. 【請求項３２】請求項３１記載のマルチメディア多重化
    用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）は、
    アナログベースバンド信号の振幅値を非線形量子化する
    ことを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
33. 【請求項３３】請求項３１記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）
    は、アナログベースバンド信号の振幅値を線形量子化す
    ることを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装
    置。
34. 【請求項３４】請求項３１記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）
    は、 送信データのフレーム周期ごとに、１フレーム周期分の
    データ信号点の数だけサンプリングした複数のアナログ
    振幅値の中の最大値を検出して量子化によりディジタル
    信号成分に変換し、前記最大値により各アナログ値を正
    規化して量子化残るアナログ信号をアナログ信号成分と
    して生成することを特徴とするマルチメディア多重伝送
    用送信装置。
35. 【請求項３５】請求項３１記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記時分割多重化手段（２５
    ４）は、送信データのビット数と前記ディジタル信号成
    分のビット数の合計で１フレーム分のビット数を設定
    し、各フレーム周期ごとにデータ信号点に割当られたビ
    ット数単位に時分割で読出して前記データ送信手段（３
    ８，４０）により対応するデータ信号点を順次発生させ
    ることを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装
    置。
36. 【請求項３６】請求項３１記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、 前記アナログ多重化手段（４０）は、データ信号点の位
    相空間における象限の判定結果に基づき、前記分離手段
    （２５５）からのアナログ信号成分を象限ごとに異なる
    所定角度だけの位相回転した後にデータ信号点に重畳さ
    せることを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装
    置。
37. 【請求項３７】請求項３６記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記アナログ多重化手段（４
    ０）は、前記分離手段（２５５）からのアナログ信号成
    分を全て基準象限としての第１象限に位相回転させるこ
    とを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
38. 【請求項３８】アナログパスバンド信号から変換したベ
    ースバンド信号をアナログ信号成分とディジタル信号成
    分に分離し、該ディジタル信号成分は送信データと共に
    時分割多重してデータ信号点に変換し、アナログ信号成
    分は該データ信号点に重畳して伝送された他局の送信装
    置からの変調信号をアナログ回線（４６）を介して受信
    して元の送信データとアナログパスバンド信号を再生す
    るマルチメディア多重伝送用受信装置に於いて、 前記アナログ回線（４６）の受信信号からデータ信号点
    を再生するデータ再生手段（６０，６２）と、 該データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信号
    点に対応するデータから元の送信データとベースバント
    信号のディジタル信号成分を分離する時分割分配手段
    （２５８）と、 前記データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信
    号点に基づいてベースバンド信号のアナログ信号成分を
    復調するアナログ復調手段（７２）と、 前記時分割分配手段（２５８）からのディジタル信号成
    分と前記復調手段（７２）からのアナログ信号成分とに
    基づいて元のベースバンド信号を合成する信号構成手段
    （２５６）と、 信号構成手段（２５６）からのベースバンド信号を元の
    アナログパスバンド信号に変換するパスバンド変換手段
    （７６）とを設けたことを特徴とするマルチメディア多
    重伝送用受信装置。
39. 【請求項３９】請求項３８記載のマルチメディア多重伝
    送受信装置に於いて、 前記信号合成手段（２５６）は、復調したアナログ信号
    成分としての振幅値を、受信再生したディジタル信号成
    分により逆量子化して元のアナログベースバンド信号を
    再生することを特徴とするマルチメディア多重伝送用受
    信装置。
40. 【請求項４０】請求項３９記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記信号合成手段（２５６）
