JPH0588022B2 - - Google Patents
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- JPH0588022B2 JPH0588022B2 JP58057528A JP5752883A JPH0588022B2 JP H0588022 B2 JPH0588022 B2 JP H0588022B2 JP 58057528 A JP58057528 A JP 58057528A JP 5752883 A JP5752883 A JP 5752883A JP H0588022 B2 JPH0588022 B2 JP H0588022B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 239000004615 ingredient Substances 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
- H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
- H04B7/2643—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using time-division multiple access [TDMA]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は時分割無線伝送方式のプリアンブル
信号の先頭に送信されるキヤリア信号検出に関す
る。
信号の先頭に送信されるキヤリア信号検出に関す
る。
現在、衛星通信に於けるデイジタル伝送は、参
加各局が自己の送信容量に応じた長さのバースト
信号を決められた順序に次々に送信していく
TDMA方式が用いられている。同信号を受けた
局は、これを次々に復調し自局宛の信号のみを抽
出して自己の地上回線へ送り出す。この時の復調
方式として、PSKに対しては特性の優れた同期
検波を用いるのが普通である。その為、信号復調
に先立つてキヤリア同期とクロツク抽出が不可欠
な処理となる。送信局は受信局の同処理を迅速に
行なわしめる様にバースト信号の先頭にキヤリア
信号だけの部分とクロツクにより変調したキヤリ
ア信号部分を主にしたプリアンブル信号と呼ばれ
る同期用信号を付加する、周波数変動の大きいキ
ヤリア信号を短時間で同期させる為に、受信側で
はキヤリア同期回路のループ帯域を切り換えた
り、位相差検出器を無変調用とクロツク信号受信
用の２相変調用とに切り換える必要がある。これ
らの切り換えを有効に行なわせる為にはプリアン
ブル信号の先頭部分を一早く検出する必要があ
る。
加各局が自己の送信容量に応じた長さのバースト
信号を決められた順序に次々に送信していく
TDMA方式が用いられている。同信号を受けた
局は、これを次々に復調し自局宛の信号のみを抽
出して自己の地上回線へ送り出す。この時の復調
方式として、PSKに対しては特性の優れた同期
検波を用いるのが普通である。その為、信号復調
に先立つてキヤリア同期とクロツク抽出が不可欠
な処理となる。送信局は受信局の同処理を迅速に
行なわしめる様にバースト信号の先頭にキヤリア
信号だけの部分とクロツクにより変調したキヤリ
ア信号部分を主にしたプリアンブル信号と呼ばれ
る同期用信号を付加する、周波数変動の大きいキ
ヤリア信号を短時間で同期させる為に、受信側で
はキヤリア同期回路のループ帯域を切り換えた
り、位相差検出器を無変調用とクロツク信号受信
用の２相変調用とに切り換える必要がある。これ
らの切り換えを有効に行なわせる為にはプリアン
ブル信号の先頭部分を一早く検出する必要があ
る。
従来行なわれているTDMA方式は、信号対雑
音電力比（Ｃ／Ｎ）がかなり大きい所で動作して
いるので、受信信号の入力電力を検出することに
より的確にプリアンブル信号を検出することがで
きる。しかし将来、船舶、自動車を中心にした移
動局用の衛星通信ではビツト誤り制御を前提にし
た超低Ｃ／Ｎでの狭帯域デイジタル通信が有力視
されれている。この時衛星の送信電力の有効利用
を狙つて送信信号の無い時間帯に自己の送信信号
をストツプするボイス・アクチベーシヨン方式が
用いられることが考えられる。この場合には結果
的に−チヤンネル狭帯域信号もバースト信号にな
り、プリアンブル検出機能が必要となる。ただし
