SU915081A1 - Анализатор сигналов 1 - Google Patents

Description

Изобретение относится к вычислительным устройствам, предназначенным для интегральных преобразований радиосигналов, и может быть использовано в радиолокации, радионавигации, гидролокации и связи. ⁵

В настоящее время в импульсных радиолокационных станциях (РЛС) находят широкое применение приемники обнаружения, состоящие из коррелятора и порогового устройства.

Известно многоканальное корреляционное устройство, которое является оптимальным в случае, если время прихода отраженного от цели сигнала точно неизвестно, и представляет собой систему параллельных каналов, содержащих корреляторы какого-либо из рассмотренных выше типов. При этом на перемножители каждого канала _я подаются опорные сигналы с различными задержками, сдвинутые относительно друг друга на величину времени Δ.Ι, определяемую разрешающей спо- ‘

собностыо РЛС, по дальности (где с - скорость распространения^ электромагнитных волн),т.е. на величину, равную интервалу корреляции Δί сигналов. Каждый канал корреляционной обработки в такой многоканальной схеме вычисляет значение корреляционного интеграла для сигнала с определенным временем запаздывания. Для просмотра всей дальности ϋ РЛС необходимо иметь большое число каналов корреляционной обработки .«тЗ? (где Т_СА - период следования^р зондирующих импульсов РЛС), которое может составить несколько сотен или тысяч. Реализация такого большого числа параллельных каналов в многоканальном корреляционном устройстве вызывает серьезные технические трудности. Поэтому на практике поступают следующим образом: разбивают всю " ' дальность действия РЛС на небольшиеучастки, называемые "зонами дальности", и последовательно исследуют

20

25

3 91508

каждый из участков дальности на наличие в нем сигнала цели. Многоканальное корреляционное устройство реализуется с числом каналов, необходимым для просмотра одной "зоны дальности", что значительно меньше числа каналов, необходимых для просмотра всей дальности действия РЛС.

Для последовательного просмотра всех "зон дальности" необходимо, чтобы опорный сигнал поступал на многоканальное корреляционное устройство в моменты времени, соответствующие началам "зон дальности" Г11.

Недостатком такого корреляционного устройства является то, что оно определяет отсчетные значения корреляционной функции входных сигналов _: .через дискретные интервалы времени. ί Конструкция такого устройства достаточно сложна.

Кроме того, этим корреляционным устройством невозможно определить спектральные характеристики входных сигналов.

Известен аналоговый анализатор · сигналов, который содержит два .входных канала и один выходной канал и позволяет определить непрерывные зна· чения (а не значения в отдельных отсчетных точках) функции корреляции И спектральной плотности входных сигналов. Первый входной канал известного анализатора содержит первый входной аналоговый анализатор комплексного спектра, а второй входной ^3δ канал - последовательно соединенные второй входной аналоговый анализатор комплексного спектра, смеситель с подключенным к его гетеродинному входу генератором гармонического сиг-⁴⁰ нала (двухчастотным, переключаемым) и полосовой₃фильтр. Входные каналы подключены ко входам смесителя входных каналов. Выход этого смесителя соединен с входом выходного аналого- ⁴⁵ вого анализатора комплексного спектра [2].

Недостатком известного анализатора является уменьшение отношения сигнал/ /шум на выходе устройства при неиз- 5° вестной спектральной плотности мощности шума на входе, который является стационарным эргодическим случайным процессом и представлен своей реализацией в виде шумовой компонен- 55 ты х(I).

Цель изобретения - увеличение отношения сигнал/шум на выходе устрой30

1 4

ства при обработке аддитивной смеси сигнала и шумовой помехи с неизвестной спектральной плотностью мощности.

Указанная цель достигается тем, что в анализатор сигналов, содержащий три анализатора комплексного спектра, первые входы первых двух анализаторов комплексного спектра являются соответственно первым и вторым входами анализатора сигналов, выходы первого и второго анализаторов комплексного спектра подключены к первым входам соответственно первого и второго смесителей,второй вход второго смесителя подключен к выходу генератора радиосигналов, выход второго смесителя через полосовой фильтр подключен к второму входу первого смесителя, введены коммутатор, третий смеситель, модулятор, второй полосовой фильтр, фильтр нижних частот, блок управления и цифровой вычислитель, первые два входа которого объединены с соответствующими входами блока управления и являются соответственно третьим и четвертым входами анализатора сигналов, пятый вход которого является третьим входом цифрового вычислителя, пятый и шестой входы которого соединены соответственно с выходом фильтра нижних частот и с первым выходом блока управления, второй вход которого подключен к управляющему входу коммутатора, информационный вход которого объединен с первым входом третьего смесителя и соединен с выходом первого анализатора комплексного спектра, выход коммутатора подключен к второму входу третьего смесителя, выход которого соединен с входом фильтра нижних частот, вторые входы анализаторов комплексного спектра объединены и подключены к четвертому входу анализатора сигналов, выход второго смесителя подключен к первому входу модулятора, второй вход которого соединен с выходом цифрового вычислителя, а выход подключен к первому, входу третьего анализатора комплексного спектра.

Причем цифровой вычислитель содержит дискриминатор, сумматор, аналого-цифровой и цифроаналоговый преобразователи, три блока .памяти, счетчик, два блока деления, триггер, элемент И и сглаживающий фильтр, выход которого является выходом цифрового вычислителя, первые входы

915081

триггера, аналого-цифрового преобра* зователя, блоков деления, блоков памяти и счетчика объединены и являются первым входом цифрового вычислителя, второй вход которого соединен ₅ с вторыми входами блоков .памяти, блоков деления с первым входом элемента И, второй вход которого соединен с выходом триггера, а выход подключен к входу счетчика, третьи вхо- ю ды блоков памяти, блоков деления, первый вход дискретизатора, второй вход аналого-цифрового преобразователя объединены и являются третьим входом цифрового вычислителя, четвертые входы первого блока памяти и первого блока деления и второй вход триггера объединены и являются четвертым входом цифрового вычислителя, пятым входом которого является ₂₀ второй вход дискретизатора, выход которого подключен к третьему входу аналого-цифрового преобразователя, выход которого подключен к первому входу сумматора, второй вход которо го соединен с первым выходом первого блока памяти, пятый вход которого подключен к выходу сумматора, а второй выход соединен с пятым входом первого блока деления, шестой вход ко^- ₃₀ торого подключен к выходу счетчика, выход первого блока деления соединен с четвертым входом второго блока памяти, выход которого подключен к чет* вертому входу второго блока деления, выход которого соединен с четвертым входом третьего блока памяти, выход которого подключен к входу цифроаналогового преобразователя, выход которого соединен с входом сглаживающего фильтра.

Введение в устройство третьего смесителя, фильтра нижних частот, цифрового вычислителя, блока управления и модулятора позволяет определить_<5 с желаемой статистической точностью спектральную плотность мощности помехи, а следовательно, и "выбеливающую" функцию, запомнить ее и подать на модулятор для осуществления операции "выбеливания" взаимного спектра коле^-50 баний, принятых радиолокационной станцией, и опорного сигнала. Такая процедура обработки принятого РЛС колебания максимизирует отношение сигнал/шум на выходе устройства. ⁵⁵

На фиг.1 приведена схема описываемого устройства; на фиг.2 - блок управления; на фиг.З - схема анализатора комплексного спектра; на фиг.4 структурная схема цифрового вычислителя.

