JPH06148246A - 遅延プロファイル測定装置 - Google Patents
遅延プロファイル測定装置Info
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- JPH06148246A JPH06148246A JP4296042A JP29604292A JPH06148246A JP H06148246 A JPH06148246 A JP H06148246A JP 4296042 A JP4296042 A JP 4296042A JP 29604292 A JP29604292 A JP 29604292A JP H06148246 A JPH06148246 A JP H06148246A
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- correlation
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スライディング係数を任意の値に設定しつ
つ、遅延プロファイルの観測範囲（観測窓）を自由に設
定可能な遅延プロファイル測定装置を得る。 【構成】 本発明の遅延プロファイル測定装置の受信機
が有する相関ＰＮ信号発生器３０は、シフトレジスタ３
１と、カウンタ３３と、それらをリセットするリセット
手段３７とを備えている。比較値設定手段３４が設定す
る第１の比較値と、カウンタ３３の出力とを比較し、リ
セット手段３７にリセットタイミングを指示する第１の
比較器３５を含んでいる。比較値設定手段３４は第２の
比較値を出力し、その第２の比較値とカウンタ３３の出
力とを比較し、前記ラッチ３２にラッチタイミングを指
示する第２の比較器が含まれている。ラッチ３２は、指
示されたラッチタイミングでシフトレジスタ３１の値を
記憶し、シフトレジスタ３１は指示されたリセットタイ
ミングで、ラッチ３２に記憶されている値に初期化され
る。
つ、遅延プロファイルの観測範囲（観測窓）を自由に設
定可能な遅延プロファイル測定装置を得る。 【構成】 本発明の遅延プロファイル測定装置の受信機
が有する相関ＰＮ信号発生器３０は、シフトレジスタ３
１と、カウンタ３３と、それらをリセットするリセット
手段３７とを備えている。比較値設定手段３４が設定す
る第１の比較値と、カウンタ３３の出力とを比較し、リ
セット手段３７にリセットタイミングを指示する第１の
比較器３５を含んでいる。比較値設定手段３４は第２の
比較値を出力し、その第２の比較値とカウンタ３３の出
力とを比較し、前記ラッチ３２にラッチタイミングを指
示する第２の比較器が含まれている。ラッチ３２は、指
示されたラッチタイミングでシフトレジスタ３１の値を
記憶し、シフトレジスタ３１は指示されたリセットタイ
ミングで、ラッチ３２に記憶されている値に初期化され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線による陸上移動通
信および構内通信の通信品質に影響を与えるマルチパス
（多重波）伝搬特性を解析するために用いられる、遅延
プロファイル測定装置に関するものである。
信および構内通信の通信品質に影響を与えるマルチパス
（多重波）伝搬特性を解析するために用いられる、遅延
プロファイル測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】陸上移動通信あるいは構内通信において
は、建造物や建物内の壁・床などの反射／回折によって
電波伝搬路が複数の伝搬路の合成であるマルチパス伝搬
路となり、各伝搬路の伝搬遅延時間差によりマルチパス
遅延歪みが発生し通信品質が劣化する。従って、通信を
行う地域の電波伝搬特性を調べる際には、マルチパス伝
搬路のインパルス応答に相当する遅延プロファイルの測
定が重要な項目となる。マルチパス伝搬路の遅延プロフ
ァイル測定方法としては、従来から疑似雑音（ＰＮ）信
号の鋭いインパルス状の自己相関特性を利用した方法が
多く使用されている。この方法は、送信側において搬送
波をＰＮ信号でスペクトラム拡散変調した信号を送信
し、受信側で受信信号と送信信号の複製信号（局部基準
信号）との相互相関特性を求め、マルチパス伝搬路の遅
延プロファイルを得るものである。従来のこの方法を用
いた測定装置の一例を図３に示す。
は、建造物や建物内の壁・床などの反射／回折によって
電波伝搬路が複数の伝搬路の合成であるマルチパス伝搬
路となり、各伝搬路の伝搬遅延時間差によりマルチパス
遅延歪みが発生し通信品質が劣化する。従って、通信を
行う地域の電波伝搬特性を調べる際には、マルチパス伝
搬路のインパルス応答に相当する遅延プロファイルの測
定が重要な項目となる。マルチパス伝搬路の遅延プロフ
ァイル測定方法としては、従来から疑似雑音（ＰＮ）信
号の鋭いインパルス状の自己相関特性を利用した方法が
多く使用されている。この方法は、送信側において搬送
波をＰＮ信号でスペクトラム拡散変調した信号を送信
し、受信側で受信信号と送信信号の複製信号（局部基準
信号）との相互相関特性を求め、マルチパス伝搬路の遅
延プロファイルを得るものである。従来のこの方法を用
いた測定装置の一例を図３に示す。
【０００３】電波を送信する送信機１は信号発生器２、
クロック発生器３、ＰＮ発生器４および変調器５で構成
されている。ＰＮ発生器４はクロック発生器３から出力
された周波数ｆCLK のクロック信号に同期してＰＮ信号
を変調器５へ送出する。変調器５では信号発生器２から
出力される周波数ｆC の搬送波をＰＮ信号でスペクトラ
ム拡散変調し、送信アンテナ６を介して空中に送出す
る。
クロック発生器３、ＰＮ発生器４および変調器５で構成
されている。ＰＮ発生器４はクロック発生器３から出力
された周波数ｆCLK のクロック信号に同期してＰＮ信号
を変調器５へ送出する。変調器５では信号発生器２から
出力される周波数ｆC の搬送波をＰＮ信号でスペクトラ
ム拡散変調し、送信アンテナ６を介して空中に送出す
る。
【０００４】送出されたスペクトラム拡散信号は、複数
の伝搬路からなるマルチパス伝搬路７を経由し、個々の
伝搬路の伝搬遅延時間を伴って受信アンテナ８に到達し
合成される。受信機９は、受信アンテナ８で受信された
受信信号を、送信機側のクロック周波数ｆCLK と所定の
周波数差Δｆを有する周波数（ｆCLK −Δｆ）のクロッ
ク信号に同期した相関ＰＮ信号で搬送波をスペクトラム
拡散変調した信号（局部基準信号）で相関検波を行う。
の伝搬路からなるマルチパス伝搬路７を経由し、個々の
伝搬路の伝搬遅延時間を伴って受信アンテナ８に到達し
合成される。受信機９は、受信アンテナ８で受信された
受信信号を、送信機側のクロック周波数ｆCLK と所定の
周波数差Δｆを有する周波数（ｆCLK −Δｆ）のクロッ
ク信号に同期した相関ＰＮ信号で搬送波をスペクトラム
拡散変調した信号（局部基準信号）で相関検波を行う。
【０００５】具体的には、アンテナ８で受信した中心周
