JPH0574971B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトラム拡散信号復調装置に関
し、特にGPSシステム（Global Positioning
System）を用いた測位システム、時刻情報伝送
システム等において人工衛星から送信されたデー
タ信号を復調する場合に適用して好適なものであ
る。

〔背景技術とその問題点〕

GPSシステムは人工衛星から地上に送られて
くる位置情報、時間情報などのデータ信号を観測
点において受信し、当該観測点の位置、時刻等を
受信したデータに基づいて正確に知ることができ
るように計画されたシステムで、第２図に示すよ
うに地球の中心を原点とする直角座標系を考えた
時の第ｉ番目の人工衛星SAT_i（その位置を（x_i，
y_i，z_i）とする）と、地球表面又は上空の一点Ｐ
（x_p，y_p，z_p）との間の距離に関して成立つ式 （x_i−x_p）²＋（y_i−y_p）² ＋（z_i−z_p）²＝〔（t_i−t_p） ×ｃ〕²……(1) に基づいて、未知数x_p，y_p，z_p，t_pを演算によつ
て求めることにより観測点Ｐの位置、時刻を知る
ことができることを原理としたものである。

ここでt_iは人工衛生からデータ信号が送信され
た時刻、t_pはこのデータ信号を観測点Ｐにおいて
受信した時刻、ｃは光速である。

(1)式を解くためには未知数の数だけ式をたてる
ことが必要であり、実際上観測点Ｐで同時に当該
未知数の数の人工衛星を観測できるようにするた
め、多数例えば18個の人工衛星が地球を周回する
ように計画されており、かくして各衛星からのデ
ータに基づいて必要な式をたてるようになされて
いる。

例えばGPSシステムを測位システムとして用
いる場合は、４つの未知数x_p，y_p，z_p，t_pを受信
装置において人工衛星から伝送されてくるデータ
に基づいて演算する。これに対してGPSシステ
ムを時刻情報伝送システム（例えば世界標準時を
伝送するための）として用いる場合には、観測点
Ｐの位置（x_p，y_p，z_p）を既知として、t_pを演算
する。

ところでGPSシステムにおいて使用される信
号はBPS信号（binary phase shift keying信号）
を疑似雑音信号（これにPN信号と呼ぶ）によつ
て変調することによりスペクトラム拡散された信
号でなる。かかるスペクトラム拡散信号を受信装
置例において復調するために従来第３図に示す構
成の復調回路が提案されていた。

第３図の受信装置は測位システムに用いられる
もので、４つの未知数すなわち観測点の位置
（x_p，y_p，z_p）とデータの受信時刻t_pｒとを解くた
めの第１〜第４チヤンネルデータ受信回路DTR
１〜DTR４を有する。

すなわちGPSシステムにおいて、人工衛星は
Ｌバンドに属する周波数1.57542〔ＧHz〕及び
1.2276〔ＧHz〕の搬送波を、クロツク周波数が
10.23〔ＭHz〕のＰコード及び1.023〔ＭHz〕のＣ／
Ａコードを用いてスペクトラム拡散した信号を送
信する。

ここでＰコード及びＣ／Ａコードは1023〔チツ
プ／ms〕の疑似雑音信号（これをPN信号と呼
ぶ）でなり、データは50〔bps〕のBPSK信号をＰ
コード及びＣ／Ａコードに転換して伝送される。

かくして各衛星から送信されるデータは、各衛
星の座標位置データ、及び関連して地球を回つて
いる他の衛星の位置データと共に、所定時間間隔
（すなわち06秒間隔）で人工衛星に搭載されてい
る安定度の高い原子時計（これをサテライト時計
と呼ぶ）に基づいて決まる時間系（これをサテラ
イト時間系と呼ぶ）の時刻データ及びこのサテラ
イト時間系とGPS時間系との偏差データなどを
含んでなる。

衛星からデータ信号が送信された時刻t_iはサテ
ライト時間系の時刻を表すデータとして衛星から
観測点に伝送されて来る。このデータDTは第３
図に示すように所定時間間隔例えば６秒間隔で同
期信号パターンSYNCを含み、この同期信号パタ
ーンSYNCに続いて当該同期信号パターンの送信
時刻を表すＺカウントデータが挿入され、これに
続いて当該衛星の位置、他の衛星の位置などのデ
ータ（Almanac Data）DATAが挿入される。