Анализатор спектра содержит первый входной анализатор комплексного спектра 1, первый смеситель 2, коммутатор 3, третий смеситель 4, фильтр нижних частот 5, цифровой вычислитель 6, модулятор 7» блок управления 8, второй входной анализатор 9 комплексного спектра, второй смеситель 10, генератор радиосигналов 11, первый полосовой фильтр 12, второй полосовой фильтр 13, выходной анализатор 14 комплексного спектра.

Блок управления 8 содержит счетчик 15 импульсов с регулируемым коэффициентом деления на Ν, триггер 16. с запуском на раздельные входы и блок 17 установки коэффициентов деления.

Анализатор спектра (фиг.З) содержит полосовой фильтр 18, блок 19 умножения, генератор 20 с линейной модуляцией частоты в импульсе (ЛЧМ-ге· нератор), полосовой фильтр 21 и дисперсионный четырехполюсник 22.

Цифровой вычислитель 6 (фиг.4) содержит дискретизатор 23, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 24, сумматор 25, блок 26 памяти, блок 27 Деления, счетчик 28, элемент И 29,триггер 30, блок 31 памяти, блок 32 деления, блок памяти 33, цифроаналоговый преобразователь(ЦАП) 34, (сглаживающий) фильтр 35·

Выход первого входного анализатора 1 комплексного спектра соединен с входом первого 2 смесителя, коммутатора 3, третьего 4 смесителя, второй вход которого соединен с выходом коммутатора 3· Выход третьего 4 смесителя через фильтр 5 нижних частот соединен с сигнальным входом цифрового зычислителя 6, выход которого подключен к управляющему входу модулятора 7. Блок управления 8 первым выходом подключен к управляющему входу коммутатора 3, а вторым выходом -* к четвертому управляющему входу цифрового вычислителя 6.

Выход второго входного анализатора 9 комплексного спектра соединен с сигнальным входом второго смесителя 10, к гетеродинному входу которого подключен генератор 11 радиосигналов. Выход второго смесителя 10 через первый полосовой фильтр 12 подключен к второму входу первого смесителя 2, выход последнего через второй полосо7 91

вой фильтр 13 подключен к сигнальному входу модулятора 7, подключенного выходом к сигнальному входу выходного анализатора 14 комплексного спектра. При этом первый управляющий вход цифрового вычислителя 6 соединен с первым управляющим входом блока управления 8, а его третий управ'ляющий вход соединен с управляющими входами первого 1, второго 9 входных и выходного 14 аналоговых анализаторов комплексного спектра и с вторым управляющим входом блока управления 8.

Рассмотрим работу анализатора (фиг.1) в составе приемника обнаружения импульсной радиолокационной станции. Колебание г(¢), принятое импульсной РЯС за период следования Т_СА зондирующих сигналов, представляет собой аддитивную смесь сигналов, отраженных от целей, находящихся на различных дальностях 0^ (где 0

^и следовательно, запаздывающих относительно момента излучения зондирующего сигнала РЛС на величину ¢.= —ζ-² и шумовой компоненты х(£)» которая представляет собой реализацию стационарного эргодического процесса с априори неизвестной спектральной плотностью мощности. Таким образом,

С

г(¢) = £ (¢-^ )+х(т) при 0 < Ц ί Т_СА ,

где количество отраженных сигналов, принятых РЛС за время одного

¹ периода следования Т_СА зондирующих импульсов, при этом 0<1<1__тс^, а 1_тох= =-~- - максимальное количество разрешающих элементов дальности. Считаем, что ширина спектра шумовой компонент^ х(т) равна ширине спектра дМ_с сигнала РЛС $(¢), поскольку спектр шумовой компоненты χ(ί) ограничивается по ширине полосой пропускания приемного тракта РЛС, которая равна ширине спектра сигнала 5(1), следовательно, дМ_ш=дМ_ь. Поэтому ширина спектра дУ колебания г(¢), принимаемого РЛС, равна ширине спектра сигнала $(¢), т.е. дУ=дУ_с,

Работа анализатора сигналов обработки делится на два режима.

В первом режиме работы в предлагаемом устройстве производится определение спектральной плотности мощности шумовой компоненты х(О, вычисление "выбеливающей" функции, которая является обратной по отношению к спект5081 8

ральной плотности мощности стационарного эргодического случайного процесса, представленного своей реализацией в виде шумовой компоненты х(Т), и запоминание "выбеливающей" функции.

В этом случае РЛС работает только на прием, т.е. в режиме "молчания", не излучая зондирующих сигналов $(¢). При этом на вход предлагаемого уст₁₀ ройства поступает колебание г₀ (¢), представляющее собой только шумовую компоненту х(£). Опорный сигнал 5_0п (¢) в первом режиме работы на вход устройства обработки не посту₅₅ пает. Таким образом, колебание ^(¢) = =х (¢).

Во втором режиме работы РЛС' излучает зондирующие сигналы $(¢). При этом на вход анализатора сигналов обработки поступает принятое приемником РЛС колебание г(¢), которое'представляет собой аддитивную смесь запаздывающих сигналов, отраженных от целей, находящихся на различных даль25 ностях, и шумовой компоненты χ(ν) , Спектральная плотность мощности которой была определена в первом режиме работы. Во втором режиме работы на другой вход предлагаемого устрой₃₀ ства обработки поступает опорный сигнал $_оп(0, представляющий собой копию излученного РЛС сигнала $(¢). В процессе обработки колебания г(г), принятого РЛС и поступающего на вход предлагаемого устройства, осуществля³⁵ ется операция "выбеливания" и вычисления взвешенных корреляционных функций сигналов РЛС, отраженных от целей, находящихся на различных дальностях. При этом отношение сигнал/шум на выходе устройства максимизируется.

оложение во времени максимумов взвешенных корреляционных .функций на выходе, устройства определяет дальность целей.

Рассмотрим первый режим работы ана лизатора сигналов (фиг.1), когда на вход устройства поступает только шумовая компонента х(т), при этом опорный сигнал $_оп(¢) на устройство не поступает. Пусть на сигнальный вход первого входного аналогового анализатора 1 комплексного спектра поступает принятое РЛС в режиме "молчания" колебание г₀(т)=х(^, т.е. .шумовая ⁵⁵ компонента х(О, представляющая собой реализацию стационарного эргодического случайного процесса с нулевым средним значением. Ширина спектра

40

45

50

ПС

|пс

915081

10.