波数ｆC の受信信号を、局部発振器１０で発生した周波
数ｆL の局部発振信号を用いて周波数変換器１１で中心
周波数ｆIF（＝ｆC −ｆL ）の中間周波信号に周波数変
換する。この中間周波信号は移相器１２によって位相が
互いに９０°異なる２つの信号ｉ，ｑに分岐され、それ
ぞれ相関検波器１３、１４に入力される。
波数ｆC の受信信号を、局部発振器１０で発生した周波
数ｆL の局部発振信号を用いて周波数変換器１１で中心
周波数ｆIF（＝ｆC −ｆL ）の中間周波信号に周波数変
換する。この中間周波信号は移相器１２によって位相が
互いに９０°異なる２つの信号ｉ，ｑに分岐され、それ
ぞれ相関検波器１３、１４に入力される。
【０００６】一方、相関ＰＮ信号発生器１５はクロック
発生器１６から出力された周波数（ｆCLK −Δｆ）のク
ロック信号に同期して相関ＰＮ信号を発生し、この相関
ＰＮ信号を変調器１７へ送出する。なお、この相関ＰＮ
信号発生器１５から出力される相関ＰＮ信号と送信機の
ＰＮ発生器４から出力されるＰＮ信号とは同一の符号系
列で構成され、その符号長は共にＭビットとする。
発生器１６から出力された周波数（ｆCLK −Δｆ）のク
ロック信号に同期して相関ＰＮ信号を発生し、この相関
ＰＮ信号を変調器１７へ送出する。なお、この相関ＰＮ
信号発生器１５から出力される相関ＰＮ信号と送信機の
ＰＮ発生器４から出力されるＰＮ信号とは同一の符号系
列で構成され、その符号長は共にＭビットとする。
【０００７】変調器１７は、信号発生器１８から出力さ
れた周波数ｆIFを有する搬送波を相関ＰＮ信号発生器１
５から出力される相関ＰＮ信号でスペクトラム拡散変調
して局部基準信号を発生し、相関検波器１３、１４へ送
出する。
れた周波数ｆIFを有する搬送波を相関ＰＮ信号発生器１
５から出力される相関ＰＮ信号でスペクトラム拡散変調
して局部基準信号を発生し、相関検波器１３、１４へ送
出する。
【０００８】相関検波器１３、１４は同一構成であり、
それぞれ乗算器１９、２０と積分器２１、２２とで構成
されている。この乗算器１９、２０は、上述した９０度
位相が異なる信号であるｉ、ｑ信号と局部基準信号とを
それぞれ乗算する。この乗算結果の信号は、それぞれ積
分器２１、２２で積分される。その結果ｉ、ｑ信号と局
部基準信号との相関信号であるＩ、Ｑ信号が発生する。
このＩ、Ｑ各信号は受信信号の９０°位相の異なる成分
に対応しているため、演算器２３でＥ＝√（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）の演算を行うことによって、受信信号の振幅に対
応する相関信号Ｅが得られ、この相関信号Ｅはオシロス
コープ２４で観測される。
それぞれ乗算器１９、２０と積分器２１、２２とで構成
されている。この乗算器１９、２０は、上述した９０度
位相が異なる信号であるｉ、ｑ信号と局部基準信号とを
それぞれ乗算する。この乗算結果の信号は、それぞれ積
分器２１、２２で積分される。その結果ｉ、ｑ信号と局
部基準信号との相関信号であるＩ、Ｑ信号が発生する。
このＩ、Ｑ各信号は受信信号の９０°位相の異なる成分
に対応しているため、演算器２３でＥ＝√（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）の演算を行うことによって、受信信号の振幅に対
応する相関信号Ｅが得られ、この相関信号Ｅはオシロス
コープ２４で観測される。
【０００９】図４はこの受信機９で送信機１からの電波
を受信したときの各信号の変化を示すタイムチャートで
ある。今、受信アンテナ８で受信された信号は、送信ア
ンテナからの直接波Ａと、反射物Ｒによって反射して受
信アンテナに到達した反射波Ｂの２波の合成波で、直接
波Ａの振幅をＭA 、反射波Ｂの振幅をＭB 、２波の伝搬
経路長差に起因する伝搬遅延時間差をＴとする。また、
図４中ａ、ｂはそれぞれ直接波Ａ、反射波Ｂを変調した
ＰＮ信号であり、図４中ｃは受信機９内部で発生された
局部基準信号を変調する相関ＰＮ信号である。ここで、
各信号の目盛りはＰＮ信号の１周期の区切りを示してい
る。
を受信したときの各信号の変化を示すタイムチャートで
ある。今、受信アンテナ８で受信された信号は、送信ア
ンテナからの直接波Ａと、反射物Ｒによって反射して受
信アンテナに到達した反射波Ｂの２波の合成波で、直接
波Ａの振幅をＭA 、反射波Ｂの振幅をＭB 、２波の伝搬
経路長差に起因する伝搬遅延時間差をＴとする。また、
図４中ａ、ｂはそれぞれ直接波Ａ、反射波Ｂを変調した
ＰＮ信号であり、図４中ｃは受信機９内部で発生された
局部基準信号を変調する相関ＰＮ信号である。ここで、
各信号の目盛りはＰＮ信号の１周期の区切りを示してい
る。
【００１０】時刻ｔ0 の受信開始時において、局部基準
信号の相関ＰＮ信号ｃが直接波ＡのＰＮ信号ａに対して
時間差ＴS （ただしＴS ＞１／ｆCLK ）だけ進んでいた
場合について説明する。この場合、相関ＰＮ信号ｃと直
接波ＡのＰＮ信号ａ、および相関ＰＮ信号ｃと反射波Ｂ
のＰＮ信号ｂのそれぞれの位相差が１ビット以上である
ため、受信信号と局部基準信号の相関は低く、相関信号
Ｅの値はほぼ０となる。
信号の相関ＰＮ信号ｃが直接波ＡのＰＮ信号ａに対して
時間差ＴS （ただしＴS ＞１／ｆCLK ）だけ進んでいた
場合について説明する。この場合、相関ＰＮ信号ｃと直
接波ＡのＰＮ信号ａ、および相関ＰＮ信号ｃと反射波Ｂ
のＰＮ信号ｂのそれぞれの位相差が１ビット以上である
ため、受信信号と局部基準信号の相関は低く、相関信号
Ｅの値はほぼ０となる。
【００１１】局部基準信号の相関ＰＮ信号ｃのクロック
周波数は受信信号のそれに対しΔｆだけ低いため、時間
の経過とともに信号ｃと信号ａの位相差は徐々に小さく
なる。そして信号ｃと信号ａの位相差が１ビット以下と
なった時点で相関信号Ｅは直接波Ａに対応して増加し始
め、時刻ｔa で信号ｃと信号ａが同期すると最大値ＥA
を示す（図４参照）。そしてその後は信号ｃが信号ａに
対して徐々に遅れるため相関信号Ｅは減少する。
周波数は受信信号のそれに対しΔｆだけ低いため、時間
の経過とともに信号ｃと信号ａの位相差は徐々に小さく
なる。そして信号ｃと信号ａの位相差が１ビット以下と
なった時点で相関信号Ｅは直接波Ａに対応して増加し始
め、時刻ｔa で信号ｃと信号ａが同期すると最大値ＥA
を示す（図４参照）。そしてその後は信号ｃが信号ａに
対して徐々に遅れるため相関信号Ｅは減少する。
【００１２】一方、反射物Ｒにて反射したのち受信され
た反射波Ｂに含まれるＰＮ信号ｂは、直接波ＡのＰＮ信
号ａに対して伝搬路の経路長差に起因する伝搬遅延時間
Ｔだけ遅れているため、相関出力Ｅは、さらに時間が経
過し信号ｃと信号ｂの位相差が１ビット以下になった時
点で再び増加し始め、時刻ｔb でｃとｂが同期すると最
大値Ｅb を示し、その後減少する。
た反射波Ｂに含まれるＰＮ信号ｂは、直接波ＡのＰＮ信
号ａに対して伝搬路の経路長差に起因する伝搬遅延時間
Ｔだけ遅れているため、相関出力Ｅは、さらに時間が経