第３図の実施例の測位装置の場合、搬送波周波
数1.57542〔ＧHz〕の信号をアンテナ１によつて受
信し、周波数変換回路２において周波数75.42〔Ｍ
Hz〕の第１中間周波信号FI₁に変換した後掛算回
路３に与える。掛算回路３には局部発振回路４に
おいて発生された周波数64.72〔ＭHz〕の周波数で
出力LO₁が与えられ、その出力端に得られる周波
数10.7〔ＭHz〕の第２中間周波信号FI₂を比較的広
い通過帯域をもつバンドパスフイルタ５を通じて
第１〜第４チヤンネルデータ受信回路DTR１〜
DTR４の第２の掛算回路６に与える。

ここで第１〜第４チヤンネルデータ受信回路
DTR１〜DTR４は４つの衛星からデータをそれ
ぞれ受信することによつて、上述の(1)式に基づく
４つの式をたてることができるようになされてい
る。各受信回路DTR１〜DTR４は互いに同一構
成を有し、従つて以下第１チヤンネルの受信回路
DTR１によつて構成を説明する。

この第２の掛算回路６は衛星から伝送されてく
るスペクトラム拡散されたデータ信号をPN信号
発生回路７から発生されるPN信号PNSを第２中
間周波信号FI₂と乗算することによつて逆拡散処
理を行うもので、PN信号PNSは第２中間周波信
号FI₂にPN信号として含まれているＣ／Ａコード
と同様に1023（チツプ／ms）のコード信号でな
る。

ここで各衛星にはそれぞれ特有のバイナリーパ
ターンのＣ／Ａコードが割当てられており、PN
信号発生回路７はすべての衛星（例えば18個の衛
星）にそれぞれ割当てられたＣ／Ａコードパター
ンをもつPN信号PNSをCPU８の制御の下に選択
的に発生できるようになされている。

かくして第２中間周波信号FI₂に含まれている
PN信号の位相がPN信号発生回路７において発
生されたPN信号PNSと相関がとれたとき掛算回
路６の出力端に高い信号レベルの逆拡散出力信号
DKNが得られ、これが第３の掛算回路９に与え
られる。

掛算回路９にはドツプラーシフトロツク用電圧
制御型発振器（VCO）１０の出力Ｓ１が与えら
れ、これにより出力端に周波数455〔ｋHz〕の位相
シフトキーイング信号PSSが送出される。この位
相シルトキーイング信号PSSは狭い通過帯域（例
えば±１〔ｋHz〕程度）をもつバンドパスフイル
タ１１に与えられて相関がとれたとき得られる逆
拡散出力信号DKNを例えばコスタスループで構
成された復調回路１２に与える。その結果復調回
路１２に出力端に50〔bps〕の受信データLDAが
復調されて得られ、CPU８に送込まれる。

CPU８は受信データLDAに基づいてチヤリア
を再生することにより衛星の軌道上の位置及び受
信装置間の相対的位置変化、又は衛星の搬送周波
数と局部発振回路４の発振周波数との相対的ずれ
の変化に応じてドツプラーシフトロツク用VCO
１０の発振周波数を制御し、かくしれ受信信号の
中心周波数がドツプラー効果によつてシフトして
も、位相シフトキーイング信号PSSの周波数をほ
ぼ455〔ｋHz〕に制御できるようにする。かくして
復調回路１２−CPU８−VCO１０−掛算回路９
によつてドツプラーシフトロツクループが形成さ
れる。

一方バンドパスフイルタ１１の出力端に得られ
る位相シルトキーイング信号はエンベロープ検出
回路１３に与えられ、その検出出力ENVがロー
パスフイルタ１４を通じてPNロツク用VCO１５
に発振周波数制御信号CONTとして与えられる。

PNロツク用VCO１５は制御信号CONTの変化
に応じて発振周波数が変化する第１の発振回路を
有すると共に、所定の周波数で発振する第２の発
振回路を有し、CPU８からスライドモード信号
SLIDが与えられたとき第２の発振回路を用いて
所定の周波数の発振周波数出力Ｓ２をPN信号発
生回路７に与える。このときPN信号PNSの周波
数が受信信号に含まれているPN信号の周波数に
対して所定周波数だけずれることにより、PN信
号PNSの位相が受信信号に含まれているPN信号
に対して連続的に位相がずれて行くような動作モ
ードが得られる。このときエンベロープ検出回路
１３のエンベロープ検出出力ENVは第４図に示
すようにPN信号PNSと受信信号に含まれている
PN信号との相関がとてたとき三角波形状が立上
るピーク波形を呈し、それ以外の相関がない区間
においては小さい信号レベルになる。