шумовой компоненты д^_Ц)=дУ не превышает полосу обзора дУд первого входного анализатора 1 комплексного спектра, следовательно дУ_ш=дУ_с£ ν/_α ι Период повторения работы анализатора 1 спект~₅ ра задается периодической последовательностью импульсов запуска, поступающих на его управляющий вход из блока синхронизации РЛС с периодом следования, равным Т=Т_СЛ. Длитель- ,о ность выборки из реализации стационарного эргодического процесса х(с), обрабатываемой первым входным анализатором 1 спектра в. каждом периоде его работы, определяется длительное- и тью радиоимпульса гетеродина анализатора 1 спектра и равна Т. Поэтому первый входной аналоговый анализатор 1 комплексного спектра обрабатывает периодическую последовательность из го N выборок, длительностью Т каждая с периодом следования Τ_πθ_ρ =Т из реализации случайного процесса х(с), при этом преобразование Фурье осуществляется по каждой выборке. Таким обра- 25 зом, первый входной аналоговый анализатор 1 спектра^работает со скважностью, равной ^££=1 . В данном устройстве в качестве анализаторов комплексного спектра могут быть ис- ₃₀ пользованы дисперсионные или рециркуляционные анализаторы спектра, которые могут работать со скважностью <1=1, а анализаторы спектра дисперсионного типа могут работать даже с перекрывающимися во времени выборками, т.е. со скважностью Ц<1.

Первый входной анализатор 1 комплексного спектра осуществляет преобразование Фурье п-ой выборки длительностью Т (где Т - длительность радиоимпульса гетеродина анализатора спектра) из реализации х(с) стационарного эргодического случайного процесса и воспроизводит (с некоторой , постоянной задержкой ίθ=Τ, которая несущественна для изложения принципа работы устройства) за время воспроизведения ϊξ, полученный спектр на средней частоте У_о как функцию времени, комплексная огибающая которой пропорциональна комплексному спектру номер'

35

40

45

50

’М 7 (где η=1,2,3 ,... ,Ν выборки) анализируемой выборки с масштабным коэффициентом (рад/с®),

При этом

* тЖ> II ^е*Р Ч С я-*])},

55

^гд^е (ЧЕМ . ^{и с}°ответственно амплитудный и фазовый спектр п-ой выборки. Вред»я воспроизведения спектра выборки X η (/^определяется как ίθ= ^{а так как}

дМ_т=_ли_ь, то Таким образом,

полоса частот дЦ· воспроизводится анализатором 1 спектра за время с в ί т.

Значит, при поступлении на сигнальный вход первого входного анало· гового анализатора 1 комплексного спектра шумовой компоненты х(с), , которая представляет собой реализацию стационарного эргодического слу· чайного процесса с нулевым средним значением, а на его управляющий вход периодической последовательности импульсов запуска, поступающих из блока синхронизации РЛС с периодом следования Т, на выходе анализатора 1 спектра формируется сигнал, представляющий собой периодическую последовательность из N радиоимпульсов длительностью каждый, периодом следования Т и средней частотой каждого импульса М_о, Комплексные огибающие этих радиоимпульсов пропорциональны комплексным спектрам Х_п(мк)· соответствующих выборок из реализации χ(ί) случайного процесса. Этот выходной сигнал анализатора.1 спектра поступает на вход первого 2 смесителя , коммутатора 3 и на вход третьего 4 смесителя. На второй вход первого 2 смесителя в первом режиме работы устройства не поступает никакого сигнала, поскольку в этом режиме на второй вход устройства не подается опорный сигнал 5_οη(ί), Коммутатор 3, представляющий собой обычный стробируемый каскад, управляется видеоимпульсом длительностью ΝΤ из блока управления бив первом режиме работы устройства находится в открытом состоянии и, следовательно, пропускает выходной сигнал анализатора 1 спектра, поступающий на его (коммутатора 3)-вход, на выход. Выходной сигнал коммутатора 3 поступает на второй вход третьего 4 смесителя. Таким образом, на входах третьего 4 смесителя действуют две одинаковые периодические по еледовательности из N радиоимпульсов длительностью каждый с периодом следования Т, со средней частотой 3$ полнения каждого радиоимпульса и

11 915081

12

комплексными огибающими, пропорциональными комплексным спектрам Х^/**) соответствующих выборок из шумовой компоненты χ(ί), которая представляет собой реализацию стационарного , эргодического случайного процесса. Фильтр 5 нижних частот служит для выделения сигналов разностной частоты ^'=^£,-^0=0, образованных в результате смешения двух периодических по- ; сле^овательностей из N радиоимпульсов, действующих на входах третьего 4 смесителя. Полоса пропускания (прозрачности) фильтра 5 нижних частот равна полосе обзора дМд входного анализа- , тора 1 спектра, следовательно, верхняя граничная частота полосы пропускания фильтра 5 равна На выходе фильтра 5 нижних частот образуется сигнал разностной частоты М'=0, ₂ у которого модули комплексных огибающих (пропорциональные амплитудным спектрам | X (/+±?| выборок) соответствующих радиоимпульсов в периодических последовательностях, поступа- ₂ ющих на входы третьего 4 смесителя, перемножаются, а их фазовые члены (пропорциональные фазовым спектрам агд£Хп(А^г)У выборок) вычитаются один из другого и взаимно компенсируют ₃ друг друга. Таким образом, сигнал разностной частоты VI' =0 на выходе фильтра 5 нижних частот имеет ряд периодической последовательности из N видеоимпульсов длительностью каждый, с периодом следования Т и ³ пропорциональных выборочным оценкам Ε^(,αί) спектральной плотности мощности шумовой компоненты χ(ί^.

Однако выборочные оценки С_ъ(хл)

„ ^п 4

спектральной плотности мощности стационарного эргодического случайного процесса являются несостоятельными оценками, у которых дисперсия (флуктуационная составляющая ошибка оценивания) стремится к квадрату оцениваемой величины при стремлении длительности Т выборки из реализации χ(ί) случайного процесса к бесконечности. Для получения состоятельной оценки спектральной плотности мощ- ⁵ ности (уменьшения дисперсии оценки) случайного процесса, представленного реализацией χ(ί), необходимо произвести усреднение по всем N выборочным оценкам Б_п(д£) спектральной плот-⁵ ности мощности, т.е. необходимо просуммировать все N выборочных оценок С_п(дт) спектральной плотности мощности и разделить полученную сумму на число слагаемых Ν. Таким образом, получается выборочная сглаженная оценка спектральной плотности мощности См(дт)= г.&СЛпХ) , которая яв^Ν Πϊ-Ι

ляется состоятельной оценкой. При этом дисперсия выборочной сглаженной оценки С_м(дЛ) уменьшена примерно в N раз и, следовательно, в корень из N раз повышена ее статистическая точность^по сравнению с выборочной оценкой С_л(д.т) спектральной плотности мощности.

Такая процедура получения спектральной плотности мощности стационарного эргодического случайного процесса использует разбиение исходной реализации х(ф) случайного процесса на N выборок длительностью Т каждая, вычисление по каждой выборке выборочной оценки С_п(/л) спектральной плотности мощности случайного процессу и усреднение N выборочных оценок С_п(/4.с) для получения выборочной сглаженной оценки (^ί) спектральной плотности мощности эквивалентна сглаживанию выборочной оценки ' (ит) спектральной 'плотности мощности, полученной по выборке длительностью ΝΤ . с помощью спектрального окна Бартлета, имеющего вид ςτ(ω)=Τ ^Вь1би"

рая достаточно большим число выборок Ν, по которым производится усреднение выборочных оценок спектральной плотности мощности β_η(/4ί), можно сделать дисперсию выборочной сглаженной оценки 5ν(^ϊ) спектральной плотности мощности очень малой.

