JPH0588021B2 - - Google Patents
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- JPH0588021B2 JPH0588021B2 JP58003105A JP310583A JPH0588021B2 JP H0588021 B2 JPH0588021 B2 JP H0588021B2 JP 58003105 A JP58003105 A JP 58003105A JP 310583 A JP310583 A JP 310583A JP H0588021 B2 JPH0588021 B2 JP H0588021B2
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- signal
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- carrier
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- detector
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は時分割無線伝送方式のプリアンブル
信号の先頭に送信されるキヤリア信号検出に関
る。
信号の先頭に送信されるキヤリア信号検出に関
る。
現在衛星通信に於けるデイジタル伝送は、参加
各局が自己の送信容量に応じた長さのバースト信
号を決められた順序に次々に送信していく
TDMA方式が用いられている。同信号を受けた
局は、これを次々に復調し自局宛の信号のみを抽
出して自己の地上回線へ送り出す。この時の復調
方式として、PSKに対しては特性の優れた同期
検波を用いるのが普通である。その為、信号復調
に先立つてキヤリア同期とクロツク抽出が不可欠
な処理となる。送信局は受信局の同処理を迅速に
行なわしめる様にバースト信号の先頭にキヤリア
信号だけの部分とクロツクにより変調したキヤリ
ア信号部分を主にしたプリアンブル信号と呼ばれ
る同期用信号を付加する、周波数変動の大きいキ
ヤリア信号を短時間で同期させる為に、受信側で
はキヤリア同期回路のループ帯域を切り換えた
り、位相差検出器を無変調信号受信用とクロツク
変調信号受信用の２相変調用とに切り換える必要
がある。これらの切り換えを有効に行なわせる為
にはプリアンブル信号の先頭部分を一早く検出す
る必要がある。
各局が自己の送信容量に応じた長さのバースト信
号を決められた順序に次々に送信していく
TDMA方式が用いられている。同信号を受けた
局は、これを次々に復調し自局宛の信号のみを抽
出して自己の地上回線へ送り出す。この時の復調
方式として、PSKに対しては特性の優れた同期
検波を用いるのが普通である。その為、信号復調
に先立つてキヤリア同期とクロツク抽出が不可欠
な処理となる。送信局は受信局の同処理を迅速に
行なわしめる様にバースト信号の先頭にキヤリア
信号だけの部分とクロツクにより変調したキヤリ
ア信号部分を主にしたプリアンブル信号と呼ばれ
る同期用信号を付加する、周波数変動の大きいキ
ヤリア信号を短時間で同期させる為に、受信側で
はキヤリア同期回路のループ帯域を切り換えた
り、位相差検出器を無変調信号受信用とクロツク
変調信号受信用の２相変調用とに切り換える必要
がある。これらの切り換えを有効に行なわせる為
にはプリアンブル信号の先頭部分を一早く検出す
る必要がある。
従来行なわれているTDMA方式は、信号対雑
音電力比（Ｃ／Ｎ）がかなり大きい所で動作して
いるので、受信信号の入力電力を検出することに
より的確にプリアンブル信号を検出することがで
きる。しかし将来、船舶、自動車を中心にした移
動局用の衛星通信ではビツト誤り制御を前提にし
た超低Ｃ／Ｎでの狭帯域デイジタル通信が有力視
されれている。この時、衛星の送信電力の有効利
用を狙つて送信信号の無い時間帯に自己の送信信
号をストツプするボイス・アクチベーシヨン方式
が用いられることが考えられる。この場合には結
果的に一チヤンネル狭帯域信号もバースト信号に
なり、プリアンブル検出機能が必要となる。ただ
しＣ／Ｎが極めて低いので、受信電力監式方式で
は十分の確度で、これを検出することはできな
い。
音電力比（Ｃ／Ｎ）がかなり大きい所で動作して
いるので、受信信号の入力電力を検出することに
より的確にプリアンブル信号を検出することがで
きる。しかし将来、船舶、自動車を中心にした移
動局用の衛星通信ではビツト誤り制御を前提にし
た超低Ｃ／Ｎでの狭帯域デイジタル通信が有力視
されれている。この時、衛星の送信電力の有効利
用を狙つて送信信号の無い時間帯に自己の送信信
号をストツプするボイス・アクチベーシヨン方式
が用いられることが考えられる。この場合には結
果的に一チヤンネル狭帯域信号もバースト信号に
なり、プリアンブル検出機能が必要となる。ただ
しＣ／Ｎが極めて低いので、受信電力監式方式で
