JPH06105917B2

JPH06105917B2 - Ｆｓｋ検波回路

Info

Publication number: JPH06105917B2
Application number: JP62310838A
Authority: JP
Inventors: 健三占部; 勝實牛山
Original assignee: 国際電気株式会社
Priority date: 1987-12-10
Filing date: 1987-12-10
Publication date: 1994-12-21
Anticipated expiration: 2009-12-21
Also published as: JPH01152845A

Description

【発明の詳細な説明】（発明の属する技術分野）本発明は、２値の周波数シフトキーイング（FSK）によ
って変調が施された搬送波を受信し、もとの２値データ
系列を検波する場合に用いられる直交検波形のFSK検波
回路の改良に関するものである。

（従来技術とその問題点） FSK信号は２種の周波数（マーク，スペース）を２値の
データ系列に対応させる変調方式に基づいており、その
検波回路としては従来から、セラミックディスクリミネ
ータ，クオドラチャ検波回路等アナログベースバンド信
号のFM変調波の復調に用いられる各種周波数弁別回路が
広く適用されている。

しかしながらこれらは、セラミック素子や位相シフト用
インダクタンス素子などIC化に適さないデバイスを必要
とするため小形化に限界があり、また処理対象となる搬
送波の周波数が10.7MHz,455kHz等汎用の中間周波数に限
定されるため受信波の中間周波変換を行うヘテロダイン
方式の受信機に応用が限られ、例えば直接変換方式の受
信機のような直接ベースバンド信号に変換して処理する
FSK検波には応用できないという応用の汎用化に限界が
あった。

この様な背景から近年では、入力信号である受信波また
は中間周波と同一の周波数を有する互いに直交する２つ
の局部発振波を用い、入力信号と周波数混合することに
よって、互いに直交する２つのベースバンド信号成分を
抽出し、これらを２値整形した上で１つのＤタイプフリ
ップフロップを使用して前記２値整形信号の一方を他方
でサンプリングすることにより等価的に入力信号のベク
トルの中心周波数に対する相対的な回転方向をサンプリ
ングする動作、即ち入力周波数の中心周波数に対する
大，小の判定動作を得ることにより、FSK検波を行う所
謂直交検波形が脚光を浴びてきている。

この方法は、回路が簡単で、IC化に適し、中間周波を用
いない場合にも応用できるので小形化に寄与するという
利点がある反面、FSK検波出力のジッターがFSK変調の変
調指数ｍ（周波数偏移の２倍／伝送速度）に逆比例する
という性質があり、一般に伝送速度が大きい場合では、
占有帯域幅の制限上変調指数ｍは小さく設定される必要
があることから、ジッターが極めて大きくなり、使用に
適さないという欠点があった。

（発明の目的）本発明の目的は、前記従来の回路において限定されてい
た適用可能なFSK変調指数の下限を大幅に縮少するこ
と、またこれを実現するにあたり、付加する部分の規模
が小さく、IC化に適したFSK検波回路を提供することに
ある。

（発明の構成）第１図は本発明によるFSK検波回路の一構成例である。
図中Ｒは周波数偏移△ｆ（Hz）のFSK変調が施された入
力信号で、所定の帯域制限フィルタを通過した受信波ま
たは中間周波に相当する。

１は局部発振器で入力信号の中心周波数と同一の周波数
を有し、かつ、互いに直交する２つの局部発振波L_I,L_Q
を発生する。なお、このうちL_QはL_Iに対し、90゜の位相
遅延を有するものである。21,22は位相比較器で、それ
ぞれ前記のＲとL_I及びＲとL_Qを入力し、両者の位相差の
２値整形出力Ｉ及びＱとこれらの論理反転出力（Ｉの
論理反転）及び（Ｑの論理反転）をそれぞれ出力す
る。この様な機能を有する位相比較器21,22は、２信号
のミキサー回路，低域ろ波器及びレベル比較器の縦続接
続構成で容易に実現できるほか、入力ＲとL_I,L_Qが全て
２値論理値で与えられる場合は、各々１個のＤタイプフ
リップフロップで構成することもできる。31,32,33,34
はＤタイプフリップフロップでそれぞれ順に前記のI,Q,
，をサンプリングデータ入力（Ｄ端子入力）とし、
また順に,I,Q,をサンプリングクロック入力（CK端
子入力）とすると共にそのサンプリング出力A,B,C,Dを
それぞれ出力する。

