JPH0582124B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は電気車用アクテイブフイルタ装置に係
り、特に可変電圧・可変周波数インバータ制御の
誘導電動機により駆動する電気車の運転時におけ
る誘導障害抑制技術に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

第１１図は、誘導電動機を可変電圧・可変周波
数インバータ（以下VVVFインバータと略す。）
により制御する場合の代表的な電気車制御装置の
主回路構成図で、パンタグラフ１により集電した
直流電源は、メインヒユーズ２、断流器３、高速
度シヤ断器４、更にリアクトル５及びコンデンサ
６を逆Ｌ形に接続して構成した直流フイルタ回路
を介してVVVFインバータ７に給電し、この
VVVFインバータ７により可変電圧・可変周波
数の三相交流に変換して誘導電動機８を制御して
いる。

この様な電気車においては、VVVFインバー
タに使用したスイツチング素子により断続制御さ
れた電流に起因する誘導障害、即ち低周波から高
周波までの幅広い可変周波数運転を行なう際に生
ずるインバータ周波数の６倍周波の高調波を含む
帰線電流が、第１１図中のｉに示す如く流れ、こ
の高調波電流の誘導により信号機や踏切等の各種
保安設備を誤動作させる問題がある。このため例
えば帰線電流に含まれるリツプル電流成分で50及
び60Hzの商用周波数帯の場合は0.7A以下に抑え
る必要がある。

したがつて従来のVVVFインバータ制御の誘
導電動機により駆動する電気車では、帰線電流に
含まれる高調波成分を低減するために、直流入力
側に直列リアクトルと並列コンデンサを用いた逆
Ｌ形LCパツシブフイルタが用いられている。し
かしこの方式により商用周波数帯の高調波成分を
前記の値以下に低減するためには、リアクトル及
びコンデンサの値をかなり大きくする必要があ
り、しかも電気車の場合は高耐圧、大容量のもの
が必要となるが、反面これらを取り付けるスペー
スに制約がある。

例えば、逆Ｌ形LCパツシブフイルタ方式では
50Hz成分のリツプル電流を10dB減衰するにはＬ
＝10mHとしてＣ＝6500μFという非常に大きな値
のものを用いねばならない。

一方、従来のいかなる方式のフイルタであつて
も、前記インバータの直流側回路に直結して用い
るため、インバータ起動時に前記コンデンサを充
電する為の突入電流及び事故発生時の異常電流、
そのほか過渡現像発生時の過電圧・過電流に耐え
得るだけの容量が必要となる。この場合、別な方
法、例えばコンデンサを用いて余剰なエネルギー
を吸収しフイルタを保護することも考えられる
が、トランジスタ等の半導体素子を使用するフイ
ルタではわずかな時間の前記過電圧・過電流によ
り前記半導体素子は破壊するため、有効な保護方
法が確立されていなかつた。

以上説明したように従来の逆Ｌ形LCパツシブ
フイルタ方式では、帰線電流に含まれる高調波成
分、特に商用周波数帯以下の成分を減衰するため
には大容量のリアクトルとコンデンサが必要とな
り、重量的、空間的、経済的に車両用としては不
利となる欠点があつた。また前記インバータとの
間の保護協調が不十分な欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
VVVFインバータ制御の誘導電動機により駆動
する電気車の運転時の帰線電流即ち直流主回路に
流れる電流に含まれる高調波電流、特に商用周波
数帯以下の脈動（リツプル）電流の低減を小形で
軽量な手段で達成して誘導障害を抑制し、前記イ
ンバータとの保護協調機能を備えた電気車用アク
テイブフイルタ装置を提供する。

〔発明の概要〕

本発明は、直流電源により誘導電動機を制御す
るVVVFインバータ、このVVVFインバータの
直流電源側にリアクトルと逆Ｌ形に接続して構成
した直流フイルタ回路用のコンデンサの電圧を検
出し、この電圧から前記VVVFインバータを動
作させることにより生ずる特定周波数の脈動（リ
ツプル）電圧を選択度の高い帯域濾波器により選
別し、前記インバータの主回路と絶縁を施し、増
幅器により増幅した後、変圧器を介して直流側に
前記直流フイルタ回路用コンデンサのリツプル電
圧とは位相を反転して前記直流の電圧と重畳する
ことにより、VVVFインバータ運転時の帰線電
流に含まれる前記特定周波数のリツプル電流を低
減する。

更に前記VVVFインバータの起動時における
突入電流、及び事故時の異常電流から本装置を保
護するために、これらの過渡現象を過電流検出
部、過電圧検出部により検知し、前記増幅器の入
力側を短絡することで強制的に前記増幅器の出力
を停止する入力短絡スイツチ、前記増幅器の出力
と前記変圧器との間の接続を断つことで前記増幅
器へ前記変圧器の一次巻線から過電圧が印加する
のを防ぐ出力スイツチを備えている。