過し信号ｃと信号ｂの位相差が１ビット以下になった時
点で再び増加し始め、時刻ｔb でｃとｂが同期すると最
大値Ｅb を示し、その後減少する。
【００１３】相関演算は乗算と積分の組み合わせであり
線形であるから、各最大値ＥA およびＥB は直接波Ａの
振幅ＭA および反射波Ｂの振幅ＭB に比例する。また、
受信信号のＰＮ信号の１ビットあたりの時間は１／ｆ
CLK であり、局部基準信号の相関信号のそれは１／（ｆ
CLK −Δｆ）であるから、両ＰＮ信号の位相が１ビット
変化するのに必要な時間は１／Δｆである。従って時刻
ｔa から時刻ｔb までの時間Ｔabの間に変化するＰＮ信
号の位相はＴab・Δｆ（ビット）であり、直接波Ａと反
射波Ｂの伝搬遅延時間差ＴはＴab・Δｆ／ｆCLK とな
る。すなわち、相関信号Ｅから受信波Ａ、Ｂ（Ａは直接
波、Ｂは反射波）の振幅と伝搬遅延時間差を求めること
ができる。
線形であるから、各最大値ＥA およびＥB は直接波Ａの
振幅ＭA および反射波Ｂの振幅ＭB に比例する。また、
受信信号のＰＮ信号の１ビットあたりの時間は１／ｆ
CLK であり、局部基準信号の相関信号のそれは１／（ｆ
CLK −Δｆ）であるから、両ＰＮ信号の位相が１ビット
変化するのに必要な時間は１／Δｆである。従って時刻
ｔa から時刻ｔb までの時間Ｔabの間に変化するＰＮ信
号の位相はＴab・Δｆ（ビット）であり、直接波Ａと反
射波Ｂの伝搬遅延時間差ＴはＴab・Δｆ／ｆCLK とな
る。すなわち、相関信号Ｅから受信波Ａ、Ｂ（Ａは直接
波、Ｂは反射波）の振幅と伝搬遅延時間差を求めること
ができる。
【００１４】この従来例では、マルチパス伝搬路７を直
接波と１つの反射波の２波によるものの例を説明した
が、反射波の数がもっと多い場合でも、あるいは直接波
が存在しない場合でも各伝搬路ごとの振幅と伝搬遅延時
間を求めることが可能である。従ってこの相関信号Ｅか
ら、マルチパス伝搬路７の伝搬遅延時間に対する振幅特
性、すなわち遅延プロファイルを求められることがわか
る。
接波と１つの反射波の２波によるものの例を説明した
が、反射波の数がもっと多い場合でも、あるいは直接波
が存在しない場合でも各伝搬路ごとの振幅と伝搬遅延時
間を求めることが可能である。従ってこの相関信号Ｅか
ら、マルチパス伝搬路７の伝搬遅延時間に対する振幅特
性、すなわち遅延プロファイルを求められることがわか
る。
【００１５】実際の遅延プロファイル測定は、通信を行
うサービスエリア内を移動しながら行う場合が多いが、
伝搬路の状態は受信アンテナ位置の移動に伴い変化する
ため、伝搬路の変化を詳細に観測するために１回の測定
時間はできるだけ短いことが望ましい。また、測定する
遅延時間範囲は受信波が存在する範囲だけで良く、他の
範囲のデータは不要である。そのため、従来からこの種
の遅延プロファイル測定装置では、受信機の相関ＰＮ信
号発生器１５に位相制御機能を付加し、局部基準信号を
変調する相関ＰＮ信号の符号位相を制御して、測定する
遅延時間範囲（観測窓と呼ぶ）を一定の大きさに制限
し、同一の範囲を短い周期で繰り返し測定する方法が良
く用いられている。
うサービスエリア内を移動しながら行う場合が多いが、
伝搬路の状態は受信アンテナ位置の移動に伴い変化する
ため、伝搬路の変化を詳細に観測するために１回の測定
時間はできるだけ短いことが望ましい。また、測定する
遅延時間範囲は受信波が存在する範囲だけで良く、他の
範囲のデータは不要である。そのため、従来からこの種
の遅延プロファイル測定装置では、受信機の相関ＰＮ信
号発生器１５に位相制御機能を付加し、局部基準信号を
変調する相関ＰＮ信号の符号位相を制御して、測定する
遅延時間範囲（観測窓と呼ぶ）を一定の大きさに制限
し、同一の範囲を短い周期で繰り返し測定する方法が良
く用いられている。
【００１６】図５に前記観測窓を実現するための位相制
御機能を備えた受信機の相関ＰＮ信号発生器１５の構成
例を示す。この相関ＰＮ信号発生器は、クロック発生器
１６からの周波数（ｆCLK −Δｆ）を持つ受信側クロッ
ク信号に同期して相関ＰＮ信号を発生するシフトレジス
タ２５と、クロック信号のクロック数をカウントするカ
ウンタ２６と、このカウンタのカウント値が後述する比
較値Ｑに達したことを検出しリセット信号を出力する比
較器２７と、このリセット信号に同期してシフトレジス
タ２５のビットパターンを所定の値に初期化するととも
にカウンタ２６のカウンタ値を初期化するリセット手段
２８と、外部からの制御信号に基づき比較器２７に供給
される比較値Ｑを保持・出力する比較値設定手段２９と
から構成される。そして、この比較値Ｑに適当な値を選
ぶことにより、測定する遅延時間範囲を一定の値に制限
し、かつ初期化時点での相関ＰＮ信号と送信側ＰＮ信号
との符号位相差を一定に保つことによって、同一の遅延
時間範囲の測定を繰り返し行うといういわゆる観測窓機
能を実現することが可能である。また、このリセット信
号を外部に出力し、オシロスコープ２４の掃引トリガ信
号とすることにより、管面上の一定の位置に上記設定さ
れた観測窓の遅延プロファイルを繰り返し表示すること
が可能である。
御機能を備えた受信機の相関ＰＮ信号発生器１５の構成
例を示す。この相関ＰＮ信号発生器は、クロック発生器
１６からの周波数（ｆCLK −Δｆ）を持つ受信側クロッ
ク信号に同期して相関ＰＮ信号を発生するシフトレジス
タ２５と、クロック信号のクロック数をカウントするカ
ウンタ２６と、このカウンタのカウント値が後述する比
較値Ｑに達したことを検出しリセット信号を出力する比
較器２７と、このリセット信号に同期してシフトレジス
タ２５のビットパターンを所定の値に初期化するととも
にカウンタ２６のカウンタ値を初期化するリセット手段
２８と、外部からの制御信号に基づき比較器２７に供給
される比較値Ｑを保持・出力する比較値設定手段２９と
から構成される。そして、この比較値Ｑに適当な値を選
ぶことにより、測定する遅延時間範囲を一定の値に制限
し、かつ初期化時点での相関ＰＮ信号と送信側ＰＮ信号
との符号位相差を一定に保つことによって、同一の遅延
時間範囲の測定を繰り返し行うといういわゆる観測窓機
能を実現することが可能である。また、このリセット信
号を外部に出力し、オシロスコープ２４の掃引トリガ信
号とすることにより、管面上の一定の位置に上記設定さ
れた観測窓の遅延プロファイルを繰り返し表示すること
が可能である。
【００１７】この従来技術の相関ＰＮ信号発生器では、
リセット信号によって初期化されたシフトレジスタ２５
のビットパターンは一定値であるため、同一の遅延時間
範囲の測定を繰り返し行うためには、リセット信号発生
間隔Ｔr が送信側ＰＮ信号の符号周期の整数倍となるよ
うに比較値Ｑを選ぶ必要がある。すなわち、符号長Ｍビ
ット、Ｐ、Ｑを正の整数、スライディング係数ｋ＝ｆ
CLK ／Δｆとしたとき、リセット信号発生間隔Ｔr は、 Ｔr ＝（Ｐ・Ｍ）／ｆCLK ＝Ｑ／（ｆCLK −Δｆ）… （１） であり、（１）式を整理すると、 Ｐ・Ｍ＝Ｑ・ｋ／（ｋ−１） … （２） となるため、（２）式を満たすＱの値を比較値として比