    は、復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジタ
    ル信号成分により非線形逆量子化することを特徴とする
    マルチメディア多重伝送方式。
41. 【請求項４１】請求項３９記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記信号合成手段（２５６）
    は、復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジタ
    ル信号成分により線形逆量子化することを特徴とするマ
    ルチメディア多重伝送方式。
42. 【請求項４２】請求項３８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、 前アナログ復調手段（７２）は、再生したデータ信号点
    の象限の判定結果に基づき復調したアナログ信号成分を
    前記信部（３０）とは逆に象限ごとに異なる所定角度だ
    けの位相回転させて出力することを特徴とするマルチメ
    ディア多重伝送用受信装置。
43. 【請求項４３】アナログ回線（４６）を介して受信部
    （３０）と受信部（３２）を接続し、 前記送信部は、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
    変換するベースバンド変換手段（５０）と、 該ベースバンド変換手段（５０）で変換してベースバン
    ド信号の位相情報に関しては量子化位相信号に変換する
    位相量子化手段と、 前記ベースバンド変換手段（５０）で変換してベースバ
    ンド信号の振幅に関しては量子化振幅信号と量子化残ア
    ナログ信号とに分離する分離手段と、を２つのアナログ
    パスバンド信号のチャネルごとに設け、 更に前記２チャネル分の量子化位相信号と量子化振幅信
    号とを送信データとみなして時分割多重化する時分割多
    重化手段（２５４）と、 前記時分割多重化手段（２５４）からの送信データを位
    相空間のデータ信号点に変換し、該データ信号点を変調
    した変調信号を送信するデータ送信手段と、 前記チャネルごとの分離手段（２５５）で生成した量子
    化残アナログ信号の一方をリアル成分、他方をイマジナ
    リ成分として合成した後に前記データ信号点に重畳して
    伝送させるアナログ多重化手段（４０）と、を設け、 前記受信部に、 前記送信部からの送信信号を前記アナログ回線（４６）
    を介して受信してデータ信号点を再生するデータ再生手
    段と、 該データ再生手段で再生したデータ信号点に対応するデ
    ータから２チャネル分の量子化位相信号と量子化振幅信
    号を再生してチャネルごとに分離する時分割分配手段
    （２５８）と、 前記データ再生手段で再生したデータ信号点に基づいて
    量子化残アナログ信号を抽出してリアル成分とイマジナ
    リ成分に分離するアナログ復調手段（７２）とを設け、
    更に各チャネルごとに、 前記時分割分配手段（２５８）からの量子化位相信号を
    逆量子化して位相信号を復調する位相逆量子化手段と、 前記時分割分配手段（２５８）からの量子化振幅信号を
    逆量子化して振幅値を復調する振幅逆量子化手段（３２
    ４）と、 逆量子化で得られた位相信号、振幅値および前記アナロ
    グ復調手段からのアナログ復調信号から元のベースバン
    ド信号を合成する信号構成手段（２５６）と、 信号構成手段（２５６）からのベースバンド信号を元の
    アナログパスバンド信号に変換するパスバンド変換手段
    （７６）とを設けたことを特徴とするマルチメディア多
    重伝送方式。
44. 【請求項４４】請求項４３記載のマルチメディア多重伝
    送方式において、前記送信ぷ（３０）の位相量子化手段
    （２５２）は、フレーム周期ごとに、サンプリングした
    １フレーム周期分のデータ信号点の数分のベースバンド
    信号に関する位相情報を対象に、各位相情報を中心キャ
    リア分だけプラスの方向へ周波数移動し、周波数移動し
    た位相情報の位相差分を求めると共にその中の最大位相
    量を検出し、検出した最大位相量を低速の少数ビットで
    量子化すると共に、更に高速の少数ビットで量子化して
    トータルの伝送ビット数を最小化し、低周波領域の精度
    を高めに、高周波の精度を粗くして人間の持つ聴覚特性
    に合致した位相量子化を行うことを特徴とするマルチメ
    ディア多重伝送方式。
45. 【請求項４５】請求項４３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の信号分離手段
    （２５５）は、アナログベースバンド信号の振幅値を非
    線形量子化し、前記受信部（３２）の信号合成手段（２
    ５６）は復調したアナログ振幅値を、受信再生したディ
    ジタル信号成分により非線形逆量子化することを特徴と
    するマルチメディア多重伝送方式。
46. 【請求項４６】請求項４３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の信号分離手段
    （２５５）は、アナログベースバンド信号の振幅値を線