Для осуществления операции усреднения N выборочных оценок С_п(дх) спектральной плотности мощности случайного процесса, представленного реализацией χ(ί), выходной сигнал фильтра 5 нижних частот, представляющий собой периодическую последовательность из N видеоимпульсов длительностью каждый, с периодом следования Т и пропорциональных выборочным оценкам С_л(μί) спектральной плотности мощности случайного процесса, поступает на сигнальный вход цифрового вычислителя 6. Последний в цифровом виде вычисляет в период времени ΝΤ £ Ь < (Ν+1)Т выборочную сглаженную оценку 6_Ν(αί) спектральной плотности мощности, οι ределяет в цифровом виде в этот же

13

915081

14

момент времени "выбеливающую" функцию, обратную выборочной сглаженной оценке спектральной плотности мощности В_Н(Н:)=-^д^^слУ чайного процесса, запоминает эту "выбеливающую" функцию и выдает ее на своем выходе в аналоговом виде с периодом следования Т.

На выходе цифрового вычислителя 6 образуется периодическая последовательность видеоимпульсов с периодом следования Т, пропорциональных функции Β_Ν(μΐ), обратной выборочной сглаженной оценке С_н (ач) спектральной плотности мощности стационарного эргодического случайного процесса, представленного своей реализацией в виде шумовой компоненты х(с). Этот выходной сигнал цифрового вычислителя 6, представляющий собой периодическую последовательность "выбеливающих" функций Вм(^1), поступает на управляющий вход модулятора 7. На первый и второй управляющие входы блока управления 8 поступают импульсы из блока синхронизации РЛС. На первый вход блока управления 8 в момент включения первого режима работы РЛС поступает импульс установки исходного состояния, который переводит счетчик импульсов с регулируемым коэффициентом деления в исходное состояние и поступает на триггер по первому входу, опрокидывая его. Выходной_?5 сигнал триггера 16 поступает на управляющий вход коммутатора 3 и открывает его. На второй вход блока управления 8 поступает периодическая последовательность импульсов с периодом ₄₀ следования Т, которая подвергается делению с коэффициентом деления N в счетчике импульсов с регулируемым коэффициентом деления. Выходной си1— нал счетчика импульсов в момент вре мени ΝΤ поступает на четвертый управляющий вход цифрового вычислителя 6 для управления работой цифрового фильтра и в блок синхронизации РЛС для переключения РЛС во второй режим работы, в котором излучаются зондирующие импульсы 5(ΐ), и на второй вход триггера, опрокидывая его и, тем самым, запирая коммутатор 3.

Выбирая коэффициент деления N частоты повторения импульсов в счетчике с регулируемым коэффициентом деления блока управления 8,можно на выходе цифрового вычислителя 6 получить с

15

20

>ч

30

45

50

55

требуемой статистическом точностью "выбеливающую" функцию Β_Ν(μχ), обратную выборочной сглаженной оценке 0_Ν(μΛ) спектральной плотности мощ₅ ности стационарного эргодического случайного процесса, представленного реализацией шумовой компоненты χ(ί).

Рассмотрим второй режим работы анализатора сигналов (фиг.1) на прию мере одного периода работы РЛС. В этом режиме работы РЛС излучает зондирующие сигналы 5(С), период следования которых Тел =Т, при этом длительность зондирующего сигнала 5(ί) 1_И«Т_СМ Колебание, принятое импульсной РЛС за период следования Т_СЛ=Т зондирующих сигналов 5(ί),представляет собой аддитивную смесь запаздывающих на время импульсных сигналов, отраженных от целей, находящихся на различных дальностях ϋ· (где 0ί ϋ; ί * Отах)» и непрерывной шумовой компоненты х(с), представляющей собой реализацию стационарного эргодического случайного процесса, выборочная сглаженная оценка С_м(^с) спектральной плотности мощности которого была определена в первом режиме работы устройства. Таким образом, колебание г(с), принятое РЛС в этом режиме работы, имеет вид

ц

г(с)= Σ3 5;(С“С4)+х(с) при 0 < С £ Т_Сд ,

где

I - количество отраженных сигналов, принятых РЛС за время одного периода следования Тел, при

этом 0-ί 1_-ί 1_тйх, ^а С гвдх⁼ "д0р максимальное количество разрешающих элементов дальности д0р. Ширина спектра дУ колебания г(с) равна ширине спектра дУ₀ сигнала 5(с), т.е. д М=дМ(<.

Колебание г(С) , принятое РЛС за время, равное периоду следования зондирующих сигналов 5(с), поступает на сигнальный вход первого входного анализатора 1 комплексного спектра, параметры и режим работы которого такие же, как и в случае первого режима работы устройства, т.е. длительность выборки Т, обрабатываемой.анализатором 1 спектра, равна периоду следования Т_СА =Т зондирующих сигналов РЛС, полоса обзора равна д Мд период работы задается периодической последовательностью импульсов запуска с периодом следования Т_пер=Т£д, поступающих на его управляющий вход из блока синхронизаци РЛС. Таким об15’

915081

разом, анализатор 1 спектра работает со скважностью 0=1 и за время, равное длительности выборки Т, обрабатывает колебание г (¢), принятое РЛС на одном периоде следования =Т зондирующих сигналов £(¢), т.е. за каждую выборку Т обрабатывается вся дальность Олча* действия РЛС.

Анализатор 1 спектра осуществляет преобразование Фурье колебания г(с)_г принятого РЛС на одном периоде следования Т_СА =Т зондирующих сигналов £(¢), и воспроизводит (с постоянной задержкой ί₀=Τ, которая несущественна для пояснения принципа работы уст-₁₅ ройства) за время воспроизведения ¢^ полученный спектр на средней частоте VI₀ как функцию времени, комплексная огибающая которой пропорциональна комплексному спектру К(^) колебания ¢(¢) с масштабным коэффициентом д (рад/с¹*). Время воспроизведения спектр &(д4:) колебания г(О равно Ц =

⁼ δ^^τ’ ^{а так} как д^ср, АУ_С, ^{то с}в4Т,

и таким образом,полоса частотд воспроизводится анализатором 1 спектра за время Ц Т.

Преобразование Фурье является линейным преобразованием, и для него выполняется принцип суперпозиции, по-³⁰ этому комплексный спектр Κ(/ά) колебания ¢(¢) представляет собой аддитивную смесь комплексных спектров £^(^¢) отдельных сигналов РЛС, отраженных от различных целей, и комплексного 35 спектра выборки Я(/хф) из непрерывной шумовой компоненты х(О. Известнб, что сдвиг сигнала во времени на величину + приводит к возникновению в его спектре дополнительного фазово-4® го множителя ехр(+^¢^,). Поэтому вре10

20

25

менной сдвиг сигнала $^(¢-4,-) РЛС, отраженного от целей, относительно центра выборки длительностью Т, обрабатываемой анализатором 1 спектра 45 на величину Ц = (1\-Ч_л) (где О^С^Т), приводит к возникновению в спектре сигнала дополнительного фазового множителя ехр[£ μ.£(Τ/2-^· ) (где ^=νΐ).