は十分の確度で、これを検出することはできな
い。
本発明の目的は、関る極低Ｃ／Ｎ時に動作する
プリアンブル検出器を提供することにある。
プリアンブル検出器を提供することにある。
本発明は位相差検出器と電圧制御発振器を含み
入力信号に位相同期する位相同期回路と；前記入
力信号に前記電圧制御発振器出力を乗ずる掛算器
と；前記掛算器出力の直流オフセツトを検出する
直流検出器と；該直流検出器出力の振幅を検出す
る振幅検出器とを備え、該振幅検出器の出力の大
小に従つて入力にキヤリア信号が含まれているこ
とを検出することを特徴とするプリアンプル検出
器である。
入力信号に位相同期する位相同期回路と；前記入
力信号に前記電圧制御発振器出力を乗ずる掛算器
と；前記掛算器出力の直流オフセツトを検出する
直流検出器と；該直流検出器出力の振幅を検出す
る振幅検出器とを備え、該振幅検出器の出力の大
小に従つて入力にキヤリア信号が含まれているこ
とを検出することを特徴とするプリアンプル検出
器である。
次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図で、図中１は位相差検出器１０と電圧制御発振
器１１とから成る位相同期回路であり、入力端子
１００にキヤリア信号が印加された時には同信号
に同期する様に設計されているものとする。
図で、図中１は位相差検出器１０と電圧制御発振
器１１とから成る位相同期回路であり、入力端子
１００にキヤリア信号が印加された時には同信号
に同期する様に設計されているものとする。
ここで、入力信号Ｉ(t)は、次式で示されるよう
な複素信号として説明する。
な複素信号として説明する。
Ｉ(t)＝ρexp（jw0ｔ）＋ｎ(t)
なお、w0はキヤリア周波数であり、受信側で
は未知の値である。またｎ(t)は雑音示している。
は未知の値である。またｎ(t)は雑音示している。
まず、Ｉ(t)が位相同期回路１に入力されると、
電圧制御発振器１１の出力Ｖ(t)は、Ｉ(t)のexp
（jw0ｔ）成分に同期し、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（w0ｔ＋θ0）｝ となる。ここではθ0は回路の遅延その他の不確定
性により生じる定数である。ここで重要なことは
入力信号のexp（jw0ｔ）なる成分が位相同期回路
１により抽出されることである。
電圧制御発振器１１の出力Ｖ(t)は、Ｉ(t)のexp
（jw0ｔ）成分に同期し、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（w0ｔ＋θ0）｝ となる。ここではθ0は回路の遅延その他の不確定
性により生じる定数である。ここで重要なことは
入力信号のexp（jw0ｔ）なる成分が位相同期回路
１により抽出されることである。
掛算器５は、Ｉ(t)＊Ｖ(t)又はＩ(t)Ｖ＊(t)を求め
る。ここで＊は複素共役を示している。後者の場
合、掛算器５の出力は次式のように表せる。
る。ここで＊は複素共役を示している。後者の場
合、掛算器５の出力は次式のように表せる。
Ｉ(t)Ｖ＊(t)＝σexp（jθ0）＋ｎ(t)・exp｛−ｊ（w
0
ｔ＋θ0）｝ 次に、低域通過波器２では、掛算器５の出力
の平均値 (t)*(t)＝（0）＋(t)・｛
−（0
ｔ＋θ0）｝ が得られる。ここでｎ(t)は平均値０のランダム信
号であるので (t)*(t)＝（0） ここでρexp（jθ0）は、複素数であるが、時間変
化のない直流値である。したがつて、この直流成
分は｜ρexp（jθ0）｜＝ρである。
0
ｔ＋θ0）｝ 次に、低域通過波器２では、掛算器５の出力
の平均値 (t)*(t)＝（0）＋(t)・｛
−（0
ｔ＋θ0）｝ が得られる。ここでｎ(t)は平均値０のランダム信
号であるので (t)*(t)＝（0） ここでρexp（jθ0）は、複素数であるが、時間変
化のない直流値である。したがつて、この直流成
分は｜ρexp（jθ0）｜＝ρである。
したがつて、低域通過波器２の出力の絶対値
を求めれば、キヤリア存在時にはキヤリア振幅が
検出できることになる。ただし、この発明ではキ
ヤリア振幅値を直接求めることはそれほど重要で
はなく、振幅値の大きさに対して単調に変化する
値、たとえば、振幅の２乗値でもさしつかえはな
い。したがつて、第１図では、全波整流器３にお
いて低域通過波器２の出力(t)*(t)（又は*
(t)Ｖ(t)の実部、虚部として入力される信号に対し
て全波整流を施すことにより、その振幅の２乗値
を求めている。
を求めれば、キヤリア存在時にはキヤリア振幅が
検出できることになる。ただし、この発明ではキ
ヤリア振幅値を直接求めることはそれほど重要で
はなく、振幅値の大きさに対して単調に変化する
値、たとえば、振幅の２乗値でもさしつかえはな
い。したがつて、第１図では、全波整流器３にお
いて低域通過波器２の出力(t)*(t)（又は*
(t)Ｖ(t)の実部、虚部として入力される信号に対し