    形量子化し、前記受信部（３２）の信号合成手段（２５
    ６）は復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジ
    タル信号成分により線形逆量子化することを特徴とする
    マルチメディア多重伝送方式。
47. 【請求項４７】請求項４３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記アナログ多重化手段（４０）は、
    前記分離手段（２５５）からのアナログ信号成分を全て
    基準象限としての第１象限に位相回転させることを特徴
    とするマルチメディア多重伝送方式。
48. 【請求項４８】請求項４３記載のマルチメディア多重伝
    送方式に於いて、前記送信部（３０）の分離手段は、前
    記位相量子化手段で生成された位相量子化信号の１ビッ
    トを抽出し、該抽出ビットをビット値に応じた量子化残
    アナログ信号の極性反転の有無で表現してアナログ信号
    成分に重畳させて伝送し、 前記受信部（３２）の信号合成手段にあっては、復調さ
    れた量子化残りアナログ信号の極性に応じて量子化位相
    信号の１ビットを復元することを特徴とするマルチメデ
    ィア多重伝送方式。
49. 【請求項４９】アナログ回線（４６）を介して他局の受
    信部（３２）と接続されるマルチメディア多重伝送用送
    信装置に於いて、 アナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に
    変換するベースバンド変換手段（５０）と、 該ベースバンド変換手段（５０）で変換してベースバン
    ド信号の位相情報に関しては量子化位相信号に変換する
    位相量子化手段と、 前記ベースバンド変換手段（５０）で変換してベースバ
    ンド信号の振幅に関しては量子化振幅信号と量子化残ア
    ナログ信号とに分離する分離手段と、を２つのアナログ
    パスバンド信号のチャネルごとに設け、 更に前記２チャネル分の量子化位相信号と量子化振幅信
    号とを送信データとみなして時分割多重化する時分割多
    重化手段（２５４）と、 前記時分割多重化手段（２５４）からの送信データを位
    相空間のデータ信号点に変換し、該データ信号点を変調
    した変調信号を送信するデータ送信手段と、 前記チャネルごとの分離手段（２５５）で生成した量子
    化残アナログ信号の一方をリアル成分、他方をイマジナ
    リ成分として合成した後に前記データ信号点に重畳して
    伝送させるアナログ多重化手段（４０）と、を設けたこ
    とを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
50. 【請求項５０】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置において、前記位相量子化手段（２５２）
    は、フレーム周期ごとに、サンプリングした１フレーム
    周期分のデータ信号点の数分のベースバンド信号に関す
    る位相情報を対象に、各位相情報を中心キャリア分だけ
    プラスの方向へ周波数移動し、周波数移動した位相情報
    の位相差分を求めると共にその中の最大位相量を検出
    し、検出した最大位相量を低速の少数ビットで量子化す
    ると共に、更に高速の少数ビットで量子化してトータル
    の伝送ビット数を最小化し、低周波領域の精度を高め
    に、高周波の精度を粗くして人間の持つ聴覚特性に合致
    した位相量子化を行うことを特徴とするマルチメディア
    多重伝送用送信装置。
51. 【請求項５１】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）
    は、アナログベースバンド信号の振幅値を非線形量子化
    することを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装
    置。
52. 【請求項５２】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）
    は、アナログベースバンド信号の振幅値を線形量子化し
    ことを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
53. 【請求項５３】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記信号分離手段（２５５）
    は、送信データのフレーム周期ごとに、１フレーム周期
    分のデータ信号点の数だけサンプリングした複数のアナ
    ログ振幅値の中の最大値を検出して量子化によりディジ
    タル信号成分に変換し、該最大値により各アナログ値を
    正規化して量子化残アナログ信号をアナログ信号成分と
    して生成することを特徴とするマルチメディア多重伝送
    用送信装置。
54. 【請求項５４】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記時分割多重化手段（２５
    ４）は、前記量子化位相信号と量子化振幅信号の合計ビ
    ット数の合計で１フレーム分のビット数を設定し、各フ