При этом знак "+" или в этом фаг 50 зовом множителе определяется знаком величины -^ = (Т/2-^) „ Так как выходной сигнал аналогового анализатора комплексного спектра формируется в виде функции времени с комплексной 55

огибающей, пропорциональной комплексному спектру входного сигнала, то дополнительный фазовый множитель, воз- 1б

16

никающии в спектре сигнала при сдвиге его во времени относительно центра выборки, обрабатываемой анализатором спектра, можно привести к виду ехр(+ , где дМ- = м(Т/2-^·), Это

означает изменение средней частоты колебания, на которой формируется комплексная огибающая, пропорциональная спектру сигнала, на величину+дМ;, т.е. средняя частота колебания ν/(=ν/₀+

+ дМ. , поскольку при Х^=Т/2 (¢^=0), когда сигнал 5; (¢-^ ) находится в центре выборки длительностью Т, обрабатываемой анализатором спектра, величина д\^ равна нулю, и спектр сигнала формируется на колебании со средней частотой \ч/₀.Если сигнал 5( (¢~^) находится в начале выборки, обрабатываемой анализатором спектра, то ¢(=0, и величина д V-=-£. Если же сигнал £((¢-1() находится в конце выборки, то ¢-=1, а величина дМ;^^ =- Таким образом, средние частоты колебаний, на которых формируются комплексные спектры запаздывающих сигналов пЗД^-Та)» изменяются в полосе частот, равной полосе обзора дУд анализатора 1 спектра, так как Δ^^χ_п=д.Т=дЦз. Следует отметить, что положение выходного сигнала (т.е. спектра) на оси времени не зависит от места расположения сигнала в выборке, обрабатываемой анализатором 1 спектра, определяется только средней частотой заполнения радиосигнала 5((1-1.,-), которая (частота ν/ςρ) одинакова для всех сигналов £,5 (¢-1() (без учета влияния эффекта* Допплера), принятых РЛС за время, равное периоду следования Т_Сл зондирующих сигналов £(¢). Поэтому на выходе анализатора 1 спектра спектры всех сигналов появятся одновременно.

Таким образом, на выходе первого входного аналогового анализатора 1 комплексного спектра формируется сигнал со средней частотой VIо и комплексной огибающей, пропорциональной комплексному спектру К(у<1) колебания г(¢), принятого РЛС, представляющий "собой аддитивную смесь радиоимпульсов, каждый из которых имеет длительность Ц, комплексную огибающую, пропорциональную комплексному спектру соответствующего си|—

нала 5^(1-!,·), среднюю частоту заполнения =Уд + дМ(и радиоимпульса длительностью ίθ, с комплексной огиающеи, пропорциональной комплекс18

. 17 915081

ному спектру Х(дЛ) выборки длительностью Т из непрерывной шумовой компоненты х(б), и средней частотой * заполнения и о (поскольку шумовая компонента х(б) перекрывает всю обрабатываемую выборку длительностью Т, то ее спектр формируется на частоте Мо)· Следовательно, выходной сигнал анализатора 1 спектра, сформированный на колебании со средней частотой Μ© и с комплексной огибающей, пропорциональной комплексному спектру К(^с) сигнала г(¢), имеет вид .

&(μΛ)εχρθΜ₀ΐ)= [Б 5-(дЛ)ехр(им.С)я ” +Х(д1)] ехрим_от)Л°

Этот выходной сигнал анализатора

1 спектра поступает на вход первого

2 смесителя, коммутатора 3 и на вход третьего 4 смесителя. Так как коммутатор 3 во втором режиме работы предлагаемого устройства находится в закрытом состоянии (поскольку отсутствует отпирающий его видеоимпульс, который подается только в первом режиме работы на.управляющий вход коммутатора 3 с первого выхода блока управления 8), то на второй вход •третьего смесителя 4 сигнал не поступает, а следовательно, отсутствует сигнал и на выходе третьего смесителя 4.

На сигнальный вход второго анализатора 9 комплексного спектра поступает опорный сигнал 5_0П (1:) , который

представляет собой копию зондирующего сигнала РЛС 5(ί). Этот сигнал 5ο_η(ί) поступает на вход анализатора 9 спектра в момент излучения РЛС зондирующего сигнала 5(¢), В этот же момент времени на управляющий вход анализатора 9 спектра из блока синхронизации РЛС поступает запускающий импульс. Средняя частота заполнения 1/_Ср опорного сигнала 5дп(с) такая

10

20

25

30

35

40 ι

45

колебания ¢(¢), поступающего на вход первого входного анализатора 1 спектра. Параметры и режим работы второго входного аналогового анализатора 9 комплексного спектра такие же, как и у первого входного анализатора 1 спектра, т.е. длительность Т выборки, обрабатываемой анализатором 9 спектра, равна периоду следования Т_сл =Т зонди-⁵⁵ руюцих сигналов $(¢) РЛС, полоса обзора анализатора 9 спектра равна период работы задается

50

периодическом последовательностью импульсов запуска с периодом следования Т_С„=Т, поступающих на его управляющий вход из блока синхронизации РЛС.

Выходной сигнал второго входного анализатора 9 комплексного спектра представляет собой радиоимпульс длительностью ¢^= Т, со средней частотой заполнения {М₀+-£-)=Л/₀+и комплексной огибающей, пропорциональной комплексному спектру 5_0п(дЛ) опорного сигнала 5οη(ί)· Увеличение средней частоты У о заполнения выходного сигнала анализатора 9 спектра на величину бУд/2 произошло за счет возникновения в спектре сигнала 5оп (О дополнительного фазового множителя, так как опорный сигнал 5οη(ΐ) поступает на вход анализатора 9 спектра в начале обрабатываемой им выборки длительностью Т, а не в центре ее. Таким образом, выходной сигнал анализатора 9 спектра (без учета постоянной задержки ¢(, =Т) имеет вид £₀^(дх) .ехрО'У^). Этот выходной сигнал второго входного анализатора 9 спектра поступает на сигнальный вход второго смесителя 10, где смешивается с гармоническим колебанием частоты У^, которое вырабатывается генератором 11 радиосигналов и поступает на гетеродинный вход второго смесителя 10. Первый полосовой фильтр 12 со средней частотой полосы пропускания выделяет нижнюю боковую полосу частот, снимаемую с выхода второго смесителя 10 и образованную разностью частот смешиваемых колебаний, т.е. У^У^-У^. Выходной сигнал 5оп(д±)ехр(]У^) перво}го полосового фильтра 12 со средней ,частотой поступает на второй вход 2 первого смесителя, на первый вход которого поступает выходной сигнал первого входного аналогового анализатора 1 спектра со средней частотой. Второй полосовой фильтр 13 со средней частотой полосы пропускания выделяет нижнюю боковую полосу частот, образованную на выходе первого 2 смесителя разностью частот смешиваемых колебанид^ таким обгаром, Уд =у₀-у₃=у₀-Уо - “у+ У,^=У^- --^⁹. Поскольку комплексные огибающие радиоимпульсов, поступающих на входы первого 2 смесителя, пропорциональны комплексным спектрам $ (уи1) =/5 (μί)/ехр Гаг д$ (^ Ц] соответствующих сигналов, то для сигнала разностной частоты У.=Уг)- -у,

19 915081

20.