て全波整流を施すことにより、その振幅の２乗値
を求めている。
以上の説明は、キヤリア信号が入力されている
場合の説明である。次に無信号時、すなわちＩ(t)
＝ｎ(t)の場合について説明する。このとき、電圧
制御発振器１１は、全く自由な周波数で発振する
ことになり、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。すると掛算器の出力は、 Ｉ(t)・V*(t)＝ｎ(t)exp｛−ｊ（wo＋θn）｝ となり、 (t)*(t)＝０ となり、低域通過波器２の出力は零となり、プ
リアンブル信号が入力されていないことがわか
る。
場合の説明である。次に無信号時、すなわちＩ(t)
＝ｎ(t)の場合について説明する。このとき、電圧
制御発振器１１は、全く自由な周波数で発振する
ことになり、 Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。すると掛算器の出力は、 Ｉ(t)・V*(t)＝ｎ(t)exp｛−ｊ（wo＋θn）｝ となり、 (t)*(t)＝０ となり、低域通過波器２の出力は零となり、プ
リアンブル信号が入力されていないことがわか
る。
次に、位相変調信号・入力時、すなわち
Ｉ(t)＝ρexP｛ｊ（w0t＋θ(t)）｝＋ｎ(t)
の場合にはついて説明する。
この場合、電圧制御発振器１１は、ランダムな
信号には同期することができないため、自由な周
波数で発振することになり、Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ
＋(t)）｝となる。すると、低域波器２の出力は、 (t)*(t)＝｛（(t)−）｝＋(t)
・
｛−ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。上式第２項は、先に説明したことと同様
の理由により０となり、第１項において（
(t)）はランダムな値（４相位相変調の場合０，1/
２π，π，3/2π）をとるので０となる。したがつ
て、この場合にも低域波器出力は０となる。
信号には同期することができないため、自由な周
波数で発振することになり、Ｖ(t)＝exp｛ｊ（woｔ
＋(t)）｝となる。すると、低域波器２の出力は、 (t)*(t)＝｛（(t)−）｝＋(t)
・
｛−ｊ（woｔ＋θn）｝ となる。上式第２項は、先に説明したことと同様
の理由により０となり、第１項において（
(t)）はランダムな値（４相位相変調の場合０，1/
２π，π，3/2π）をとるので０となる。したがつ
て、この場合にも低域波器出力は０となる。
以上説明したように、入力Ｉ(t)に正弦波信号
exp（jw0ｔ）が含まれている限り、低域波器出
力に非零の値が現れる。このときのみ、w0が未
知であつても、位相同期回路１が同期引き込みを
行なうことができる。５は掛算器で複素入力信号
と、expj（Δwt＋θ0）なる形で表わされる電圧制
御発振器１１との複素乗算結果を求めるものであ
る。第２図ａとa′はこの掛算器５の出力端子１０
１の複素表示出力を示したものであり、(a)は雑音
のみでキヤリアが入力されていないので、平均値
零の雑音のみが出力されている。a′は入力端子１
００にキヤリアが印加されている時の出力であ
り、キヤリア成分９０が雑音の為に大きな位相ジ
ツタを伴つて現われていることが分る。
exp（jw0ｔ）が含まれている限り、低域波器出
力に非零の値が現れる。このときのみ、w0が未
知であつても、位相同期回路１が同期引き込みを
行なうことができる。５は掛算器で複素入力信号
と、expj（Δwt＋θ0）なる形で表わされる電圧制
御発振器１１との複素乗算結果を求めるものであ
る。第２図ａとa′はこの掛算器５の出力端子１０
１の複素表示出力を示したものであり、(a)は雑音
のみでキヤリアが入力されていないので、平均値
零の雑音のみが出力されている。a′は入力端子１
００にキヤリアが印加されている時の出力であ
り、キヤリア成分９０が雑音の為に大きな位相ジ
ツタを伴つて現われていることが分る。
第１図に戻り２は直流検出器として働く低域通
過波器で減算器２０と（α／ｓ）なる積分器２
１とから成り入力と積分器出力までの伝達関数Ｆ
(s)として（α／ｓ＋α）なる低域通過波器を構
成している。
過波器で減算器２０と（α／ｓ）なる積分器２
１とから成り入力と積分器出力までの伝達関数Ｆ
(s)として（α／ｓ＋α）なる低域通過波器を構
成している。
ここで低域通過波器２の時定数は伝送ビツト
長より十分長く、プリアンブル中のキヤリア成分
継続時間より十分に短く設定する必要がある。積
分器２１の出力は従つて端子１０１の直流オフセ
ツトの平均値と等しくなる。この様子を第２図
ｂ，b′に示す。すなわちｂは雑音のみ、b′はキヤ
リア信号有りの時のものであり、b′のキヤリア成
分９０′が容易に検出できることが分る。
長より十分長く、プリアンブル中のキヤリア成分
継続時間より十分に短く設定する必要がある。積