    レーム周期ごとにデータ信号点に割当られたビット数単
    位に時分割で読出して前記データ送信手段（３８，４
    ０）により対応するデータ信号点を順次発生させること
    を特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
55. 【請求項５５】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、 前記アナログ多重化手段（４０）は、データ信号点の位
    相区間における象限の判定結果に基づき、前記分離手段
    （２５５）からのアナログ信号成分を象限ごとに異なる
    所定角度だけの位相回転した後にデータ信号点に重畳さ
    せることを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装
    置。
56. 【請求項５６】請求項５５記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記アナログ多重化手段（４
    ０）は、前記分離手段（２５５）からのアナログ信号成
    分を全て基準象限としての第１象限に位相回転させるこ
    とを特徴とするマルチメディア多重伝送用送信装置。
57. 【請求項５７】請求項４９記載のマルチメディア多重伝
    送用送信装置に於いて、前記分離手段は、前記位相量子
    化手段で生成された位相量子化信号の１ビットを抽出
    し、該抽出ビットをビット値に応じた量子化残アナログ
    信号の極性反転の有無で表現してアナログ信号成分に重
    畳させて伝送することを特徴とするマルチメディア多重
    転送用送信装置。
58. 【請求項５８】２チャネル分のアナロクパスバンド信号
    の各々につき、アナログパスバンド信号から変換したベ
    ースバンド信号の位相情報に関しては量子化位相信号に
    変換し、振幅情報に関して量子化振幅信号と量子化残ア
    ナログ信号に変換し、該量子化位相信号と量子化振幅信
    号は送信データして時分割多重してデータ信号点に変換
    し、量子化残アナログ信号は該データ信号点に重畳して
    伝送された他局の送信装置からの変調信号をアナログ回
    線（４６）を介して受信して元の送信データとアナログ
    パスバンド信号を再生するマルチメディア多重伝送用受
    信装置に於いて、 前記アナログ回線（４６）の受信信号からデータ信号点
    を再生するデータ再生手段（６０，６２）と、 該データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信号
    点に対応するデータから２チャネル分の量子化位相信号
    と量子化振幅信号を再生してチャネルごとに分離する時
    分割分配手段（２５８）と、 前記データ再生手段（６０，６２）で再生したデータ信
    号点に基づいて量子化残アナログ信号を抽出してリアル
    成分とイマジナリ成分に分離するアナログ復調手段（７
    ２）とを設け、 更に各チャネルごとに、 前記時分割分配手段（２５８）からの量子化位相信号を
    逆量子化して位相信号を復調する位相逆量子化手段と、 前記時分割分配手段（２５８）からの量子化振幅信号を
    逆量子化して振幅値を復調する振幅逆量子化手段（３２
    ４）と、 逆量子化で得られた位相信号、振幅値および前記アナロ
    グ復調手段からのアナログ復調信号から元のベースバン
    ド信号を合成する信号構成手段（２５６）と、 信号構成手段（２５６）からのベースバンド信号を元の
    アナログパスバンド信号に変換するパスバンド変換手段
    （７６）とを設けたことを特徴とするマルチメディア多
    重伝送用受信装置。
59. 【請求項５９】請求項５８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記信号合成手段（２５６）
    は、復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジタ
    ル信号成分により非線形逆量子化することを特徴とする
    マルチメディア多重伝送用受信装置。
60. 【請求項６０】請求項５８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記信号合成手段（２５６）は
    復調したアナログ振幅値を、受信再生したディジタル信
    号成分により線形逆量子化することを特徴とするマルチ
    メディア多重伝送用受信装置。
61. 【請求項６１】請求項５８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記アナログ復調手段（７２）
    は、再生したデータ信号点の象限の判定結果に基づき復
    調したアナログ信号成分を送信側とは逆に象限ごとに異
    なる所定角度だけの位相回転させて出力することを特徴
    とするマルチメディア多重伝送用受信装置。
62. 【請求項６２】請求項５８記載のマルチメディア多重伝
    送用受信装置に於いて、前記信号合成手段（２５６）に
    あっては、復調された量子化残りアナログ信号の極性に
    応じて量子化位相信号の１ビットを復元することを特徴
    とするマルチメディア多重伝送用受信装置。