CPU８はエンベロープ検出信号ENVがピーク
値に立上つたときこれを横切るようなスレシホー
ルドレベルL_thを有し、エンベロープ検出信号
ENVがこのスレシホールドレベルL_thを越えない
状態のときスライドモード信号SLIDをPNロツク
用VCO１５に与えることによつてこのスライド
モード状態を維持させる。これに対してエンベロ
ープ検出信号ENVがスレシホールドレベるL_thを
越えたときスライドモード信号SLIDを消失させ
る。

スライドモード信号SLIDが消失状態になると、
PNロツク用VCO１５は制御信号CONTに応じて
第１の発振回路を用いてその出力を発振周波数出
力Ｓ２として送出する状態に切換わる。この制御
モード状態においては、PN信号PNSの位相と受
信信号に含まれているPN信号の位相とが僅かに
ずれて両者の相関が外れて行くと、これに応じて
エンベロープ検出回路１３の検出出力ENVのレ
ベルが変化してPNロツク用VCO１５の発振周波
数と修正する。その結果PN信号PNSの位相が受
信信号に含まれているPN信号の位相に追従する
状態に制御され、かくして相関がとれた状態を維
持するようになされている。

このようにして、エンベロープ検出回路１３−
ローパスフイルタ１４及びCPU８−PNロツク用
VCO１５−PN信号発生回路７−掛算回路６のル
ープによつてPNロツクループが形成される。

第３図の構成においてPNロツクループの動作
によつてPN信号発生回路７のPN信号PNSと相
関をもつPN受信信号だけが高い信号レベルのエ
ンベロープをもつ位相シフトキーイング信号PSS
を発生できるが、この位相シフトキーイング信号
PSSがさらに狭帯域のバンドパスフイルタ１１を
通過することによつて、妨害信号成分のエネルギ
ーを圧縮できることになり、かくしてＣ／Ｎの良
い復調回路を実現し得る。

復調回路１２において復調されたデータLDA
はCPU８において必要に応じれ演算処理され、
その結果得られた位置情報が表示装置２１におい
て表示される。

ところで位相シフトキーイング信号PSSの周波
数がバンドパスフイルタ１１の通過帯域の範囲で
変化したときこれを補正する機能をドツプラーシ
フトロツク用VCO１０が果たすためには、この
VCO１０の制御動作範囲をバンドパスフイルタ
１１の通過帯域より広く周波数範囲に選定しなけ
ればならない。

しかしこの観点からVCO１０の制御動作範囲
を大きく取ると、なんらかの原因によつてVCO
１０に対する制御電圧が逆拡散出力信号DKNの
周波数に対して大きくずれたような場合には、位
相シフトキーイング信号PSSの周波数がバンドパ
スフイルタ１１の通過帯域から外れるほど大きく
偏移してしまうおそれがある。この状態になる
と、CPU８がたとえスライドモード信号SLIDを
出力しても、位相シフトキーイング信号がバンド
パスフイルタ１１を通過できないので、エンベロ
ープ検出回路１３の出力端には第４図について上
述した三角波形のピークが発生しなくなり、結局
PNロツク状態を得ることができなくなる不都合
がある。

〔発明の目的〕

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、
ドツプラーシフトロツク用VCO１０の制御動作
範囲を比較的広く取つてもPNロツク状態が得ら
れなくなる上述の不都合が発生しないようにした
スペクトラム拡散信号復調装置を提案しようとす
るものである。

〔発明の概要〕

かかる目的を達成するため本発明においては、
スペクトラム拡散信号でなる受信信号に含まれて
いるPN信号との相関をとつて逆拡散出力信号を
得た後この状態を維持するPNロツクループと、
逆拡散出力信号に基づいて得られる変換入力信号
に生ずるドツプラーシフトを補正すると共に狭帯
域のバンドパスフイルタを通過させてデータを復
調させるドツプラーシフトロツクループとを設
け、ドツプラーシフトロツクループは復調データ
のキヤリアの周波数の変化に応じて発振周波数が
制御されるドツプラーシフトロツク用VCOを具
え、このドツプラーシフトロツク用VCOの発振
周波数を、バンドパスフイルタの出力信号の信号
レベルが所定のスレシホールトレベル以下になつ
たとき発振周波数を制御周波数範囲内の所定値に
固定させるように、切換制御することによつて、
変換入力信号がバンドパスフイルタを通過できる
ような状態を強制的に保持させる。