分器２１の出力は従つて端子１０１の直流オフセ
ツトの平均値と等しくなる。この様子を第２図
ｂ，b′に示す。すなわちｂは雑音のみ、b′はキヤ
リア信号有りの時のものであり、b′のキヤリア成
分９０′が容易に検出できることが分る。
第１図に戻り３は先ほどの直流検出器２の出力
端子１０２の振幅を検出する振幅検出器として動
作する全波整流器である。９は同整流器の出力を
さらに平滑化する為の低域波器である。この低
域波器９の出力ｒの確率密度関数Ｐ(r)を雑音の
みの場合とキヤリア有との場合で比較したのが第
２図ｃとc′である。
端子１０２の振幅を検出する振幅検出器として動
作する全波整流器である。９は同整流器の出力を
さらに平滑化する為の低域波器である。この低
域波器９の出力ｒの確率密度関数Ｐ(r)を雑音の
みの場合とキヤリア有との場合で比較したのが第
２図ｃとc′である。
これにより、一定の閾値Ｒに対し（Ｒ＞ｒ）な
らキヤリア無し（Ｒ≦ｒ）ならキヤリア有りと判
定すれば良いことが分る。一般的に(c)に於けるｒ
の平均値roは極低Ｃ／Ｎ時においても（Ｒ≫ro）
とすることが可能であるので、十分高い確度でプ
リアンブルを検出することができる。即ち、Ｒは
正弦の波信号受信時の出力ｒをrsとすると、ro≪
Ｒ＜rs、と設定する。ただし、プリアンブルの頭
を検出する為だけならば、直流検出器は不用で、
掛算器出力１０１を直接端子１０２に接続しても
よい。
らキヤリア無し（Ｒ≦ｒ）ならキヤリア有りと判
定すれば良いことが分る。一般的に(c)に於けるｒ
の平均値roは極低Ｃ／Ｎ時においても（Ｒ≫ro）
とすることが可能であるので、十分高い確度でプ
リアンブルを検出することができる。即ち、Ｒは
正弦の波信号受信時の出力ｒをrsとすると、ro≪
Ｒ＜rs、と設定する。ただし、プリアンブルの頭
を検出する為だけならば、直流検出器は不用で、
掛算器出力１０１を直接端子１０２に接続しても
よい。
直流検出回路は、キヤリア信号が終り次のクロ
ツク信号が始まつたことを検出する為に設けられ
ている訳である。すなわち、クロツクが送信され
出すと、第２図b′の９０′のキヤリア成分はπ相
変調されて交互に受信される。その為、端子１０
１のキヤリア成分は、この時点から消滅し、後続
の直流検出回路で検出されれていた定常成分は急
激に消滅し、端子１０２には第２図ｂの様な出力
が再び現われる。
ツク信号が始まつたことを検出する為に設けられ
ている訳である。すなわち、クロツクが送信され
出すと、第２図b′の９０′のキヤリア成分はπ相
変調されて交互に受信される。その為、端子１０
１のキヤリア成分は、この時点から消滅し、後続
の直流検出回路で検出されれていた定常成分は急
激に消滅し、端子１０２には第２図ｂの様な出力
が再び現われる。
この直流検出回路の帯域はキヤリアの検出精度
度を上げる意味で狭くすることができ、先の位相
同期系はあまり狭くするとキヤリアの引込み範囲
を狭くすることになり狭帯域化できない欠点を補
つている。
度を上げる意味で狭くすることができ、先の位相
同期系はあまり狭くするとキヤリアの引込み範囲
を狭くすることになり狭帯域化できない欠点を補
つている。
これによつてプリアンブルがキヤリア成分から
クロツク成分又はデータ成分に変化したことが明
確になる。
クロツク成分又はデータ成分に変化したことが明
確になる。
ここで、端子２００の出力を
キヤリア入力に対応するものをrc
雑音入力に対応するものをrn
クロツク入力に対応するものをrck
データ入力に対応するものをrd
とそれぞれ書くと、rn，rck，rd≪Ｒ＜rcなるＲ
が容易に設定出来るので、端子２００の後に、Ｒ
を識別値とする２値の識別回路を接続すること
が、最も簡単にキヤリア検出／未検出の２値の出
力が得られる方法である。
が容易に設定出来るので、端子２００の後に、Ｒ
を識別値とする２値の識別回路を接続すること
が、最も簡単にキヤリア検出／未検出の２値の出
力が得られる方法である。
第３図は以上説明した総ての動作を通して説明
する為の図で波形１０００，２０００，３００
０，４０００および５０００は各々雑音，キヤリ
ア成分，クロツク成分，データ成分、そしてバー
ストが終了して再び顕著となつた雑音を示してい
る。
する為の図で波形１０００，２０００，３００
０，４０００および５０００は各々雑音，キヤリ
ア成分，クロツク成分，データ成分、そしてバー
ストが終了して再び顕著となつた雑音を示してい
る。
一方、波形１００１，２００１，３００１，４
００１および５００１は第１図の低域波器９の
出力を示していて、その時間関係は各々先の１０
００，２０００，３０００，４０００，そして５
０００に対応している。
００１および５００１は第１図の低域波器９の
出力を示していて、その時間関係は各々先の１０
００，２０００，３０００，４０００，そして５
０００に対応している。
まず入力端子１００に雑音しか加えられていな
い時には、波形１００１は零に近い小さい値にな