Ｃ／Ｎが極めて低いので、受信電力監視方式では
十分の確度で、これを検出することはできない。
音電力比（Ｃ／Ｎ）がかなり大きい所で動作して
いるので、受信信号の入力電力を検出することに
より的確にプリアンブル信号を検出することがで
きる。しかし将来、船舶、自動車を中心にした移
動局用の衛星通信ではビツト誤り制御を前提にし
た超低Ｃ／Ｎでの狭帯域デイジタル通信が有力視
されれている。この時衛星の送信電力の有効利用
を狙つて送信信号の無い時間帯に自己の送信信号
をストツプするボイス・アクチベーシヨン方式が
用いられることが考えられる。この場合には結果
的に−チヤンネル狭帯域信号もバースト信号にな
り、プリアンブル検出機能が必要となる。ただし
Ｃ／Ｎが極めて低いので、受信電力監視方式では
十分の確度で、これを検出することはできない。
本発明の目的は、関る極低Ｃ／Ｎ時に動作する
プリアンブル検出器を提供することにある。
プリアンブル検出器を提供することにある。
本発明は位相差検出器と電圧制御発振器を含み
入力信号に位相同期する位相同期回路と；前記入
力信号の振幅を一定にする定振幅回路と；該定振
幅回路出力を前記電圧制御発振器出力で乗積検波
する乗積検波器と；前記乗積検波器出力の固定ベ
クトル成分を検出する直流検出器と；該直流検出
器の出力振幅を検出する振幅検出器とを備え、該
振幅検出器の出力の大小に従つて入力にキヤリア
信号が含まれていることを検出することを特徴と
するプリアンブル検出器である。
入力信号に位相同期する位相同期回路と；前記入
力信号の振幅を一定にする定振幅回路と；該定振
幅回路出力を前記電圧制御発振器出力で乗積検波
する乗積検波器と；前記乗積検波器出力の固定ベ
クトル成分を検出する直流検出器と；該直流検出
器の出力振幅を検出する振幅検出器とを備え、該
振幅検出器の出力の大小に従つて入力にキヤリア
信号が含まれていることを検出することを特徴と
するプリアンブル検出器である。
次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図で、図中１は位相差検出器１０と電圧制御発振
器１１とから成る位相同期回路であり、入力端子
１００にキヤリア信号が印加された時には同信号
に同期する様に設計されているものとする。
図で、図中１は位相差検出器１０と電圧制御発振
器１１とから成る位相同期回路であり、入力端子
１００にキヤリア信号が印加された時には同信号
に同期する様に設計されているものとする。
ここで、入力信号Ｉ(t)は、次式で示されるよう
な複素信号として説明する。
な複素信号として説明する。
Ｉ(t)＝ρexp（jw0ｔ）＋ｎ(t)
なお、w0はキヤリア周波数であり、受信側で
は未知の値である。またｎ(t)は雑音示している。
は未知の値である。またｎ(t)は雑音示している。
まず、Ｉ(t)が位相同期回路１に入力されると、
電圧制御発振器１１の出力Ｖ(t)は、Ｉ(t)のexp
（jw0ｔ）成分に同期し、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（w0ｔ＋θ0）｝ となる。ここではθ0は回路の遅延その他の不確定
性により生じる定数である。ここで重要なことは
入力信号のexp（jw0ｔ）なる成分が位相同期回路
１により抽出されることである。
電圧制御発振器１１の出力Ｖ(t)は、Ｉ(t)のexp
（jw0ｔ）成分に同期し、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（w0ｔ＋θ0）｝ となる。ここではθ0は回路の遅延その他の不確定
性により生じる定数である。ここで重要なことは
入力信号のexp（jw0ｔ）なる成分が位相同期回路
１により抽出されることである。
掛算器５は、Ｉ(t)*Ｖ(t)又はＩ(t)V*(t)を求め
る。ここで＊は複素共役を示している。後者の場
合、掛算器５の出力は次式のように表せる。
る。ここで＊は複素共役を示している。後者の場
合、掛算器５の出力は次式のように表せる。
Ｉ(t)V*(t)＝ρexp（jθ0）＋ｎ(t)・exp｛−ｊ（w0
ｔ
＋θ0）｝ 次に、低域通過波器２では、掛算器５の出力
の平均値 Ｉ(t)V*(t)＝ρexp（jθ0）＋ｎ(t)・exp｛−ｊ（w0
ｔ
＋θ0）｝ が得られる。ここでｎ(t)は平均値０のランダム信
号であるので Ｉ(t)V*(t)＝ρexp（jθ0） ここでρexp（jθ0）は、複素数であるが、時間変