４は合成回路であり、前記A,B,C,Dを全て入力し、これ
らのレベル和を所定のしきい値で判定する手段によっ
て、A,B,C,Dが共に時間を前後して共通の極性方向に変
化（正→負，負→正の変化）する際の一変調区間内の最
初もしくは最後の変化に追従する２値変化動作を行う。
Ｅはその合成出力である。５は合成出力Ｅに含まれるベ
ースバンド信号帯域外の高調波，ジッター成分並びに伝
送回線から混入する雑音成分等を除去するための適当な
高域しゃ断特性を有する低域ろ波器（LPF）でＦはその
低域ろ波出力、６はレベル比較器で、無変調搬送波が系
に入力された時のＦの直流平均値をしきい値としてＦの
レベル極性判定を行い検波出力Ｇを出力する。

ここで、前記の様な機能を有する合成回路４の構成例を
第２図に示す。

図示した例は、A,B,C,Dの共通の極性方向の変化のう
ち、一変調区間の最初の変化に追従する２値出力を得る
回路である。図において、41は４つの入力A,B,C,Dのレ
ベルを加算するアナログ加算器である。43,44はレベル
比較器であり、アナログ加算器41からのレベル和をそれ
ぞれ正極入力および負極入力に入力し、他方の負極入力
および正極入力には所定のしきい値V_L,V_Hをそれぞれ入
力する。45,46はそれぞれレベル比較器43及び44の２値
出力を入力し、その入力の２値状態の最小の継続時間よ
りはるかに短いパルス出力を、入力の負極→正極の立上
り変化に同期して発生する単安定マルチバイブレータを
用いたパルス発生器である。47はRS（セットリセット）
タイプフリップフロップで、パルス発生器45,46のパル
ス出力をそれぞれセット入力端子（Ｓ）及びリセット入
力端子（Ｒ）に入力し、フリップフロップ出力（Ｑ端子
出力）を合成出力Ｅとしている。

以上の構成により、アナログレベル加算器41の入力A,B,
C,Dの各極性値が全て“L"の状態から、いずれか１つが
“H"状態に変化した時、レベル比較器43の出力が立上
り、パルス発生器45を介してパルス出力がRSフリップフ
ロップ47のセット入力端子に与えられることによって、
47のＥは“H"状態にセットされる。また、A,B,C,Dの各
極性値が全て“H"の状態から、いずれか１つが“L"状態
に変化した時、レベル比較器44の出力が立上り、パルス
発生器46を介してパルス出力が47のリセット入力端子に
与えられることにより、47のＥは“L"状態にリセットさ
れる。

以上の動作によって、この場合の合成出力Ｅは常にA,B,
C,Dの極性の一変調区間中の最初の変化に追従する出力
となることは明らかである。

なお、上記と同等の機能を有する回路は、A,B,C,Dの極
政変化を各々ワンショットパルス化し、そのパルスを生
じた当該の入力（A,B,C,Dのいずれか）を、次の他のパ
ルスが発生するまで選択出力する論理回路を構成するこ
とによっても容易に実現できる。

次に第１図，第２図に示した本発明のFSK検波回路の構
成例に基づき、その検波動作と効果を第３図，第４図に
よって詳しく説明する。

第３図は、FSK変調が施された入力信号Ｒの中心周波数
を有する無変調時の入力信号を基準とした相対的な位相
の動き及び第１図の位相比較器21,22の出力I,Qの動きの
軌跡と、第１図のＤタイプフリップフロップ31,32,33,3
4のそれぞれの出力A,B,C,Dの極性決定を行うサンプリン
グの位相点とを示した図で、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），
（Ｄ）はそれぞれＤタイプフリップフロップ31,32,33,3
4に対応している。