つている。次にキヤリア成分が印加されると波形
２００１は急激に立上り、キヤリア検出を行う。
さらにクロツク、データが始まると波形３００１
は再び急激に下つていく。
い時には、波形１００１は零に近い小さい値にな
つている。次にキヤリア成分が印加されると波形
２００１は急激に立上り、キヤリア検出を行う。
さらにクロツク、データが始まると波形３００１
は再び急激に下つていく。
最後にバーストが終了して雑音のみになり、波
形５００１はさらに小さくなつていく。本発明の
特徴は、波形１００１，２００１，３００１，４
００１，５００１が入力Ｃ／Ｎに対し、あまり大
きく変わらない点であり、これがプリアンブルを
的確に検出できる根拠となつている。
形５００１はさらに小さくなつていく。本発明の
特徴は、波形１００１，２００１，３００１，４
００１，５００１が入力Ｃ／Ｎに対し、あまり大
きく変わらない点であり、これがプリアンブルを
的確に検出できる根拠となつている。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図、図中１は位相同期回路、２は直流検出回路、
３は振幅検出器、５は掛算器を各々示す。第２図
は、第１図の各部の出力を示している図。第３図
は、一つのバースト信号に対する本実施例の出力
端子２００の出力波形を示す図。
図、図中１は位相同期回路、２は直流検出回路、
３は振幅検出器、５は掛算器を各々示す。第２図
は、第１図の各部の出力を示している図。第３図
は、一つのバースト信号に対する本実施例の出力
端子２００の出力波形を示す図。
Claims (1)
- １ 位相差検出器と電圧制御発振器を含み入力信
号に位相同期する位相同期回路と；前記入力信号
に前記電圧制御発振器出力を乗ずる掛算器と；該
掛算器出力の直流オフセツトを検出する直流検出
器と：該直流検出器出力の振幅を検出する振幅検
出器とを備え、該振幅検出器の出力の大小に従つ
て入力にキヤリア信号が含まれていることを検出
することを特徴とするプリアンブル検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58003105A JPS59128853A (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | プリアンブル検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58003105A JPS59128853A (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | プリアンブル検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59128853A JPS59128853A (ja) | 1984-07-25 |
| JPH0588021B2 true JPH0588021B2 (ja) | 1993-12-20 |
Family
ID=11548064
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58003105A Granted JPS59128853A (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | プリアンブル検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59128853A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0815278B2 (ja) * | 1986-12-19 | 1996-02-14 | 富士通株式会社 | キャリア検出方式 |
| KR100357706B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2002-10-25 | 주식회사 하이닉스반도체 | 이동통신 기지국에서의 프리앰블 탐색장치 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4847719A (ja) * | 1971-10-18 | 1973-07-06 |
-
1983
- 1983-01-12 JP JP58003105A patent/JPS59128853A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4847719A (ja) * | 1971-10-18 | 1973-07-06 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59128853A (ja) | 1984-07-25 |
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