выделенного посредством второго полосового фильтра 13, модули комплексных огибающих (пропорциональные амплитудным спектрам 5(м) соответствующих сигналов) радиоимпульсов, поступающих на входы первого 2 смесителя, перемножаются, а их фазовые члены (пропорциональные фазовым спектрам агд $(дЛ) соответствующих сигналов) вычитаются один из доугого. 1

• Таким образом, выходной сигнал второго полосового фильтра 13 представляет собой аддитивную смесь радиоимпульсов, каждый из которых имеет длительность ¢¢,, комплексную огибаю- 1 щую, пропорциональную произведению 5 -(цх)5р_п (дх) комплексного и комплексно-сопряженного спектров (т.е. взаимному спектру) отраженного от цели сигнала и опорного сигнала 2

5оп(¹)» среднюю частоту заполнения

=Μι ίΔΐ·/} и радиоимпульса со средней частотой заполнения , длительностью ¢^ с комплексной огибающей, пропорциональной произведению X (μΛ )х 2

(дЛ) комплексного и комплексносопряженного спектров (т.е. взаимному спектру) выборки из шумовой компоненты χ(ί) и опорного сигнала 5_0η( I),. при этом выходной сигнал второго по- 31 лосового фильтра 13 занимает полосу частот, равную тахт-ΐη =

=й\7_а. Следовательно, выходной сигнал второго полосового фильтра 13 имеет вид _3;

[ £ 5,(Μ)δ£_η(Μ)βχρ(+Δ _Δω;)+ й(М)5*п* ΐ=0

χ (м)]ехрСз^-ь). 41

'этот сигнал с выхода второго полосового фильтра 13 поступает на сигнальный вход модулятора 7, на управляю-щий (модулирующий) вход которого в . ⁴этот же момент времени с выхода цифрового вычислителя 6 поступает видеоимпульс, пропорциональный "выбеливающей" функции Β_Ν(μΛ)= ς7Γ(ΰϊ)’ ^ко~ торая была определена во время перво- ⁵⁰ го режима работы предлагаемого устройства. Моменты выдачи "выбеливающей" функции Β_Ν(μϋ) с выхода цифрового вычислителя 6 на управляющий (модулирующий) вход модулятора 7 определяются периодической последовательностью импульсов запуска с периодом следования Т, поступающих на третий

управляющий вход цифрового вычислителя 6 из блока синхронизации РЛС.

Выходной сигнал модулятора 7 пропорционален произведению сигналов, поступающих на его управляющий (модулирующий) и сигнальный входы, и имеет вид

[ В 5^*}§оп №№ (1 )+ X (М)5 олМ]

хехр(^₄1)

Следовательно, в модуляторе 7 осуществлена операция "выбеливания" аддитивной смеси радиоимпульсов с комп лексными огибающими, пропорциональными взаимным спектрам отраженных и опорного сигналов, и радиоимпульса с комплексной огибающей, пропорциональной взаимному спектру выборки из шумовой компоненты и опорного сигнала, поскольку входной сигнал модулятора 7 умножен на функцию, обратно пропорциональную выборочной сглаженной оценке спектральной плотности мощности случайного процесса.

Следует отметить, что в модуляторе 7 осуществлена операция взвешивания во времени функций времени, одна ко учитывая, что в предлагаемом устройстве время Г однозначно связано с частотой посредством масштабного коэффициента и. (рад/с^) и, следовательно, спектры всех сигналов с помощью аналоговых анализаторов комп лексного спектра представлены в виде функций времени с комплексными огиба ющими, пропорциональными комплексным спектрам сигналов, эта операция взве шивания во времени функций времени полностью эквивалентна традиционной операции "выбеливания", осуществляемой непосредственно в частотной области с помощью "выбеливающего" филь· тра с постоянными параметрами, у которого передаточная функция является обратной к спектральной плотности мощности стационарного процесса, представленного своей реализацией в виде шумовой компоненты х(т).

Выходной сигнал модулятора 7. занимающий полосу частот Δ ^=й^’тс(х~

со средней частотой Щ и представляющий собой сумму радиоимпульсов с комплексными огибающими, пропорциональными "выбеленным" взаимным спектрам соответствующих си|— налов, поступает на сигнальный вход

21.

915081

22.

выходного аналогового анализатора 14 ι комплексного спектра со средней частотой полосы обзора , который осуществляет преобразование Фурье этого сигнала. Известно, что преобразование Фурье от взаимного спектра си(— налов является их корреляционной функцией. Параметры и режим работы выходного анализатора 14 спектра такие же, как и входных анализаторов 1 и 9 спектра, т.е. полоса обзора равна дЦд, длительность обрабатываемой выборки Т равна периоду следования зондирующих сигналов РЛС, а период работы анализатора 14 спектра задает-15 ся периодической последовательностью импульсов запуска с периодом следования Т_СЛ=Т из .блока синхронизации РЛС.

Таким образом, выходной анализатор 14 комплексного спектра осуществляет преобразование Фурье аддитивной смеси радиоимпульсов со средними частотами заполнения Мц =М₄+дМц и длительностью бд, каждый с комплексными огибающими, пропорциональными "выбеленным" взаимным спектрам опорного сиг' нала 5_οη(ΐ) и сигналов 5ц(¢-1-), отраженных от целей, находящихся на .различных дальностях, и радиоимпульса со средней частотой Ц , длитель-ностью и с комплексной огибающей, пропорциональной "выбеленному" взаимному спектру выборки длительностью Т из шумовой компоненты х(с) и опорного сигнала 5_оп(Ь), и воспроизводит

20

25

30

35

(с постоянной задержкой I

йиМ,

:Т)

(У

за

время Ьа ζ-Т® Г так какдМ_с =ΔΜο()

аддитивную смесь "взвешенных" функций корреляции сигналов, отраженных от целей, с опорным сигналом и "взве40

выборки компоненэтом поло"взвешенвыходе

45

шенную" функцию корреляции длительностью Т из шумовой ты и опорного сигнала. При жение во времени максимума ных" функций корреляции на

выходного анализатора 14 спектра определяется средними частотами заполнения входных сигналов анализатора 14 спектра и определяет запаздывание сигналов 5ц(С-1ц) в выборке, обрабатываемой предлагаемым устройством, т.е. дальность целей.

"Взвешенность" функций корреляции соответствующих сигналов на выходе выходного анализатора 14 спектра возникает из-за того, что комплексная огибающая каждого из сигналов на

50

55

его входе представляет собой произведение соответствующих взаимных спектров с "выбеливающей" функцией Β_Ν(μχ)=

= ,έ———τ ι а как известно, преобразование Фурье от произведения двух функций равно свертке их Фурье-образов. Следовательно, на выходе выходного анализатора 14 спектра образуются сигналы с огибающими, пропорциональными сверткам Фурье-образа "выбеливаI

ющей" функции с функциями корреляции сигналов 5ц(1-1ц), отраженных от целей, находящихся на различных дальностях, и опорного сигнала 5_οη(ί) и функцией корреляции выборки длительностью Т из шумовой компоненты.х(ί) и опорного сигнала 5_οη(I).Отношение сигнал/шум на выходе выходного анализатора 14 спектра, который является выходом предлагаемого устройства, при такой обработке максимизируется.