較器２７に設定する。（２）式を満たす比較値Ｑはスラ
イディング係数ｋの値に依存はするが、複数個存在し得
る。そのため、Ｑの値を（２）式を満たす範囲で変更す
ることによりリセット信号発生間隔を変更し、観測窓の
大きさを変更ことができる。前述したように、送信側Ｐ
Ｎ信号と相関ＰＮ信号が１ビットずれるのにかかる時間
は１／Δｆであり、この時間中に測定される遅延時間は
送信側ＰＮ信号１ビット分の時間すなわち１／ｆCLK で
あるから、リセット信号間隔Ｔr の場合に観測される遅
延時間範囲（観測窓）の大きさＴW は ＴW ＝（Ｔr ・Δｆ）／ｆCLK ＝Ｔr ／ｋ …（３） であり、送信側ＰＮ信号のビット数Ｎで表すと、 Ｎ＝ＴW ・ｆCLK ＝（Ｔr ・ｆCLK ）／ｋ＝（Ｐ・Ｍ）／ｋ＝Ｑ／（ｋ−１） …（４） となる。
リセット信号によって初期化されたシフトレジスタ２５
のビットパターンは一定値であるため、同一の遅延時間
範囲の測定を繰り返し行うためには、リセット信号発生
間隔Ｔr が送信側ＰＮ信号の符号周期の整数倍となるよ
うに比較値Ｑを選ぶ必要がある。すなわち、符号長Ｍビ
ット、Ｐ、Ｑを正の整数、スライディング係数ｋ＝ｆ
CLK ／Δｆとしたとき、リセット信号発生間隔Ｔr は、 Ｔr ＝（Ｐ・Ｍ）／ｆCLK ＝Ｑ／（ｆCLK −Δｆ）… （１） であり、（１）式を整理すると、 Ｐ・Ｍ＝Ｑ・ｋ／（ｋ−１） … （２） となるため、（２）式を満たすＱの値を比較値として比
較器２７に設定する。（２）式を満たす比較値Ｑはスラ
イディング係数ｋの値に依存はするが、複数個存在し得
る。そのため、Ｑの値を（２）式を満たす範囲で変更す
ることによりリセット信号発生間隔を変更し、観測窓の
大きさを変更ことができる。前述したように、送信側Ｐ
Ｎ信号と相関ＰＮ信号が１ビットずれるのにかかる時間
は１／Δｆであり、この時間中に測定される遅延時間は
送信側ＰＮ信号１ビット分の時間すなわち１／ｆCLK で
あるから、リセット信号間隔Ｔr の場合に観測される遅
延時間範囲（観測窓）の大きさＴW は ＴW ＝（Ｔr ・Δｆ）／ｆCLK ＝Ｔr ／ｋ …（３） であり、送信側ＰＮ信号のビット数Ｎで表すと、 Ｎ＝ＴW ・ｆCLK ＝（Ｔr ・ｆCLK ）／ｋ＝（Ｐ・Ｍ）／ｋ＝Ｑ／（ｋ−１） …（４） となる。
【００１８】マルチパス伝搬路の状態に合わせ遅延プロ
ファイルの測定が効率良く行えるよう、観測窓のビット
数Ｎを任意の整数とするためには、Ｎ＝１となる条件を
満たす整数Ｐ、Ｑが存在することが必要となる。
ファイルの測定が効率良く行えるよう、観測窓のビット
数Ｎを任意の整数とするためには、Ｎ＝１となる条件を
満たす整数Ｐ、Ｑが存在することが必要となる。
【００１９】その条件は（４）式よりｋ＝Ｐ・Ｍである
ことがわかる。すなわち、スライディング係数ｋは符号
長Ｍの正の整数倍であることが必要である。通常、遅延
プロファイル測定のための符号系列としては、その自己
相関特性から最長系列（Ｍ系列）符号を使用する場合が
多いが、Ｍ系列符号の符号長は、符号を発生するシフト
レジスタの段数をｎとしたとき２n −１である。従っ
て、ＰＮ信号が１１段Ｍ系列符号の場合符号長Ｍ＝２０
４７であり、スライディング係数ｋが２０４７の例えば
５０倍（Ｐ＝５０）の１０２３５０ならば、観測窓のビ
ット数Ｎとするための比較値Ｑは、 Ｑ＝Ｎ・（ｋ−１）＝１０２３４９・Ｎ …（５） となり、（５）式を満たすような比較値Ｑを用いること
により任意のビット長の観測窓を実現することが可能と
なる。
ことがわかる。すなわち、スライディング係数ｋは符号
長Ｍの正の整数倍であることが必要である。通常、遅延
プロファイル測定のための符号系列としては、その自己
相関特性から最長系列（Ｍ系列）符号を使用する場合が
多いが、Ｍ系列符号の符号長は、符号を発生するシフト
レジスタの段数をｎとしたとき２n −１である。従っ
て、ＰＮ信号が１１段Ｍ系列符号の場合符号長Ｍ＝２０
４７であり、スライディング係数ｋが２０４７の例えば
５０倍（Ｐ＝５０）の１０２３５０ならば、観測窓のビ
ット数Ｎとするための比較値Ｑは、 Ｑ＝Ｎ・（ｋ−１）＝１０２３４９・Ｎ …（５） となり、（５）式を満たすような比較値Ｑを用いること
により任意のビット長の観測窓を実現することが可能と
なる。
【００２０】一方、遅延プロファイルの測定は通常送受
信を離れた地点で行うため、送信機１と受信機９は別々
に構成され、電源投入も別々に行われる。このため電源
投入時における送信側ＰＮ信号と受信側相関ＰＮ信号の
符号位相差は一般には不定であり、その結果観測窓中に
受信波が存在しないことがある。そのため、測定の開始
時には外部からの制御信号により比較値設定手段２９の
発生する比較値を上記（４）式を満たさないような値に
一時的に変更し、初期化時の相関ＰＮ信号と送信側ＰＮ
信号の符号位相差を調整することにより、受信波が観測
窓内に入るようにする。例えば比較値を上記（４）式を
満たすＱから（Ｑ＋１）に変更することにより、初期化
時の相関ＰＮ信号の符号位相は以前の状態から１ビット
遅れ、観測窓位置は１ビット分（時間にして１／
ｆCLK ）遅い方へ移動する。
信を離れた地点で行うため、送信機１と受信機９は別々
に構成され、電源投入も別々に行われる。このため電源
投入時における送信側ＰＮ信号と受信側相関ＰＮ信号の
符号位相差は一般には不定であり、その結果観測窓中に
受信波が存在しないことがある。そのため、測定の開始
時には外部からの制御信号により比較値設定手段２９の
発生する比較値を上記（４）式を満たさないような値に
一時的に変更し、初期化時の相関ＰＮ信号と送信側ＰＮ
信号の符号位相差を調整することにより、受信波が観測
窓内に入るようにする。例えば比較値を上記（４）式を
満たすＱから（Ｑ＋１）に変更することにより、初期化
時の相関ＰＮ信号の符号位相は以前の状態から１ビット
遅れ、観測窓位置は１ビット分（時間にして１／
ｆCLK ）遅い方へ移動する。
【００２１】しかしながら、前述した相関ＰＮ発生器に
は、次のような問題点がある。
は、次のような問題点がある。
【００２２】オシロスコープ２４で観測された２つの相
関信号Ｅのピーク間の時間差がＴabの場合、実際の伝搬
遅延時間差Ｔは Ｔ＝（Ｔab・Δｆ）／ｆCLK ＝Ｔab／ｋ …（６） となるが、前述のようにｋの値は符号長Ｍの整数倍であ
る必要があり１００００とか１０００００とかの区切り
の良い数値にならないため、オシロスコープの読み取り
値から実際の伝搬遅延時間が直観的に求められず、その
都度換算が必要となり操作が煩わしい。また、装置を実
際に構成する際には、送信側と受信側の同期状態を高精
度で維持するため、双方のクロック周波数ｆCLK および
（ｆCLK −Δｆ）はルビジウム等の周波数標準器からＰ
ＬＬシンセサイザを用いて発生するが、例えばｆCLK ＝
１００ＭＨｚ、ｋ＝１０２３５０の場合、（ｆCLK −Δ