各図の横軸及び縦軸はそれぞれ前記Ｉ及びＱの値をと
り、Ｉ（横軸）は右側を、またＱ（縦軸）は下側をそれ
ぞれ正極（または“H"状態）方向とし、各々左側及び上
側を負極（または“L"状態）方向としている。従ってＩ
及びＱの論理反転出力，は上記の逆となる。以上の
座標の表現法に基づくと、まず入力信号ＲのFSK信号と
しての相対的な位相の動きは、横軸及び縦軸をそれぞれ
Ｉ及びＱの２値整形前の余弦成分（Ｒの同相ベースバン
ド成分）及び正弦成分（Ｒの直交ベースバンド成分）の
レベルに対応させたとき、第３図の各図中破線で示す様
に円形の軌跡を描き、この軌跡上を中心周波数−△ｆ
〔Hz〕のマーク信号の場合、及び中心周波数＋△ｆ〔H
z〕のスペース信号の場合、等しい速さでそれぞれ右旋
回及び左旋回し、その回転速度は、△ｆ〔Hz〕となる。
従ってこのＲの相対位相の動きに対応するその余弦成分
及び正弦成分の２値整形化であるI,Qの動きは、各図の
実線で示した正方形の軌跡となり、Ｉ及びＱの各２値状
態,I,及びQ,による４組の状態点IQ,I，Q,
は・印を付した前記正方形の角点に対応している。

さらに、第１図のＤタイプフリップフロップ31,32,33,3
4の各出力A,B,C,Dの極性決定のサンプリングの位相点の
うち、正極性（または“H"状態）出力が決定される場
合、及び負極性（または“L"状態）出力が決定される場
合のそれぞれの位相点を○印及び×印で示す。

一例として、第３図（Ａ）に示した第１図のＤタイプフ
リップフロップ31の場合を眺めて見る。31のサンプリン
グデータ及びサンプリングクロックは前述した通り、そ
れぞれＩ及びであり、の立上り（即ちＱの立下り時
点）でＩの極性が抽出されて出力Ａとなって現れるが、
第３図（Ａ）では、○印及び×印を付した位相点で矢印
を施した方向への遷移が生じた時がの立上り（“L"→
“H"の変化）に対応しており、かつ、○印及び×印での
回転方向は各矢印が示す通り、それぞれ左旋回（即ち、
スペース信号に対応）及び右旋回（即ちマーク信号に対
応）であるとともに○印及び×印でのＩの値はそれぞれ
“H"状態及び“L"状態に属している。このことから、Ｄ
タイプフリップフロップ31の出力Ａは、入力信号ＲがFS
Kのスペース信号（中心周波数＋△ｆ）のとき、及びマ
ーク信号（中心周波数−△ｆ）のとき、それぞれ“H"状
態及び“L"を示すことになるので定常的にはFSK検波を
正しく行うことがわかる。

第３図（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）についても同様に、第１
図の各Ｄタイプフリップフロップの入力関係をもとに○
印，×印の一を定め、各出力B,C,Dの出力のふるまいを
調べると定性的にはＡと全く同一であり、ただ単に○印
及び×印の位置が相対的に90゜ずつ異なっているのみで
あることが容易にわかる。さらにこのことから第３図
（Ａ）〜（Ｄ）の矢印を全て逆向きとする構成即ち,
I,Q,の代わりにQ,，,Iをサンプリングクロックと
する構成の場合でも、A,B,C,Dの全ての出力が反転する
のみであるから、FSK検波としては有効であることもわ
かる。

ここで前述のＤタイプフリップフロップ１個あたりのサ
ンプリングの粗さについて吟味して見ると、各Ｄタイプ
フリップフロップクロックのサンプリング周期は最大で
1/△ｆ（秒）であり、FSK変調信号は、一般にデータ伝
送速度とその周波数偏移△ｆとは何ら整数比関係にな
く、非同期であることを許容しているから、FSK変調信
号のマーク周波数，スペース周波数の変化のタイミング
に対し、前記サンプリングタイミングは、一定の遅延関
係にはなく、０〜1/△ｆ秒のサンプリング遅延変動が生
じ、これが各Ｄタイプフリップフロップの出力にサンプ
リングジッタとなって現れる。