Весь цикл обработки принятых РЛС сигналов, отраженных от целей, находящихся на различных дальностях, повторяется в последующих периодах следования зондирующих сигналов РЛС, т.е. в течение всего второго режима работы предлагаемого устройства. При изменении спектральной плотности мощности стационарного эргодического случайного процесса, представленного своей реализацией в виде шумовой компоненты х(с), в предлагаемом устрой-, стве необходимо перейти на первый режим работы с целью определения спектральной плотности мощности случайного процесса и, следовательно, "выбеливающей" функции, а затем снова перейти на второй режим работы предла гаемого устройства. Переход на первый режим работы устройства осуществляется подачей импульсов установки исходного состояния на цифровой вычислитель 6 и блок управления 8 из блока синхронизации РЛС, а также прекращением излучения зондирующих сигналов 5(ί). “Переход на второй режим работы предлагаемого устройства осуществляется автоматически подачей управляющего сигнала со второго управляющего выхода блока управления 8 в блок синхронизации РЛС в момент времени ΝΤ для начала излучения зондирующих сигналов 5(ΐ)ί Момент времени ΝΤ задается коэффициентом деления N счетчика с регулируемым коэффициентом деления в блоке управления 8, при

23. 91508

этом величина коэффициента деления N счетчика выбирается исходя из требования получения в цифровом вычислителе 6 желаемой статистической точности выборочной сглаженной оценки ε_Ν(μ.ϋ) спектральной плотности мощности стационарного случайного процесса, представленного своей реализацией в виде шумовой компоненты х(с), а следовательно, и качества ''выбели- |₀ вания".

Пусть на вход блоков 1, 9 и 14 поступает сигнал 5(ϊ) со средней частотой и шириной спектра &У о не превышающей полосу обзора ьМд (т.е. полосу пропускания третьего полосового фильтра 18 со средней частотой У^} анализатора спектра. Сигнал с выхода фильтра 18 поступает на блок 19 (в качестве которого может быть использован смеситель)» на второй вход которого подается импульс с прямоугольной огибающей от ЛЧМ-гене~ ратора 20, мгновенная частота которого изменяется по линейному закону. ₂₅ ЛЧМ-генератор запускается по управляющему входу видеоимпульсом запуска из блока синхронизации РЛС и формирует радиоимпульс с прямоугольной огибающей, средней частотой , длительностыо Т и девиацией частоты дМд, равной полосе обзора анализатора, т.е. &Уд=д.У_а ,

Посредством полосового фильтра 21 на выходе блока 19 выделяется одна из боковых полос сигнала, образован- ³³ ного в результате перемножения анализируемого сигнала и радиоимпульса ЛЧМ-генератора 20 на перемножителе 19. Для определенности предположим, что полосовой фильтр 21 выделяет си нал, образованный суммой частот перемножаемых колебаний С7_с с шириной спектра, равнойд\7_с+д'>-/д, Этот сигнал с выхода фильтра 21 поступает на дисперсионный четырехполюсник 22 со сред-⁴⁵ ней частотой полосы пропускания У$ = который представляет собой устройство с прямоугольной амплитудно-частотной и квадратичной фазочастотной характеристиками. Таким ⁵⁰ образом, дисперсионный четырехполюсник имеет линейную зависимость групповой задержки Т_гр от частоты, Крутизна характеристики групповой задержки м, равная,д = Т_гр!йМ! (где д'л^;=лУ^+дид - ⁵⁵ полоса пропускания дисперсионного четырехполюсника 22)ί выбирается из условия X =-//4/,(где X =дМд/Т - ско40

1 24

рость изменения частоты в импульсе ЛЧМ-генератора 20), Выходной сигнал дисперсионного четырехполюсника 22, сформированный на средней частоте М_О=М_С+Ц., содержит информацию о комплексном спектре входного сигнала 5(с), его огибающая с точностью до постоянного множителя характеризует амплитудный спектр, а фаза высокочастотного заполнения с систематической погрешностью (квадратичный член) характеризует фазовый спектр анализируемого сигнала.

Работа цифрового вычислителя 6 происходит следующим образом.

Выходной сигнал 5(б) фильтра нижних частот 5 поступает на дискретизатор 23, работающий с шагом дискретизации Т,=1/Мз, задаваемым импульсами из блока синхронизации. Дискретизатор 23 может состоять из электронного ключа и запоминающей КС-цепи. Дискретизированный сигнал 5_г(с) на выходе электронного ключа имеет вид последовательности равноотстоящих коротких импульсов, являющихся выборками (отсчетами) сигнала 5 (б). Каждый из отсчетов запоминается в КС-цепи на время, необходимое для срабатывания аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 24« В результате, |на выходе дискретизатора 23 получает'ся ступенчатое колебание 5т(С), этот сигнал поступает на вход АЦП 24, где каждый отсчет преобразуется в двоичное число в параллельном коде, составленное из η-разрядов, каждый из которых представлен нулем или единицей. Аналого-цифровой преобразователь 24 выполняется по стандартной схеме на основе время-импульсного или кодоимпульсного метода преобразования.

Для обеспечения работы· АЦП 24 на его управляющие входы из блока синхронизации подаются импульсы - с периодом следования, равным шагу дискретизации Т_А, и импульс установки исходного состояния. Код каждого отсчета, состоящий из п-разрядов с выхода АЦП 24 поступает на входы первого слагаемого сумматора 25. Сумматор 25 представляет собой параллельный п-разрядный сумматор комбинационного типа. Каждый разряд сумматора 25 служит для сложения трех цифр, две из которых являются цифрами одноименных разрядов слагаемых, а третья - цифрой переноса из соседнего младшего разряда,

Код отсчета сигнала 5т (с), поступаю25 915081 26

щий с выхода АЦП 24 на сумматор 25, ¹ должен складываться в нем с кодом соответствующих отсчетов, полученных в последующих периодах Т работы цифрового вычислителя 6, Для этого 5 сигнал с выхода сумматора 25 поступает на блок 26 памяти. В начальный момент времени ¢=0 на управляющий вход блока 26 из блока синхронизации поступает импульс исходного состояния который стирает всю информацию, хранившуюся в нем. В блоке 26 запоминаются коды всех отсчетов сигнала 5_τ/ί)', полученные на АЦП 24 в первый период работы цифрового вычислителя 6 при ,5 0<С<Т, для этого на ЗУ-26 подаются импульсы из блока синхронизации с периодом, равным шагу дискретизации Тд.

В момент времени 1=Т на блок 26 памяти поступает из блока синхрониза- 20 ции управляющий импульс, с этого момента времени коды всех отсчетов сигнала 5у_и(ь), записанные в блоке 26, начинают подаваться на входы второго слагаемого сумматора 25, где начина- 25 1ют суммироваться с кодами соответствующих отсчетов, подученных на АЦП-24 во втором периоде работы цифрового вычислителя 6 при Т<Г<2Т. С выхода сумматора 25 суммы кодов соответст- 30 вующих отсчетов сигналов обрабатываемых цифровым вычислителем 6 в первом и втором периодах работы опять поступают в блс»к памяти 26 и запоминаются.