ｆ）＝９９．９９９０２２９６…ＭＨｚとなり精密な発
生が必ずしも容易ではない。従って、スライディング係
数ｋは符号長Ｍに依存せず、自由に選択できたほうが、
使用上および装置構成の上からは望ましい。
関信号Ｅのピーク間の時間差がＴabの場合、実際の伝搬
遅延時間差Ｔは Ｔ＝（Ｔab・Δｆ）／ｆCLK ＝Ｔab／ｋ …（６） となるが、前述のようにｋの値は符号長Ｍの整数倍であ
る必要があり１００００とか１０００００とかの区切り
の良い数値にならないため、オシロスコープの読み取り
値から実際の伝搬遅延時間が直観的に求められず、その
都度換算が必要となり操作が煩わしい。また、装置を実
際に構成する際には、送信側と受信側の同期状態を高精
度で維持するため、双方のクロック周波数ｆCLK および
（ｆCLK −Δｆ）はルビジウム等の周波数標準器からＰ
ＬＬシンセサイザを用いて発生するが、例えばｆCLK ＝
１００ＭＨｚ、ｋ＝１０２３５０の場合、（ｆCLK −Δ
ｆ）＝９９．９９９０２２９６…ＭＨｚとなり精密な発
生が必ずしも容易ではない。従って、スライディング係
数ｋは符号長Ｍに依存せず、自由に選択できたほうが、
使用上および装置構成の上からは望ましい。
【００２３】なお、本従来技術は特公平３−２２９５３
５号公報により公知である。
５号公報により公知である。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の相関ＰＮ信
号発生器では、リセット信号発生時にシフトレジスタ２
５に設定するビットパターンが特定の１パターンに固定
されているため、上記のようなスライディング係数ｋの
制約が生じていた。
号発生器では、リセット信号発生時にシフトレジスタ２
５に設定するビットパターンが特定の１パターンに固定
されているため、上記のようなスライディング係数ｋの
制約が生じていた。
【００２５】実際には、観測窓幅がＮビットの場合、リ
セット信号発生時にシフトレジスタ２５に設定されるビ
ットパターンは、設定以前のビットパターンに対して常
にＮビット進んだパターンとなっている。換言すれば、
設定以前のビットパターンはリセット時にシフトレジス
タ２５に設定されるビットパターンより常にＮビット遅
れたパターンである。これによって、送受信クロック信
号の周波数差Δｆによってリセット信号発生間隔Ｔr 中
に生じた符号位相差Ｎをキャンセルしている。従って、
リセット信号に同期して相関ＰＮ信号の符号位相をリセ
ット前の状態に対しＮビット進めれば、スライディング
係数ｋがいくつであっても、Ｎビット幅の観測窓が実現
できる。
セット信号発生時にシフトレジスタ２５に設定されるビ
ットパターンは、設定以前のビットパターンに対して常
にＮビット進んだパターンとなっている。換言すれば、
設定以前のビットパターンはリセット時にシフトレジス
タ２５に設定されるビットパターンより常にＮビット遅
れたパターンである。これによって、送受信クロック信
号の周波数差Δｆによってリセット信号発生間隔Ｔr 中
に生じた符号位相差Ｎをキャンセルしている。従って、
リセット信号に同期して相関ＰＮ信号の符号位相をリセ
ット前の状態に対しＮビット進めれば、スライディング
係数ｋがいくつであっても、Ｎビット幅の観測窓が実現
できる。
【００２６】また、シフトレジスタ２５で発生する相関
ＰＮ信号は符号長Ｍを持つ周期性を有する信号であるた
め、現在の位相よりＮビット進んだ信号は、現在の位相
から（Ｍ−Ｎ）ビット遅れた信号と等しい。従って、リ
セット信号に対して（Ｍ−Ｎ）クロック前のシフトレジ
スタ２５のビットパターンは、リセット信号発生時のビ
ットパターンをＮビット進めたものと等しい。
ＰＮ信号は符号長Ｍを持つ周期性を有する信号であるた
め、現在の位相よりＮビット進んだ信号は、現在の位相
から（Ｍ−Ｎ）ビット遅れた信号と等しい。従って、リ
セット信号に対して（Ｍ−Ｎ）クロック前のシフトレジ
スタ２５のビットパターンは、リセット信号発生時のビ
ットパターンをＮビット進めたものと等しい。
【００２７】本発明は、上記の性質に着目し、受信機の
相関ＰＮ信号発生器を、スライディング係数ｋが任意の
値である場合でも、従来技術と同様の位相制御が実行可
能とすることにより、前述した問題を解決し、使いやす
く、かつ実現しやすい遅延プロファイル測定装置を提供
することを目的とする。
相関ＰＮ信号発生器を、スライディング係数ｋが任意の
値である場合でも、従来技術と同様の位相制御が実行可
能とすることにより、前述した問題を解決し、使いやす
く、かつ実現しやすい遅延プロファイル測定装置を提供
することを目的とする。
【００２８】すなわち、本願発明の目的は、スライディ
ング係数ｋが任意の値に設定でき、かつ、任意のＮビッ
トの観測窓が実現できる遅延プロファイル装置を提供す
ることである。
ング係数ｋが任意の値に設定でき、かつ、任意のＮビッ
トの観測窓が実現できる遅延プロファイル装置を提供す
ることである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】図１に本発明の中核とな
る受信機側の相関ＰＮ信号発生器の原理的構成図を示
す。前記目的を達成するため、本発明は、周波数ｆCLK
の送信側クロック信号に同期する符号系列である送信側
ＰＮ信号を発生する発生手段と、前記送信側ＰＮ信号
で、搬送波をスペクトラム拡散変調し、送信側スペクト
ル拡散変調波を出力する送信側スペクトラム拡散変調手
段と、前記送信側スペクトラム拡散変調波を放射する送
信アンテナと、を含む送信機と、前記放射された送信側
スペクトラム拡散変調波を受信する受信アンテナと、前
記周波数ｆCLK と所定の周波数差Δｆを有する周波数
（ｆCLK −Δｆ）である受信側クロック信号に同期する
相関ＰＮ信号を発生する発生手段と、前記相関ＰＮ信号
で、受信搬送波をスペクトラム拡散変調し、受信側スペ
クトラム変調波を出力する受信側スペクトラム拡散変調
手段と、前記受信アンテナで受信された送信側スペクト
ラム拡散変調波を、前記相関ＰＮ信号によって、相関検
波する相関検波手段と、を含む受信機と、を備え、前記
送信機と前記受信機との間の電波伝搬路の伝搬特性（遅
延プロファイル）を測定する装置において、前記相関Ｐ
Ｎ信号発生手段は、前記受信側クロック信号に同期して
送信側ＰＮ信号と同一の符号系列からなる相関ＰＮ信号
を出力するシフトレジスタ３１と、前記シフトレジスタ
のビットパターンを記憶するラッチ３２と、前記受信側
クロック信号のクロック数をカウントするカウンタ３３
と、外部からの制御信号に応じて第１および第２の比較
値を発生する比較値発生手段３４と、前記カウンタのカ
ウント値が前記第１の比較値に達し、クロック周波数差
Δｆに起因する前記相関ＰＮ信号と前記送信側ＰＮ信号
との符号位相差が初期値から所定のビット数増加したこ
とを検出した場合に、リセット信号を出力する第１の比
較器３５と、前記カウンタのカウント値が前記第２の比
較値に達し、前記リセット信号が発せられるタイミング