〔実施例〕

以下図面について本発明の一実施例を詳述す
る。第３図との対応部分に同一符号を付して第１
図に示すように、CPU８はドツプラーシフトロ
ツク用VCO１０に対する制御信号DPCとしてエ
ンベロープ出力確認信号EVHによつて切換制御
されるスイツチ手段２５を含んでなる。

このスイツチ手段２５はエンベロープ検出回路
１３の検出出力ENVが、第４図について上述し
たスレシホールドレベルL_thを越えているときノ
ーマル制御信号NORを選択して制御信号DPCと
して送出する。このノーマル制御信号NORは第
３図について上述したと同様にCPU８が受信デ
ータLDAに基づいて衛星の軌道上の位置及び受
信装置間の相対的位置変化、又は衛星の搬送周波
数と局部発振回路４の発振周波数との相対的ずれ
の変化などに応じて、位相シフトキーイング信号
PSSの周波数が変動したときこの変動を打消すよ
うな内容をもつ。

これに対してスイツチ手段２５はエンベロープ
検出回路１３の検出出力ENVがスレシホールド
レベルL_thより低いとき、エンベロープ出力確認
信号EVHが得られないことにより強制制御信号
REFを選択して制御信号DPCとして送出する。
強制制御信号REFはドツプラーシフトロツク用
VCO１０をその中心周波数を発振動作させるよ
うな値に予め選定される。

以上の構成において、動作開始時CPU８は第
６図のステツプSP1においてドツプラーシフトロ
ツク用VCO１０及びPNロツク用VCO１５の制
御プログラムに入る。

すなわち、まず初期立上り時CPU８はステツ
プSP2においてエンベロープ検出回路１３の検出
出力ENVがスレシホールドレベルL_th（第４図）
を越えていないので、エンベロープ出力確認信号
EVHを発生させない状態になる。そこでスイツ
チ手段２５は強制制御信号REFをドツプラーシ
フトロツク用VCO１０に対する制御信号DPCと
して送出する。

このとき強制制御信号REFがドツプラーシフ
トロツク用VCO１０の制御周波数範囲VCO（第
５図）の中心周波数_pでドツプラーシフトロツク
用VCO１０が発振動作するような制御信号DPC
を与える。

これと共にCPU８はPNロツク用VCO１５に対
してスライドモード信号SLIDを与え、これによ
りPN信号発生回路７のPN信号PNSが受信信号
のPN信号と相関がとれたときエンベロープ検出
回路１３の検出出力ENVにピークが発生するよ
うな波形（第４図）を得ることができる状態に制
御する。

この状態においてCPU８はステツプSP3に移つ
てエンベロープ検出回路１３の検出出力ENVを
取込み、続くステツプSP4においてこのエンベロ
ープ検出出力ENVがスレシホールドレベルL_thよ
り高くなつたか否かの判断を行う。ステツプSP4
において否定結果が得られると、CPU８はステ
ツプSP3に戻つて再度エンベロープ検出信号
ENVを取込んでステツプSP4における判定動作
を繰返す。

やがてステツプSP4においてエンベロープ検出
回路１３の検出出力ENVがスレシホールドレベ
ルL_thを越えたことを確認すると、CPU８は次の
ステツプSP5に移つてエンベロープ出力確認信号
EVHを発生することによつてノーマル制御信号
NORをスイツチ手段２５から制御信号DPCとし
てドツプラーシフトロツク用VCO１０に送出さ
せる。

これと共にCPU８はPNロツク用VCO１５に今
まで送出していたスライドモード信号SLIDを消
失させ、これにより制御モードに入るべきことを
PNロツク用CVCO１５に命令する。このとき
PNロツク用VCO１５は、エンベロープ検出出力
WNVに基づいてローパスフイルタ１４において
得られる制御信号CONTによつて、エンベロー
プ検出出力ENVの変化を打消すように発振周波
数を変更制御される。