В последующих периодах работы цифро- ₃₅ вого вычислителя 6 процедура суммирования и запоминания повторяется, до тех пор пока со счетчика 15 в момент времени ί=ΝΤ на управляющий вход блока 26 не поступит импульс, ₄₀ означающий конец операции суммирования. С этого момента времени коды суммарных отсчетов с выхода блока 26 поступают только на блок деления на число усредняемых выборок Ν, т.е. . ₄₅ блок 27 для осуществления операции усреднения кодов соответствующих отсчетов сигнала. Для управления работой делителя 27 на его управляющие .входы поступают из блока синхрониза- ₅₀ ции импульсы: исходного состояния, периодическая последовательность с периодом, равным шагу дискретизации Т_А, периодическая последовательность импульсов с периодом Т, импульс со счетчика 1$ в момент времени 1=ΝΤ, для осуществления деления на N суммарных кодов соответствующих отсчетов. Кроме того, на блок 27 в параллельном коде со счетчика 28 поступает код, соответствующий числу N усредняемых отсчетов. Для этого на вход счетчика 28 через элемент И 29 поступает из блока синхронизации периодическая последовательность импульсов с периодом следования Т. На другой вход элемента И 29 все это время подается единица (высокий потенциал) с триггера 30, который был установлен в это состояние при подаче на его вход импульса исходного состояния. На другой вход триггера 30 в момент времени ί=ΝΤ с выхода счетчика 15 поступает импульс, при этом триггер 30 опрокидывается и на вход элемента И 29 вместо единицы начинает поступать нуль (т.е. низкий потенциал), при этом периодическая последовательность импульсов с периодом Т перестает поступать через элемент И 29 на вход счетчика 28. В этот момент на триггерах счетчика 28 записан код числа N усредняемых отсчетов, который поступает в делитель 27 в качестве делителя. С выходов блока 27 усредненные коды отсчетов поступают на блок памяти 31- С выходов блока 31 усредненные коды отсчетов поступают на блок деления 32, выполняющий операцию деления кода единицы на усредненные коды соответствующих отсчетов. Блок 32 реализуется аналогично блоку 27. С выхода блока деления 27 полученные коды поступают на блок памяти 33, где запоминаются и по поступлении на блок 33 из блока синхронизации импульсов последовательности с периодом Т выдаются с этим периодом Т на ЦАП-34. Для управления работой блока памяти 33, блока деления 32 на них поступают также из блока синхронизации импульсы: исходного состояния, периодическая последовательность импульсов с периодом, равным шагу дискретизации Тд, и периодическая последовательность -импульсов с периодом следования Т. Сигнал с выхода ЦАП-34 имеет вид импульсов (или напряжения ступенчатой формы), при этом амплитуды импульсов (или ступенек) пропорциональны соответствующим кодам, поступающим на вход ЦАП-34, и поступает на сглаживающий фильтр 35. На выходе фильтра 35 получается сигнал в аналоговой форме, который поступает на управляющий вход модулятора 7. Этот сигнал представляет собой "выбеливаю27

щую" функцию Β_Ν(μ.ί). Поскольку на блок памяти 33 поступает с блока синхронизации управляющий сигнал с периодом следования Т для выдачи кодов на ЦАП-34, то на выходе фильтра 35 получается периодическая последовательность "выбеливающих" функций Β_Ν(μχ) с периодом следования Т, которая подается для "выбеливания" на модулятор 7.

Предлагаемый анализатор сигналов отличается от известного тем, что он максимизирует отношение сигнал/шум на выходе в условиях работы устройства, когда шумовая компонента представляет собой стационарный эргодический случайный процесс с априори неизвестной спектральной плотностью мощности.

Анализатор сигналов может быть использован в радиолокации, связи, радионавигации и гидролокации для оптимальной обработки аддитивной смеси сигналов и шумовой, компоненты, которая представляет собой реализацию стационарного эргодического случайного процесса с неизвестной спектральной плотностью мощности, при этом данное устройство, по сравнению с известным, позволяет максимизировать в указанной обстановке отношение сигнал/шум на выходе устройства, что в конечном итоге увеличивает вероятность правильного обнаружения сигналов в приемнике обнаружения.

Claims (2)

1. Формула изобретения

   1, Анализатор сигналов, содержащий три анализатора комплексного спектра, первые входы первых двух анализаторов комплексного спектра являются соответственно первым и вторым входами анализатора сигналов, выходы первого и второго анализаторов комплексного спектра подключены к первым входам соответственно первого и второго смесителей, второй вход второго смесителя подключен к выходу генератора радиосигналов, выход второго смесителя через полосовой фильтр подключен к второму входу первого смесителя ,отличающийся тем, что, с целью увеличения отношения сигнал/шум, в него введены коммутатор, третий смеситель, модулятор, второй полосовой фильтр, фильтр нижних частот, блок управления и цифровой

   915081

   28

   вычислитель, первые два входа которо го объединены с соответствующими входами блока управления и являются соответственно третьим и четвертым ₅ входами анализатора сигналов, пятый вход которого является третьим входом цифрового вычислителя, пятый и шестой входы которого соединены соот ветственно с выходом фильтра нижних ю частот и с первым выходом блока управления, второй вход которого подключен к управляющему входу коммутатора, информационный вход которого объединены с первым входом третьего 15 смесителя и соединен с выходом первого анализатора комплексного спектра, выход коммутатора подключен к второму входу третьего смесителя, выход которого соединен с входом ло фильтра нижних частот, вторые входы анализаторов комплексного спектра объединены и подключены к четвертому входу анализатора сигналов, выход второго смесителя подключен к перво25 му входу модулятора, второй вход которого соединен с выходом цифрового вычислителя, а выход подключен к первому входу третьего анализатора комплексного спектра.
2. 2. Анализатор сигналов по п.1, отличающийся тем, что цифровой вычислитель содержит дискретизатор, сумматор, аналого-цифровой и цифроаналоговый преобразователи, три блока памяти, счетчик, два блока деления, триггер, элемент И и сглаживающий фильтр, выход которого является выходом цифрового вычислителя, первые входы триггера, аналрго-цифрового преобразователя, блоков деления, блоков памяти и счет чика объединены и являются первым входом цифрового вычислителя, второй вход которого соединен с вторыми вхо дами блоков памяти, блоков деления с первым входом элемента И, второй вход которого соединен с выходом триггера, а выход подключен к входу счетчика, третьи входы блоков памяти блоков деления, первый вход дискретизатора, второй вход аналого-цифрового преобразователя объединены и являются третьим входом цифрового вычислителя, четвертые входы первого блока памяти и первого блока де ления и второй.вход триггера объединены и являются четвертым входом циф рового вычислителя, пятым входом которого является второй вход дискре29

   915081

   зо

   тизатора, выход которого подключен к третьему входу аналого-цифрового преобразователя, выход которого подключен к первому входу сумматора, второй вход которого соединен с первым выходом первого блока памяти, пятый вход которого подключен к выходу сумматора, а второй выход соеди нен с пятым входом первого блока деления, шестой вход которого подключенЮ к выходу счетчика, выход первого блока деления соединен с четвертым входом второго блока памяти, выход которого подключен к четвертому входу

   Фиг!

   второго блока деления, выход которого соединен с четвертым входом третьего блока памяти, выход которого подключен к входу цифроаналогового пре5 образователя, выход которого соединен с входом сглаживающего фильтра.