より任意のクロック数前のタイミングを検出した場合
に、ラッチ信号を前記ラッチに供給することによって、
前記ラッチに前記シフトレジスタが出力する値を記憶さ
せる第２の比較器３６と、前記リセット信号に同期して
前記カウンタのカウント値を所定値へ初期化し、かつ、
前記ラッチに記憶したビットパターンを前記シフトレジ
スタに設定するリセット手段３７と、を含み、前記ラッ
チ信号によって、前記シフトレジスタ３１のビットパタ
ーンが前記ラッチ３２に一旦記憶され、その後、前記リ
セット信号に同期して前記ラッチ３２に記憶されたビッ
トパターンが前記シフトレジスタ３１に再び設定される
ことによって、相関ＰＮ信号の符号位相が制御され、遅
延プロファイルを測定する遅延時間範囲の大きさを任意
の値に制限し、測定する遅延時間範囲の位置を任意に移
動可能とすることを特徴とする遅延プロファイル測定装
置である。
る受信機側の相関ＰＮ信号発生器の原理的構成図を示
す。前記目的を達成するため、本発明は、周波数ｆCLK
の送信側クロック信号に同期する符号系列である送信側
ＰＮ信号を発生する発生手段と、前記送信側ＰＮ信号
で、搬送波をスペクトラム拡散変調し、送信側スペクト
ル拡散変調波を出力する送信側スペクトラム拡散変調手
段と、前記送信側スペクトラム拡散変調波を放射する送
信アンテナと、を含む送信機と、前記放射された送信側
スペクトラム拡散変調波を受信する受信アンテナと、前
記周波数ｆCLK と所定の周波数差Δｆを有する周波数
（ｆCLK −Δｆ）である受信側クロック信号に同期する
相関ＰＮ信号を発生する発生手段と、前記相関ＰＮ信号
で、受信搬送波をスペクトラム拡散変調し、受信側スペ
クトラム変調波を出力する受信側スペクトラム拡散変調
手段と、前記受信アンテナで受信された送信側スペクト
ラム拡散変調波を、前記相関ＰＮ信号によって、相関検
波する相関検波手段と、を含む受信機と、を備え、前記
送信機と前記受信機との間の電波伝搬路の伝搬特性（遅
延プロファイル）を測定する装置において、前記相関Ｐ
Ｎ信号発生手段は、前記受信側クロック信号に同期して
送信側ＰＮ信号と同一の符号系列からなる相関ＰＮ信号
を出力するシフトレジスタ３１と、前記シフトレジスタ
のビットパターンを記憶するラッチ３２と、前記受信側
クロック信号のクロック数をカウントするカウンタ３３
と、外部からの制御信号に応じて第１および第２の比較
値を発生する比較値発生手段３４と、前記カウンタのカ
ウント値が前記第１の比較値に達し、クロック周波数差
Δｆに起因する前記相関ＰＮ信号と前記送信側ＰＮ信号
との符号位相差が初期値から所定のビット数増加したこ
とを検出した場合に、リセット信号を出力する第１の比
較器３５と、前記カウンタのカウント値が前記第２の比
較値に達し、前記リセット信号が発せられるタイミング
より任意のクロック数前のタイミングを検出した場合
に、ラッチ信号を前記ラッチに供給することによって、
前記ラッチに前記シフトレジスタが出力する値を記憶さ
せる第２の比較器３６と、前記リセット信号に同期して
前記カウンタのカウント値を所定値へ初期化し、かつ、
前記ラッチに記憶したビットパターンを前記シフトレジ
スタに設定するリセット手段３７と、を含み、前記ラッ
チ信号によって、前記シフトレジスタ３１のビットパタ
ーンが前記ラッチ３２に一旦記憶され、その後、前記リ
セット信号に同期して前記ラッチ３２に記憶されたビッ
トパターンが前記シフトレジスタ３１に再び設定される
ことによって、相関ＰＮ信号の符号位相が制御され、遅
延プロファイルを測定する遅延時間範囲の大きさを任意
の値に制限し、測定する遅延時間範囲の位置を任意に移
動可能とすることを特徴とする遅延プロファイル測定装
置である。
【００３０】なお、本発明の遅延プロファイル測定装置
全体の構成は図３に示した従来システムとほぼ同一であ
り、相関ＰＮ信号発生器１５が図１の相関ＰＮ信号発生
器３０に置き換わった点だけが異なる。従って、以下に
おいて、重複する部分の構成および動作の詳細説明を省
略する。
全体の構成は図３に示した従来システムとほぼ同一であ
り、相関ＰＮ信号発生器１５が図１の相関ＰＮ信号発生
器３０に置き換わった点だけが異なる。従って、以下に
おいて、重複する部分の構成および動作の詳細説明を省
略する。
【００３１】
【作用】ここでは、説明のため、カウンタ３３は１クロ
ック入力毎にカウント値を１ずつ増加するアップカウン
タであるとし、リセット時の初期値は０であるとする。
本発明の遅延プロファイル測定装置において、相関ＰＮ
信号と送信側ＰＮ信号の符号位相差が１ビット増大する
のに要する時間は１／Δｆであるから、比較器３５に設
定する比較値Ｃ1 を Ｃ1 ＝Ｎ・（ｆCLK −Δｆ）／Δｆ ＝Ｎ・（ｋ−１） （ｋ＝ｆCLK ／Δｆ、但しｋは整
数） とすると、リセット信号は符号位相差が初期値よりＮビ
ット増大した時点で発生する。このとき、比較器３６に
設定する比較値Ｃ2 をＣ1 −（Ｍ−Ｎ）とすると、ラッ
チ信号はリセット信号に対して（Ｍ−Ｎ）クロック前に
発生する。そのため、リセット信号発生時において、ラ
ッチ３２にはシフトレジスタ３１に対して（Ｍ−Ｎ）ビ
ット遅れたビットパターン、すなわちＮビット進んだパ
ターンが保持されており、リセット信号に同期してこの
ビットパターンをシフトレジスタ３１にロードすること
により、相関ＰＮ信号の符号位相をＮビット進め、送信
側ＰＮ信号との符号位相差を初期値に戻す。また従来技
術の相関ＰＮ信号発生器同様、リセット信号をオシロス
コープ２４の掃引トリガ信号として出力する。この動作
を繰り返すことにより、遅延プロファイルを測定する観
測窓の幅をＮビット（時間にしてＮ／ｆCLK ）に制限
し、同一の時間範囲の測定を繰り返し行うことが可能で
ある。
ック入力毎にカウント値を１ずつ増加するアップカウン
タであるとし、リセット時の初期値は０であるとする。
本発明の遅延プロファイル測定装置において、相関ＰＮ
信号と送信側ＰＮ信号の符号位相差が１ビット増大する
のに要する時間は１／Δｆであるから、比較器３５に設
定する比較値Ｃ1 を Ｃ1 ＝Ｎ・（ｆCLK −Δｆ）／Δｆ ＝Ｎ・（ｋ−１） （ｋ＝ｆCLK ／Δｆ、但しｋは整
数） とすると、リセット信号は符号位相差が初期値よりＮビ
ット増大した時点で発生する。このとき、比較器３６に
設定する比較値Ｃ2 をＣ1 −（Ｍ−Ｎ）とすると、ラッ
チ信号はリセット信号に対して（Ｍ−Ｎ）クロック前に
発生する。そのため、リセット信号発生時において、ラ
ッチ３２にはシフトレジスタ３１に対して（Ｍ−Ｎ）ビ
ット遅れたビットパターン、すなわちＮビット進んだパ
ターンが保持されており、リセット信号に同期してこの
ビットパターンをシフトレジスタ３１にロードすること
により、相関ＰＮ信号の符号位相をＮビット進め、送信
側ＰＮ信号との符号位相差を初期値に戻す。また従来技
術の相関ＰＮ信号発生器同様、リセット信号をオシロス
コープ２４の掃引トリガ信号として出力する。この動作