化のない直流値である。したがつて、この直流成
分は｜ρexp（jθ0）｜＝ρである。
ｔ
＋θ0）｝ 次に、低域通過波器２では、掛算器５の出力
の平均値 Ｉ(t)V*(t)＝ρexp（jθ0）＋ｎ(t)・exp｛−ｊ（w0
ｔ
＋θ0）｝ が得られる。ここでｎ(t)は平均値０のランダム信
号であるので Ｉ(t)V*(t)＝ρexp（jθ0） ここでρexp（jθ0）は、複素数であるが、時間変
化のない直流値である。したがつて、この直流成
分は｜ρexp（jθ0）｜＝ρである。
したがつて、低域通過波器２の出力の絶対値
を求めれば、キヤリア存在時にはキヤリア振幅が
検出できることになる。ただし、この発明ではキ
ヤリア振幅値を直接求めることはそれほど重要で
はなく、振幅値の大きさに対して単調に変化する
値、たとえば、振幅の２乗値でもさしつかえはな
い。したがつて、第１図では、全波整流器３にお
いて低域通過波器２の出力Ｉ(t)V*(t)（又はI*
(t)Ｖ(t)）の実部、虚部として入力される信号に対
して全波整流を施すことにより、その振幅の２乗
値を求めている。
を求めれば、キヤリア存在時にはキヤリア振幅が
検出できることになる。ただし、この発明ではキ
ヤリア振幅値を直接求めることはそれほど重要で
はなく、振幅値の大きさに対して単調に変化する
値、たとえば、振幅の２乗値でもさしつかえはな
い。したがつて、第１図では、全波整流器３にお
いて低域通過波器２の出力Ｉ(t)V*(t)（又はI*
(t)Ｖ(t)）の実部、虚部として入力される信号に対
して全波整流を施すことにより、その振幅の２乗
値を求めている。
以上の説明は、キヤリア信号が入力されている
場合の説明である。次に無信号時、すなわちＩ(t)
＝ｎ(t)の場合について説明する。このとき、電圧
制御発振器１１は、全く自由な周波数で発振する
ことになり、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。すると掛算器の出力は、 Ｉ(t)・V*(t)＝ｎ(t)8exp｛−ｊ（woｔ＋θn）｝ となり、 Ｉ(t)V*(t)＝０ となり、低域通過波器２の出力は零となり、プ
リアンブル信号が入力されていないことがわか
る。
場合の説明である。次に無信号時、すなわちＩ(t)
＝ｎ(t)の場合について説明する。このとき、電圧
制御発振器１１は、全く自由な周波数で発振する
ことになり、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。すると掛算器の出力は、 Ｉ(t)・V*(t)＝ｎ(t)8exp｛−ｊ（woｔ＋θn）｝ となり、 Ｉ(t)V*(t)＝０ となり、低域通過波器２の出力は零となり、プ
リアンブル信号が入力されていないことがわか
る。
次に、位相変調信号・入力時、すなわち
Ｉ(t)＝ρexP｛ｊ（w0ｔ＋θ(t)）｝＋ｎ(t)
ここでθ(t)の平均値は０でＫ位相変調方式の場
合には±2π／Ｋ・ｉ（ｉ＝０〜Ｋ−１）を同一確率 でとる。
合には±2π／Ｋ・ｉ（ｉ＝０〜Ｋ−１）を同一確率 でとる。
の場合にはついて説明する。
この場合、電圧制御発振器１１は、ランダムな
信号には同期することができないため、自由な周
波数で発振することになり、Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ
＋(t)）｝となる。すると、低域波器２の出力は、 Ｉ(t)V*(t)＝ρexp｛ｊ（θ(t)−θn）｝＋ｎ(t)・exp
｛−
ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。上式第２項は、先に説明したことと同様
の理由により０となり、第１項においてexp（jθ
(t)）はランダムな値（４相位相変調の場合０，1/
２π，π，3/2π）をとるので０となる。したがつ
て、この場合にも低域波器出力は０となる。
信号には同期することができないため、自由な周
波数で発振することになり、Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ
＋(t)）｝となる。すると、低域波器２の出力は、 Ｉ(t)V*(t)＝ρexp｛ｊ（θ(t)−θn）｝＋ｎ(t)・exp
｛−
ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。上式第２項は、先に説明したことと同様