〔発明の実施例〕

以下本発明の一実施例について図面を参照しな
がら説明する。

第１図に本発明の電気車用アクテイブフイルタ
装置の一実施例を示し、第１１図に示した電気車
制御装置の主回路構成図と同一の部分には同じ符
号を付けて説明を省略した。

第１図で、９はコンデンサ６の端子間電圧より
直流分及びパルス状の電圧を除去する後述する入
力フイルタ、１０は前記入力フイルタ９の出力電
圧を絶縁して後段の帯域濾波器１１に出力するた
めの絶縁変圧器で、帯域濾波器１１は前記絶縁変
圧器１０の出力電圧、即ち前記コンデンサ６の端
子間電圧より特定周波数（本実施例では商用周波
数帯の周波数）を選別する。１２は前記帯域濾波
器１１の出力電圧の振幅及び位相の調整機能を有
し、かつ電力増幅を行なう増幅器、１３は一次巻
線を前記増幅器１２の出力側に後述する出力スイ
ツチ１８を介して接続し、二次巻線をコンデンサ
６とVVVFインバータ７の並列回路と直列、即
ち前記リアクトル５と直列状に、前記コンデンサ
６の特定周波数のリツプル電圧とは逆位相の極性
に出力するように接続した変圧器である。１４は
前記リアクトル５と直列状に接続し前記電気車制
御装置の直流主回路の電流を検出する変流器であ
る。１５は前記変流器１４の出力電流と外部から
設定する電流上限値Irとを比較して、前記直流回
路の過電流を検出する後述する過電流検出部であ
る。１６は前記変圧器１３の一次巻線の両端の電
圧を検出し、外部から設定する電圧上限値Vrと
比較して前記増幅器１２の出力側の過電圧を検出
する後述する過電圧検出部である。１７は前記過
電流検出部１５及び過電圧検出部１６の出力信号
により前記増幅器１２への入力電圧を強制的に零
にする入力短絡スイツチである。出力スイツチ１
８は前記過電圧検出部１６の出力信号により、前
記増幅器１２と変圧器１３との接続を断ち、増幅
器１２を変圧器１３からの過電圧から回避する。

第２図は前記入力フイルタ９の回路の一例で、
コンデンサ１９と抵抗２０により構成する１次低
域濾波器と、抵抗２１とコンデンサ２２により構
成する１次高域濾波器と、抵抗２３及び２４によ
り構成する分圧器とからなりたつている。

第３図は前記過電流検出部１５の一実施例で、
前記変流器１４の出力電圧は直流主回路に流れる
電流の方向により正負の両極性であるため、直流
主回路に流れる電流の絶対値を演算する絶対値演
算部２５と、あらかじめ外部より設定する電流上
限値Irと前記絶対値演算部２５の出力電圧とを外
部より設定するヒステリシス幅Ihをもつて比較
し、前記直流主回路に流れる電流の過電流を検出
する比較部２６とより構成している。

第４図は前記過電圧検出部１６の一実施例で、
前記変圧器１３の一次巻線の両端の電圧の絶対値
を演算する絶対値演算部２７と、あらかじめ外部
より設定する電圧上限値Vrと前記絶対値演算部
２７の出力電圧とを比較し前記変圧器１３の一次
巻線の端子間の過電圧を検出する比較部２８と、
前記比較部２８からの過電圧検出信号により前記
入力短絡スイツチ１７をオンにし、かつ出力スイ
ツチ１８をオフにして、次に過電圧検出信号が解
除となつた時点より一定時間（本実施例では１秒
間）は前記入力短絡スイツチ１７及び出力スイツ
チ１８をそのままの状態で保持するための単安定
回路２９により構成している。

以下第１図に示した実施例の動作について説明
する。

先ず、パンダグラフ１、メインヒユーズ２、断
流器３、高速度しや断器４、リアクトル５、コン
デンサ６、インバータ７で構成した主回路の直流
電圧、すなわちコンデンサ６の端子間電圧を入力
フイルタ９に入力する。ここで入力フイルタ９の
減衰特性を例へば第５図に示す周波数特性となる
ように抵抗２０，２１及びコンデンサ１９，２２
の定数を定めることにより、前記コンデンサ６の
端子間電圧より直流分及び500Hz以上の周波数の
パルス状電圧を除去したのち、抵抗２３，２４で
構成した分圧器により前記主回路の異常時におい
ても入力フイルタ９を通して帯域濾波器１１の入
力が過電圧とならないように分圧する。

次に前記入力フイルタ９の出力を絶縁変圧器１
０を介して帯域濾波器１１に入力し、前記主回路
との絶縁をとつて、帯域濾波器１１、増幅器１
２、過電流検出部１５、過電圧検出部１６、変流
器１４の低圧回路化をはかる。