を繰り返すことにより、遅延プロファイルを測定する観
測窓の幅をＮビット（時間にしてＮ／ｆCLK ）に制限
し、同一の時間範囲の測定を繰り返し行うことが可能で
ある。
【００３２】また、比較値Ｃ1 の値が同様にＮ・（ｋ−
１）のとき、比較値Ｃ2 を一時的にＣ1 −（Ｍ−Ｎ）と
異なる値に設定すると、リセット信号発生時のシフトレ
ジスタ３２の位相変化量がＮビット以外の値となり、次
回の測定開始時点における送信側ＰＮ信号との符号位相
差が変化して、測定を行う観測窓の位置が変化する。例
えば比較値Ｃ2 を一時的にＣ1 −（Ｍ−（Ｎ＋１））と
すると、リセット信号発生時に進む相関ＰＮ信号の位相
量は（Ｎ＋１）ビットなり、観測窓位置は以前の状態と
比較して１ビット分（時間にして１／ｆCLK ）進む。以
上からわかるように比較値Ｃ2 を適切な値に選ぶことに
より、任意の位置に観測窓を移動することができる。
１）のとき、比較値Ｃ2 を一時的にＣ1 −（Ｍ−Ｎ）と
異なる値に設定すると、リセット信号発生時のシフトレ
ジスタ３２の位相変化量がＮビット以外の値となり、次
回の測定開始時点における送信側ＰＮ信号との符号位相
差が変化して、測定を行う観測窓の位置が変化する。例
えば比較値Ｃ2 を一時的にＣ1 −（Ｍ−（Ｎ＋１））と
すると、リセット信号発生時に進む相関ＰＮ信号の位相
量は（Ｎ＋１）ビットなり、観測窓位置は以前の状態と
比較して１ビット分（時間にして１／ｆCLK ）進む。以
上からわかるように比較値Ｃ2 を適切な値に選ぶことに
より、任意の位置に観測窓を移動することができる。
【００３３】なお、上記の説明ではカウンタ３３は初期
値０のアップカウンタとしたが、初期値がＮ・（ｋ−
１）のダウンカウンタであっても、比較値Ｃ1 を０、一
定の観測窓位置で測定を繰り返す場合の比較値Ｃ2 を
（Ｍ−Ｎ）と変更することにより全く同様に動作する。
値０のアップカウンタとしたが、初期値がＮ・（ｋ−
１）のダウンカウンタであっても、比較値Ｃ1 を０、一
定の観測窓位置で測定を繰り返す場合の比較値Ｃ2 を
（Ｍ−Ｎ）と変更することにより全く同様に動作する。
【００３４】
【実施例】以下に本発明の好適な実施例を図を用いて説
明する。
明する。
【００３５】図２は本発明の実施例の遅延プロファイル
測定装置の受信機に組み込まれた相関ＰＮ信号発生器３
０の構成を示すブロック図である。
測定装置の受信機に組み込まれた相関ＰＮ信号発生器３
０の構成を示すブロック図である。
【００３６】本実施例の相関ＰＮ信号発生器は、シフト
レジスタ３８、ダウンカウンタ３９、分周器４０、比較
値発生器４１、比較器４２、およびラッチ４３から構成
される。 入力された周波数（ｆCLK −Δｆ）のクロッ
ク信号はシフトレジスタ３８に入力され、符号長Ｍビッ
トの相関ＰＮ信号を発生する。
レジスタ３８、ダウンカウンタ３９、分周器４０、比較
値発生器４１、比較器４２、およびラッチ４３から構成
される。 入力された周波数（ｆCLK −Δｆ）のクロッ
ク信号はシフトレジスタ３８に入力され、符号長Ｍビッ
トの相関ＰＮ信号を発生する。
【００３７】また、同じクロック信号はダウンカウンタ
３９に入力される。ダウンカウンタ３９は初期値（ｋ−
１）から１クロック入力毎にカウント値を減じ、カウン
ト０になった時点でカウント値を（ｋ−１）に初期化す
る。この初期化信号のパルス列（周波数Δｆ）を分周比
可変の分周器４０でＮ分周し、リセット信号を発生す
る。この構成により、リセット信号はＮ・（ｋ−１）ク
ロック毎に得られ、また外部より分周器４０の分周比Ｎ
を変更することにより観測窓幅は１ビット（時間にして
１／ｆCLK ）単位で可変となる。
３９に入力される。ダウンカウンタ３９は初期値（ｋ−
１）から１クロック入力毎にカウント値を減じ、カウン
ト０になった時点でカウント値を（ｋ−１）に初期化す
る。この初期化信号のパルス列（周波数Δｆ）を分周比
可変の分周器４０でＮ分周し、リセット信号を発生す
る。この構成により、リセット信号はＮ・（ｋ−１）ク
ロック毎に得られ、また外部より分周器４０の分周比Ｎ
を変更することにより観測窓幅は１ビット（時間にして
１／ｆCLK ）単位で可変となる。
【００３８】一方、比較値発生器４１は、観測窓位置制
御信号と、分周器４０の分周比から、比較器４２に設定
する比較値を発生する。本実施例では、ダウンカウンタ
３９が０になるのに同期してリセット信号が発生される
ことから、比較器４２に設定する比較値は、同じ観測窓
の測定を繰り返す場合（Ｍ−Ｎ）、観測窓位置をｘビッ
ト移動する場合は（Ｍ−（Ｎ＋ｘ））とする。
御信号と、分周器４０の分周比から、比較器４２に設定
する比較値を発生する。本実施例では、ダウンカウンタ
３９が０になるのに同期してリセット信号が発生される
ことから、比較器４２に設定する比較値は、同じ観測窓
の測定を繰り返す場合（Ｍ−Ｎ）、観測窓位置をｘビッ
ト移動する場合は（Ｍ−（Ｎ＋ｘ））とする。
【００３９】本実施例では、比較器４２はカウンタ３９
の値だけを比較しているため、リセット信号の１周期の
間に比較器４２からのラッチ信号はＮ回出力されるが、
実際に位相制御に関係するのはリセット信号直前の１回
だけであり、作用は従来と全く同様である。
の値だけを比較しているため、リセット信号の１周期の
間に比較器４２からのラッチ信号はＮ回出力されるが、
実際に位相制御に関係するのはリセット信号直前の１回
だけであり、作用は従来と全く同様である。
【００４０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の遅延プロフ
ァイル測定装置によれば、従来技術の相関ＰＮ信号発生
器と同等の符号位相制御機能を有しながら、スライディ
ング係数ｋはＰＮ信号の符号長Ｍにかかわらず任意の整
数とすることができるため、例えばｋ＝１０００００の
ように区切りの良い数値にすることにより外部のオシロ
スコープの表示から伝搬遅延時間が直観的に把握でき、
装置の使用性が向上する。また、例えば１０ＭＨｚの周
波数標準器から周波数（ｆCLK −Δｆ）をもつクロック
発生器の構成も比較的容易となり、装置の実現性も向上
する。
ァイル測定装置によれば、従来技術の相関ＰＮ信号発生
器と同等の符号位相制御機能を有しながら、スライディ
ング係数ｋはＰＮ信号の符号長Ｍにかかわらず任意の整
数とすることができるため、例えばｋ＝１０００００の
ように区切りの良い数値にすることにより外部のオシロ
スコープの表示から伝搬遅延時間が直観的に把握でき、
装置の使用性が向上する。また、例えば１０ＭＨｚの周
波数標準器から周波数（ｆCLK −Δｆ）をもつクロック
発生器の構成も比較的容易となり、装置の実現性も向上
する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の遅延プロファイル測定装置の受信機に
組み込まれた相関ＰＮ信号発生器の原理的構成を示すブ
ロック図である。
組み込まれた相関ＰＮ信号発生器の原理的構成を示すブ
ロック図である。