このため、最大のジッターデューティ（時間比率）は、
これをｄとおくととなる。

但し、m:変調指数＝２△fT T:データの１ビット時間長（１）式から、１個のＤタイプフリップフロップのみに
よるFSK検波出力は、データ伝送速度が高速になるにつ
れて変調指数ｍが小さく設定されるので、ジッターデュ
ーティｄが大きくなるという特徴があることが理解でき
る。

次に、第１図及び第２図による本発明の構成例における
４個のＤタイプフリップフロップ31,32,33,34とこれら
の出力A,B,C,Dの合成回路４による合成の動作の一例と
効果を第４図によって説明する。

第４図は、第１図に示した各種信号の一部の動作例を示
したタイムチャートであって、横軸に時間、縦軸にレベ
ルをとり、図の左側には対応する信号名を付し、その動
作例を示している。なお、図の右側に付した“H",“L"
は該当する信号が２値の場合のその状態（極性）を示し
ている。また、図の上側に付したｉ−1,i,i＋1,i＋２は
FSK変調の変調区間（ビット区間）の系列番号を代数的
に表現したもので、その下部に（）で示した（−△
ｆ），（＋△ｆ）は該当する系列の区間における周波数
偏移の極性マーク及びスペースをそれぞれ表している。

今、系列番号ｉ−1,i,i＋1,i＋２の順に＋△ｆ（スペー
ス）及び−△ｆ（マーク）が交番するFSK信号が入力信
号Ｒとして与えられたとする。このとき、第３図から次
の様な特徴をあげることができる。まず、第４図の縦の
一点鎖線で示した各変調区間の区切りの前後では、入力
信号Ｒの位相の旋回方向が逆転するため、位相差の２値
整形出力Ｑ及びＩは時間波形としてはこの前後で線対称
となる。即ち変調区間の区切り以後の区間の波形は、以
前の区間の波形を時間的に逆に辿った波形となる。ま
た、各区間内ではＱはＩに対し、スペース信号及びマー
ク信号のそれぞれの場合に相対的に90゜の位相進み及び
遅れとなる関係が維持され、Ｑ及びＩの時間周期はいず
れも1/△ｆとなっている。なお、前述した様に変調区間
の区切りのタイミングはQ,Iの1/△ｆの周期の動きとは
同期関係にはなく、これらの変化タイミングとは独立で
ある。

以上の特徴を前提として、第４図の系列番号ｉの変調区
間の導入部を眺めると、Ｄタイプフリップフロップ31〜
34の各出力A,B,C,Dのうち第４図の例では最初に変調区
間ｉの直後ののタイミングでＱの立下り（の立上
り）が発生し、このときのＩがＤタイプフリップフロッ
プ31でサンプルされ、その出力Ａが“H"から“L"へ変化
することになる。

以下、Ｉの立上り,Qの立上り,Iの立下り（の立上り）
が，，のタイミングで順に発生し、Q,，がそ
れぞれＤタイプフリップフロップ32,33,34によってサン
プルされるので、これらの出力B,C,Dが順にＡと同一極
性の“L"へ変化する。次に区間ｉからｉ＋１へ移行した
時点では第４図の例ではＩの立上り,Qの立下り（の立
上り）,Iの立下り（の立上り）,Qの立上りの順にそれ
ぞれQ,I,，がサンプルされることによって、B,A,D,
Cが順に“H"へ変化する。

以上の動作によりA,B,C,Dの各出力は最大遅延時間1/△
ｆ以内で変化するが、このうち最も早い変化は1/（４△
ｆ）の遅延以内で発生し、以下1/（４△ｆ）毎にいずれ
か１つの出力の変化が続くことがわかる。

その結果、第２図のアナログ加算器41によるA,B,C,Dの
加算出力Ａ＋Ｂ＋Ｃ＋Ｄは、第４図の下から３段目に示
したように、５値のレベル変化を示すようになる。従っ
て、合成回路４として第２図の構成を用いる場合の合成
出力Ｅの波形は第４図の下から２段目に示すように一変
調区間の最初の変化に追従する２値変化波形で与えら
れ、いずれもその変化ジッターは1/（４Δｆ）以内に抑
えられるので、この場合の検波出力Ｇは、低域ろ波器５
の効果により、さらにジッターが抑圧された波形となる
ことが明らかである。