帯域濾波器１１は演算増幅器を用いて例へば第
６図に示す周波数特性とすることにより前記入力
フイルタ９の出力のリツプル電圧より商用周波数
帯のリツプル電圧を選別し、他の周波数のリツプ
ル電圧は減衰する。

次に前記帯域濾波器１１の出力を増幅器１２へ
入力し、帯域濾波器１１で選別した商用周波数帯
のリツプル電圧を増幅した後に変圧器１３へ出力
する。

なお増幅器１２に位相調整機能を持たせること
により、入力フイルタ９の入力と増幅器１２の出
力間の商用周波数帯リツプル電圧の位相差を調整
してほぼ零度にできるので、入力フイルタ９及び
帯域濾波器１１は位相特性を全く考慮せずに、振
幅特性を基準として定数を決定すればよい。

第７図に増幅器の位相調整機能の一例として、
入力電圧に対して出力電圧の位相を90°遅らせた
場合の波形を示した。第７図でａは入力電圧、ｂ
は出力電圧である。

変圧器１３は増幅器１２からの出力を位相を反
転して前記主回路の直流電圧に重畳する。

第８図に主回路の直流電圧即ちコンデンサ６に
含まれる商用周波数帯のリツプル電圧と変圧器１
３の出力電圧との関係を示した。第８図でａはリ
ツプル電圧、ｂは変圧器１３の出力電圧である。
上記により前記商用周波数帯のリツプル電圧は変
圧器１３の出力電圧により相殺されることにな
り、直流主回路に流れる電流に含まれるリツプル
電流を低減することができる。

一方、過電流検出部１５は、前記第１１図に示
した電気車制御装置の運転モードの違い、即ち力
行運転または回生運転により、前記直流主回路に
流れる電流即ち帰線電流の方向が反転するため
に、帰線電流を電圧に変換する変流器１４の出力
電圧は正負の両極性に現われるので、過電流検出
部１５の第３図に示した絶対値演算部２５により
帰線電流の絶対値相当の電圧Viを比較部２６へ
出力する。

第９図に主回路の帰線電流と過電流検出部１５
及び入力短絡スイツチ１７の動作例を示した。第
９図でａ前記帰線電流、ｂは第３図に示した過電
流検出部１５の絶対値演算部２５の出力電圧Vi、
Ｃは入力短絡スイツチ１７の動作である。

過電流検出部１５の比較部２６は、あらかじめ
外部より設定する電流上限値Irと絶対値演算部２
５の出力電圧Viとを比較し、電流上限値Irよりも
絶対値演算部２５の出力電圧Viが大きな値に達
した時に入力短絡スイツチ１７のオン信号を出力
し、また電流上限値Irとあらかじめ外部より設定
するヒステリシス幅Ihとの差よりも絶対値演算部
２５の出力電圧Viが小さな値に達した時に入力
短絡スイツチ１７のオフ信号を出力する。

この動作により前記主回路の帰線電流が電流上
限値Irよりも大きな値に達した場合に帰線電流が
過電流と判断して入力短絡スイツチ１７がオンす
るため、増幅器１２の入力が零となり増幅器１２
の出力が強制的に停止するので、変圧器１３の一
次巻線からの帰線電流が過電流になつたことによ
り生ずる誘起電圧等の影響を阻止することができ
る。

また過電圧検出部１６は、変圧器１３の一次巻
線の端子間の電圧、即ち増幅器１２の出力側の電
圧を検出して第４図に示した絶対値演算部２７に
より変圧器１３の一次巻線の端子間の電圧の絶対
値を比較部２８へ出力する。

第１０図に変圧器１３の一次巻線の端子間の電
圧と過電圧検出部１６、入力短絡スイツチ１７、
出力スイツチ１８の動作例を示した。第１０図で
ａは変圧器１３の一次巻線の端子間の電圧、ｂは
第４図に示した絶対値演算部２７の出力電圧Vj、
ｃは第１図に示した入力短絡スイツチ１７の動
作、ｄは出力スイツチ１８の動作である。

第４図に示した過電圧検出部１６の比較部２８
は、あらかじめ外部より設定する電圧上限値Vr
と絶対値演算部２７の出力電圧Vjとを比較し、
電圧上限値Vrよりも絶対値演算部２７の出力電
圧Vjが大きな値に達した時に過電圧検出信号を
単安定回路２９へ出力する。単安定回路２９は比
較部２８からの過電圧検出信号により入力短絡ス
イツチ１７をオンにし、かつ出力スイツチ１８を
オフにし、次に電圧上限値Vrよりも絶対値演算
部２７の出力電圧Vjが小さな値に達して比較部
２８からの過電圧検出信号が解除となつた場合
は、その時点より一定時間Ｔ（本実施例では１秒
間）は入力短絡スイツチ１７及び出力スイツチ１
８はそのままの状態を保持した後に入力短絡スイ
ツチ１７は平常位置であるオフ、出力スイツチ１
８は平常位置であるオンの状態に復帰する。