【図２】本発明の実施例装置の相関ＰＮ信号発生器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】従来装置および本発明の測定装置全体の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】従来装置および本発明の装置の動作を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図５】従来装置の相関ＰＮ信号発生器の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【符号の説明】 １６ クロック発生器 １７ 変調器 ２４ オシロスコープ ３０ 相関ＰＮ信号発生器 ３１ シフトレジスタ ３２ ラッチ ３３ カウンタ ３４ 比較値設定手段 ３５ 第１の比較器 ３６ 第２の比較器 ３７ リセット手段
Claims (1)
- 【請求項１】周波数ｆCLK の送信側クロック信号に同期
する符号系列である送信側ＰＮ信号を発生する発生手段
と、 前記送信側ＰＮ信号により、搬送波をスペクトラム拡散
変調し、送信側スペクトル拡散変調波を出力する送信側
スペクトラム拡散変調手段と、 前記送信側スペクトラム拡散変調波を放射する送信アン
テナと、 を含む送信機と、 前記放射された送信側スペクトラム拡散変調波を受信す
る受信アンテナと、 前記周波数ｆCLK と所定の周波数差Δｆを有する周波数
（ｆCLK −Δｆ）である受信側クロック信号に同期する
相関ＰＮ信号を発生する発生手段と、 前記相関ＰＮ信号により、受信搬送波をスペクトラム拡
散変調し、受信側スペクトラム変調波を出力する受信側
スペクトラム拡散変調手段と、 前記受信アンテナにより受信された送信側スペクトラム
拡散変調波を、前記相関ＰＮ信号によって、相関検波す
る相関検波手段と、 を含む受信機と、 を備え、前記送信機と前記受信機との間の電波伝搬路の
伝搬特性（遅延プロファイル）を測定する装置におい
て、 前記相関ＰＮ信号発生手段は、 前記受信側クロック信号に同期して送信側ＰＮ信号と同
一の符号系列からなる相関ＰＮ信号を出力するシフトレ
ジスタと、 前記シフトレジスタのビットパターンを記憶するラッチ
と、 前記受信側クロック信号のクロック数をカウントするカ
ウンタと、 外部からの制御信号に応じて第１および第２の比較値を
発生する比較値発生手段と、 前記カウンタのカウント値が前記第１の比較値に達し、
クロック周波数差Δｆに起因する前記相関ＰＮ信号と前
記送信側ＰＮ信号との符号位相差が初期値から所定のビ
ット数増加したことを検出した場合に、リセット信号を
出力する第１の比較器と、 前記カウンタのカウント値が前記第２の比較値に達し、
前記リセット信号が発せられるタイミングより任意のク
ロック数前のタイミングを検出した場合に、ラッチ信号
を前記ラッチに供給することによって、前記ラッチに前
記シフトレジスタが出力する値を記憶させる第２の比較
器と、 前記リセット信号に同期して前記カウンタのカウント値
を所定値へ初期化し、かつ、前記ラッチに記憶したビッ
トパターンを前記シフトレジスタに設定するリセット手
段と、 を含み、 前記ラッチ信号によって、前記シフトレジスタのビット
パターンが前記ラッチに一旦記憶され、その後、前記リ
セット信号に同期して前記ラッチに記憶されたビットパ
ターンが前記シフトレジスタに再び設定されることによ
って、相関ＰＮ信号の符号位相が制御され、 遅延プロファイルを測定する遅延時間範囲の大きさを任
意の値に制限し、測定する遅延時間範囲の位置を任意に
移動可能とすることを特徴とする遅延プロファイル測定
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4296042A JPH06148246A (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | 遅延プロファイル測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4296042A JPH06148246A (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | 遅延プロファイル測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06148246A true JPH06148246A (ja) | 1994-05-27 |
Family
ID=17828354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4296042A Pending JPH06148246A (ja) | 1992-11-05 | 1992-11-05 | 遅延プロファイル測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06148246A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7149241B2 (en) | 2000-10-11 | 2006-12-12 | Nec Corporation | Mobile station and method for allocating finger thereof in CDMA communication system |
| CN114070433A (zh) * | 2021-12-09 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种多通道收发组件移相转换时间测试系统及方法 |
-
1992
- 1992-11-05 JP JP4296042A patent/JPH06148246A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7149241B2 (en) | 2000-10-11 | 2006-12-12 | Nec Corporation | Mobile station and method for allocating finger thereof in CDMA communication system |
| CN114070433A (zh) * | 2021-12-09 | 2022-02-18 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种多通道收发组件移相转换时间测试系统及方法 |
| CN114070433B (zh) * | 2021-12-09 | 2023-05-09 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种多通道收发组件移相转换时间测试系统及方法 |
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