なお、第２図において、レベル比較器43,44のしきい値
入力V_LとV_Hを入れ替えると、合成出力Ｅの変化は、第４
図の最下段に示すように一変調区間の最後の変化に追従
する２値変化波形となることは明らかであり、この場合
の効果も上記と同様である。

（発明の効果）以上詳しく説明したように、本発明によれば、従来の直
交検波形のFSK検波器に見られる検波波形のジッター量
を1/4以下に圧縮できるので、FSK変調指数の下限を大幅
に縮少でき、従来の回路に比べて高速のデータ伝送速度
に対応することが可能であり、ヘテロダイン受信機のみ
ならず直接変換方式の受信機にも応用することができ、
応用上の汎用性が高い。

また本発明による合成回路以降を除く構成の一部を２重
に設備し、その一方の発振器の位相と他方の発振器の位
相とを相対的に45゜の位相差を有する様に構成すれば、
等価的に８相での位相比較による検波が可能となり、ジ
ッター量を1/8以下に圧縮できる回路を得ることができ
る等、発展応用上の効果が大きい。

さらに本発明を実現する上で、従来に付加される回路部
分は規模が小さく、全てIC化に適するので、小形化，経
済化に極めて有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるFSK検波回路の構成例を示すブロ
ック図、第２図は第１図に用いられている合成回路の構
成例を示すブロック図、第３図は本発明に用いられる論
理値I,Qの動きの軌跡とサンプリング出力A,B,C,Dの極性
決定の位相点を示す図、第４図は第１図，第２図による
本発明の構成例における動作の一例を示すタイムチャー
トである。１……局部発振器、21,22……位相比較器、31,32,33,34
……Ｄタイプフリップフロップ、４……合成回路、５…
…低域ろ波器、６……レベル比較器、Ｒ……信号入力、
L_I,L_Q……互いに直交する局部発振波、I,Q……位相比較
器21,22の２値出力、，……I,Qの論理反転出力、A,
B,C,D……Ｄタイプフリップフロップ31,32,33,34のサン
プリング出力、Ｅ……合成出力、Ｆ……低域ろ波出力、
Ｇ……検波出力、41……アナログ加算器、43,44……レ
ベル比較器、45,46……パルス発生器、47……RSタイプ
フリップフロップ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに直交する２つの局部発振波を発生す
る局部発振器と、２値のFSK変調が施された入力信号と
前記２つの局部発振波の一方とを入力しこれらの位相差
の２値整形出力（Ｉ及びＱとする）とその論理反転出力
（及びとする）とを出力する２つの位相比較器（そ
れぞれI,及びQ,を出力する）と、それぞれ前記I,Q,
，をサンプリングデータ入力とし,I,Q,（又は
Q,，,I）をサンプリングクロック入力とする４つの
Ｄタイプフリップフロップと、該４つのＤタイプフリッ
プフロップの各サンプリングデータ出力を全て入力して
合成出力を得る合成回路と、該合成回路の合成出力から
高調波成分および雑音成分を除去して出力する低域ろ波
器と、該低域ろ波器の出力の直流平均値をしきい値とし
てレベル判定を行い２値化した出力を検波出力とするレ
ベル比較器とを備えたFSK検波回路において、前記合成回路は、前記４つのＤタイプフリップフロップ
の各サンプリングデータ出力のレベルを加算するアナロ
グ加算器と、該アナログ加算器の出力をそれぞれ正極入
力および負極入力に入力し他方の負極入力および正極入
力に所定のしきい値を入力してそれぞれ２値出力を得る
第1,第２のレベル比較器と、該第1,第２のレベル比較器
の２値出力の２値状態の変化を検出する判定手段とが設
けられ、１つの変調区間内の４つのサンプリングデータ
の同一極性方向への最初もしくは最後の変化に追従する
２値変化出力を得るように構成されたことを特徴とする
FSK検波回路。