この状態においてはドツプラーシフトロツク用
VCO１０は強制制御信号REFに基づいて中心周
波数_p（第５図）に固定された状態から開放され
て位相シフトキーイング信号PSSの周波数をバン
ドパルフイルタ１１の通過帯域内に維持するよう
な制御動作を行う。

このようにドツプラーシフトロツク用VCO１
０及びPNロツク用VCO１５が強制的に設定され
た状態からノーマル制御状態に移る際に、位相シ
フトキーイング信号PSSの周波数は、VCO１０
の制御電圧がその中心周波数_pに設定されていた
ことによりバンドパスフイルタ１１の通過帯域内
に維持されているので、ドツプラーシフトロツク
用VCO１０を含んで形成されているドツプラー
シフトロツクループが正しく入力信号の周波数に
追従動作する状態に移行できる。

またPNロツク用VCO１５がスライドモード信
号SLIDによつて制御されている状態においては、
位相シフトキーイング信号PSSがバンドパスフイ
ルタ１１を確実に通過できるように維持されてい
るので、CPU８は必ずピーク波形をもつエンベ
ロープ検出出力ENVをエンベロープ検出回路１
３から得ることができ、これによりPNロツク用
VCOの制御モードの切換えを正しく実行できる。

従つて第１図の構成によれば、ドツプラーシフ
トロツク用VCO１０の制御周波数範囲VCOを
バンドパスフイルタ１１の通過帯域Δ_naxの２倍
の周波数範囲より広いVCO回路を用いることが
でき、従つてこのドツプラーシフトロツク用
VCO１０として特に精度の高いものを用いる必
要はない。また局部発振回路４についてドツプラ
ーシフトロツク用VCO１０の制御周波数範囲が
広く取れる分このVCO１０に要求される安定度
を緩和できる。従つてスペクトラム拡散信号復調
装置の構成を一段と簡易化し得る。

なお上述においては本発明を測位システムに適
用した場合に実施例を述べたが、時刻情報伝送シ
ステムについても全く同様にして適用し得る。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、逆拡散出力信号
DKNから得られた位相シフトキーイング信号
PSSを比較的狭い通過帯域を有するバンドパスフ
イルタを通過させるために用いられるVCOとし
て、制御周波数範囲がバンドパスフイルタの通過
帯域に対して比較的広い制御周波数範囲を取るこ
とができるようにしたことにより、比較的簡易は
構成によつて確実にスペクトラム拡散信号を復調
できる復調装置を容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるスペクトラム拡散信号復
調装置の一実施例を示すブロツク図、第２図は
CPSシステムの原理を示す略線図、第３図は従来
考えられていたスペクトラム拡散信号復調装置を
示すブロツク図、第４図はスライドモードにおけ
るエンベロープ検出出力を示す信号波形図、第５
図はバンドパスフイルタ１１とドツプラーシフト
ロツク用VCO１０との周波数関係を示す略線図、
第６図はCPU８の動作の説明に供するフローチ
ヤートである。 １……アンテナ、４……局部発振回路、５，１
１……バンドパスフイルタ、８……CPU、１０
……ドツプラーシフトロツク用VCO、１３……
エンベロープ検出回路、１５……PNロツク用
VCO、２５……スイツチ手段、DTR１〜DTR４
……第１〜第４チヤンネルデータ受信回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ スペクトラム拡散信号でなる受信信号に含ま
   れているPN信号との相関をとつて逆拡散出力信
   号を得た後この状態を維持するPNロツクループ
   と、上記逆拡散出力信号に基づいて得られる変換
   入力信号に生ずるドツプラーシフトを補正すると
   共に狭帯域のバンドパスフイルタを通過させてデ
   ータを復調させるドツプラーシフトロツクループ
   とを有し、上記ドツプラーシフトロツクループは
   上記復調データのキヤリアの周波数の変化に応じ
   て発振周波数が制御されるドツプラーシフトロツ
   ク用電圧制御型発振器を具え、上記バンドパスフ
   イルタの出力信号の信号レベルが所定のスレシホ
   ールドレベル以下になつたとき、発振周波数が制
   御周波数範囲内の所定値に固定されるように、上
   記ドツプラーシフトロツク用電圧制御型発振器を
   制御する ことを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装
   置。