の理由により０となり、第１項においてexp（jθ
(t)）はランダムな値（４相位相変調の場合０，1/
２π，π，3/2π）をとるので０となる。したがつ
て、この場合にも低域波器出力は０となる。
以上説明したように、入力Ｉ(t)に正弦波信号
exp（jw0t）が含まれている限り、低域波器出
力に非零の値が現れる。このときのみ、w0が未
知であつても、位相同期回路１が同期引込みを行
なうことができる。６は入力端子１００に加えら
れる信号の振幅を一定にする定振幅回路で実際に
は単純なリミツタで代用できる。５はリミツタ出
力を電圧制御発振器出力で乗積検波する乗積検波
器である。
exp（jw0t）が含まれている限り、低域波器出
力に非零の値が現れる。このときのみ、w0が未
知であつても、位相同期回路１が同期引込みを行
なうことができる。６は入力端子１００に加えら
れる信号の振幅を一定にする定振幅回路で実際に
は単純なリミツタで代用できる。５はリミツタ出
力を電圧制御発振器出力で乗積検波する乗積検波
器である。
第２図ａとｄはこの乗積検波器５の出力端子１
０１の複素表示出力を示したものでありａは雑音
のみでキヤリアが入力されていないので、平均値
零の雑音のみが出力されている。ｄは入力端子１
００にキヤリアが印加されている時の出力であ
り、キヤリア成分９０が雑音の為に大きな位相ジ
ツタを伴つて現われていることが分る。
０１の複素表示出力を示したものでありａは雑音
のみでキヤリアが入力されていないので、平均値
零の雑音のみが出力されている。ｄは入力端子１
００にキヤリアが印加されている時の出力であ
り、キヤリア成分９０が雑音の為に大きな位相ジ
ツタを伴つて現われていることが分る。
第１図に戻り２は直流検出器で減算器２０と積
分器２１（α／ｓ）とから成りその伝達関係数Ｆ
(s)はＦ(s)＝α／α＋ｓなる低域通過波器を構成
している。
分器２１（α／ｓ）とから成りその伝達関係数Ｆ
(s)はＦ(s)＝α／α＋ｓなる低域通過波器を構成
している。
ここで低域通過波器２の時定数は伝送ビツト
長より十分長く、プリアンブル中のキヤリア成分
継続時間より十分短かく設定する必要がある。出
力端子１０１には複素信号が出力されているので
実際には同相、直交両信号に対し独立な同一のＦ
(s)が用意されることになる。
長より十分長く、プリアンブル中のキヤリア成分
継続時間より十分短かく設定する必要がある。出
力端子１０１には複素信号が出力されているので
実際には同相、直交両信号に対し独立な同一のＦ
(s)が用意されることになる。
第２図ｂ，ｅは出力端子１０２の出力を示す。
すなわちｂは雑音のみｅはキヤリア信号有りの時
のものであり、ｅのキヤリア成分９０′が容易に
検出できることが分かる。
すなわちｂは雑音のみｅはキヤリア信号有りの時
のものであり、ｅのキヤリア成分９０′が容易に
検出できることが分かる。
第１図に戻り３は先ほどの直流検出器２の出力
端子１０２の振幅を検出する振幅検出器として動
作する全波整流器である。９は同整流器の出力を
さらに平滑化する為の低域波器である。この低
域波器４の出力ｒの確率密度関数Ｐ(r)を雑音の
みの場合とキヤリア有との場合で比較したのが第
２図ｃとｆである。
端子１０２の振幅を検出する振幅検出器として動
作する全波整流器である。９は同整流器の出力を
さらに平滑化する為の低域波器である。この低
域波器４の出力ｒの確率密度関数Ｐ(r)を雑音の
みの場合とキヤリア有との場合で比較したのが第
２図ｃとｆである。
これにより、一定の閾値Ｒに対し（Ｒ＞ｒ）な
らキヤリア無し（Ｒ≦ｒ）ならキヤリア有りと判
定すれば良いことが分る。一般的に(c)に於けるｒ
の平均値roは極低Ｃ／Ｎ時においても（Ｒ≫ro）
とすることが可能であるので、十分高い確度でプ
リアンブルを検出することができる。即ち、Ｒは
正弦波信号受信時の出力ｒをrsとして、ro≪Ｒ＜
rsと設定する。ただしプリアンブルの頭を検出す
る為だけならば、直流検出器は不用で、乗積検波
器出力１０１を直接端子１０２に接続してもよ
い。
らキヤリア無し（Ｒ≦ｒ）ならキヤリア有りと判
定すれば良いことが分る。一般的に(c)に於けるｒ
の平均値roは極低Ｃ／Ｎ時においても（Ｒ≫ro）
とすることが可能であるので、十分高い確度でプ
リアンブルを検出することができる。即ち、Ｒは
正弦波信号受信時の出力ｒをrsとして、ro≪Ｒ＜
rsと設定する。ただしプリアンブルの頭を検出す
る為だけならば、直流検出器は不用で、乗積検波