この動作により、前記インバータ７の異常時の
突入電流により変圧器１３の二次巻線に誘起電圧
を生じた場合に、平常時は増幅器１２の出力電圧
が印加している変圧器１３の一次巻線の両端の電
圧が高くなり、前記電圧上限値Vrよりも大きな
値に達した場合に過電圧と判断し、入力短絡スイ
ツチ１７がオン、かつ出力スイツチ１８がオフす
るため、増幅器１２の入力が零となり増幅器１２
の出力が強制的に停止し、かつ増幅器１２の出力
側と変圧器１３の一次巻線との間の接続が断たれ
ることにより、変圧器１３の一次巻線からの過電
圧が増幅器１２の出力側へ印加することを阻止で
き、また前記過電圧検出信号が解除した後に一定
時間そのまま保護動作を継続することで保護動作
の繰り返し、誤動作等を防止している。

以上のように、本発明は入力フイルタ９及び帯
域濾波器１１の特性により前記主回路の帰線電流
に含まれる高調波リツプル電流の減衰特性が定ま
るので、本実施例のような商用周波数帯以外の高
調波リツプル電流に対しても入力フイルタ９及び
帯域濾波器１１の回路定数を変更したり、あるい
は複数個組合わせることにより周波数特性を変え
ることで対応することが可能である。

〔発明の効果〕

以上説明した通り本発明の電気車用アクテイブ
フイルタ装置によれば、誘導電動機により電気車
を駆動し、この誘導電動機を直流を電源とし、
VVVFインバータにより制御する場合に発生す
る帰線電流に含まれる特定周波数のリツプル電流
を、従来のように大型で大容量のフイルタ用のリ
アクトルやコンデンサを用いることなく、小形で
軽量な装置により低減することができ、信頼性の
高い誘導障害の抑制ができる。

尚本発明により得た保護協調の方法によれば、
可変電圧・可変周波数インバータ制御の誘導電動
機駆動の電気車において、その帰線電流に含まれ
る商用周波数帯成分のリツプル電流を低減できる
電気車用アクテイブフイルタ装置を、その動作及
び効果には全く影響を与えずに、前記インバータ
の異常時における過電圧から保護でき、したがつ
て電気車用アクテイブフイルタ装置全体として信
頼性を高められ、構成が簡単なので小型、軽量化
が可能であり、車両に搭載して使用する場合は特
に有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示した図、第２図
乃至第４図は第１図の一部分を示した図、第５図
乃至第１０図は本発明の作用を説明するための特
性を示した図、第１１図は誘導電動機を可変電
圧・可変周波数インバータにより制御する場合の
代表的な電気車制御装置の主回路構成図である。 ５……リアクトル、６……コンデンサ、７……
可変電圧・可変周波数インバータ、８……誘導電
動機、９……入力フイルタ、１０……絶縁変圧
器、１１……帯域濾波器、１２……増幅器、１３
……変圧器、１４……変流器、１５……過電流検
出部、１６……過電圧検出部、１７……入力短絡
スイツチ、１８……出力スイツチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電気車を駆動する誘導電動機、この誘導電動
   機を直流を電源としリアクトルとコンデンサを逆
   Ｌ形に接続して構成した直流フイルタ回路を有す
   る可変電圧・可変周波数インバータにより制御す
   る電気車において、前記コンデンサの端子間電圧
   を検出して直流及び高周波交流分を除去して出力
   する入力フイルタと、この入力フイルタの出力を
   絶縁して入力し特定周波数の脈動電圧を出力する
   帯域濾波器と、この帯域濾波の出力電圧の振幅及
   び位相を調整し電力増幅する増幅器と、この増幅
   器の入力を短絡する入力短絡スイツチと、一次巻
   線を前記増幅器の出力側に接続し二次巻線を前記
   リアクトルに直列状に前記コンデンサの前記特定
   周波数の脈動電圧とは逆位相の極性に接続した変
   圧器と、前記増幅器の出力と前記変圧器の一次巻
   線の接続を開閉する出力スイツチと、直流回路に
   流れる電流の過電流を検出し前記入力短絡スイツ
   チを閉成する過電流検出部または前記変圧器の一
   次巻線の電圧を入力して過電圧を検出し前記入力
   短絡スイツチの閉成及び前記出力スイツチの開放
   をする過電圧検出部とを備えたことを特徴とする
   電気車用アクテイブフイルタ装置。