器出力１０１を直接端子１０２に接続してもよ
い。
直流検出器は、キヤリア信号が終り次のクロツ
ク信号が始つたことを検出する為に設けられてい
る訳である。すなわち、クロツクが送信され出す
と、第２図d′の９０′のキヤリア成分はπ相変調
されて交互に受信される。その為、端子１０１の
キヤリア成分は、この時点から消滅し、後続の直
流検出器で検出されていた定常成分は急激に消滅
し、端子１０２には第２図ｂの様な出力が再び現
われる。
ク信号が始つたことを検出する為に設けられてい
る訳である。すなわち、クロツクが送信され出す
と、第２図d′の９０′のキヤリア成分はπ相変調
されて交互に受信される。その為、端子１０１の
キヤリア成分は、この時点から消滅し、後続の直
流検出器で検出されていた定常成分は急激に消滅
し、端子１０２には第２図ｂの様な出力が再び現
われる。
これによつてプリアンブルがキヤリア成分から
クロツク成分又はデータ成分に変化したことが明
確になる。
クロツク成分又はデータ成分に変化したことが明
確になる。
ここで端子２００の出力を
キヤリア入力に対応するものをrc
雑音入力に対応するものをrn
クロツク入力に対応するものをrck
データ入力に対応するものをrd
とそれぞれ表すと、rn，rck，rd≪Ｒ＜rcなるＲ
が容易に設定出来るので、端子２００の後に、Ｒ
を識別値とする２値の識別回路を接続すること
が、最も簡単にキヤリア検出／未検出の２値の出
力が得られる方法である。
が容易に設定出来るので、端子２００の後に、Ｒ
を識別値とする２値の識別回路を接続すること
が、最も簡単にキヤリア検出／未検出の２値の出
力が得られる方法である。
第３図は以上説明した総ての動作を通して説明
する為の図で波形１０００，２０００，３００
０，４０００，および５０００は各々雑音，キヤ
リア成分，クロツク成分、データ成分、そしてバ
ーストが終了して再び顕著となつた雑音を示して
いる。
する為の図で波形１０００，２０００，３００
０，４０００，および５０００は各々雑音，キヤ
リア成分，クロツク成分、データ成分、そしてバ
ーストが終了して再び顕著となつた雑音を示して
いる。
一方、波形１００１，２００１，３００１，４
００１および５００１は第１図の低域波器４の
出力を示していて、その時間関係は各々先の１０
００，２０００，３０００，４０００，そして５
０００に対応している。
００１および５００１は第１図の低域波器４の
出力を示していて、その時間関係は各々先の１０
００，２０００，３０００，４０００，そして５
０００に対応している。
まず入力端子１００に雑音しか加えられていな
い時には、波形１００１は零に近い小さい値にな
つている。次にキヤリア成分が印加されると波形
２００１は急激に立上り、キヤリア検出を行う。
さらにクロツク、データが始まると波形３００１
は再び急激に下つていく。
い時には、波形１００１は零に近い小さい値にな
つている。次にキヤリア成分が印加されると波形
２００１は急激に立上り、キヤリア検出を行う。
さらにクロツク、データが始まると波形３００１
は再び急激に下つていく。
最後にバーストが終了して雑音のみになり、波
形５００１はさらに小さくなつていく。本発明の
特徴は、波形１００１，２００１，３００１，４
００１，５００１が入力Ｃ／Ｎに対し、あまり大
きく変わらない点でありこれがプリアンブルを的
確に検出できる根拠となつている。
形５００１はさらに小さくなつていく。本発明の
特徴は、波形１００１，２００１，３００１，４
００１，５００１が入力Ｃ／Ｎに対し、あまり大
きく変わらない点でありこれがプリアンブルを的
確に検出できる根拠となつている。
ここで第１図の６の定振幅回路の働きを説明す
る。
る。
通常の無線受信器は入力信号と一定にする為の
自動利得制御（AGC）が働いている。その為第
３図１０００の無信号時には、このAGCにより
入力雑音は高利得でプリアンブル検出器の入力端
子１００に加えらる。そしてキヤリア成分２００
０が送信されても、AGCの時定数があまり小さ
くないので、当初は非常に大きなレベルで現わ
れ、徐々に通常のレベルに戻つていく。
自動利得制御（AGC）が働いている。その為第
３図１０００の無信号時には、このAGCにより
入力雑音は高利得でプリアンブル検出器の入力端
子１００に加えらる。そしてキヤリア成分２００
０が送信されても、AGCの時定数があまり小さ
くないので、当初は非常に大きなレベルで現わ
れ、徐々に通常のレベルに戻つていく。
従つてプリアンブル検出器出力も第３図に示し
た形に対し第４図の様な形となる。波形２００
１′の最大値は無信号時のAGCの利得により決ま
るもので入力雑音レベルによつて一定しない。ま
た無信号時の雑音も大幅に増大する。
た形に対し第４図の様な形となる。波形２００
１′の最大値は無信号時のAGCの利得により決ま
るもので入力雑音レベルによつて一定しない。ま
た無信号時の雑音も大幅に増大する。
その為、キヤリア信号の有無も一定の閾値Ｒで
識別することが不正確になる恐れがある。この様
な状況を回避する為に設けられたのが６の定振幅
回路である。これにより、無信号時の雑音レベル
に全く無関係にプリアンブル検出器の出力は安定
的に第３図の波形を保つことになる。
識別することが不正確になる恐れがある。この様
な状況を回避する為に設けられたのが６の定振幅
回路である。これにより、無信号時の雑音レベル
に全く無関係にプリアンブル検出器の出力は安定
的に第３図の波形を保つことになる。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図。第２図は第１図の各部の出力を示している
図。第３図、第４図は一つのバースト信号に対す
る本実施例の出力端子２００の出力波形を示す
図。 図中、１は位相同期回路、２は直流検出器、３
は振幅検出器、５は乗積検波器、６は定振幅回
路。
図。第２図は第１図の各部の出力を示している
図。第３図、第４図は一つのバースト信号に対す
る本実施例の出力端子２００の出力波形を示す
図。 図中、１は位相同期回路、２は直流検出器、３
は振幅検出器、５は乗積検波器、６は定振幅回
路。
Claims (1)
- １ 位相差検出器と電圧制御発振器を含み入力信
号に位相同期する位相同期回路と、前記入力信号
の振幅を一定にする定振幅回路と、該定振幅回路
出力を前記電圧制御発振器出力で乗積検波する乗
積検波器と、前記乗積検波器出力の固定ベクトル
成分を検出する直流検出器と、該直流検出器の出
力振幅を検出する振幅検出器とを備え、該振幅検
出器の出力の大小に従つて入力にキヤリア信号が
含まれていることを検出することを特徴とするプ
リアンブル検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5752883A JPS59183561A (ja) | 1983-04-01 | 1983-04-01 | プリアンプル検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5752883A JPS59183561A (ja) | 1983-04-01 | 1983-04-01 | プリアンプル検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59183561A JPS59183561A (ja) | 1984-10-18 |
| JPH0588022B2 true JPH0588022B2 (ja) | 1993-12-20 |
Family
ID=13058239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5752883A Granted JPS59183561A (ja) | 1983-04-01 | 1983-04-01 | プリアンプル検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59183561A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4847719A (ja) * | 1971-10-18 | 1973-07-06 |
-
1983
- 1983-04-01 JP JP5752883A patent/JPS59183561A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4847719A (ja) * | 1971-10-18 | 1973-07-06 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59183561A (ja) | 1984-10-18 |
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