JPH0554982A

JPH0554982A - 調光装置

Info

Publication number: JPH0554982A
Application number: JP3080189A
Authority: JP
Inventors: Hideki Nishikura; 秀樹西倉
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-04-12
Filing date: 1991-04-12
Publication date: 1993-03-05

Abstract

(57)【要約】【目的】位相角を滑らかに変化する位相制御を行う。【構成】交流電源１１からランプ１２へ供給する電力
は、双方向性３端子サイリスタ１３によって位相制御さ
れる。位相角は、入力電圧Ｖ１によって与えられる。双
方向性３端子サイリスタ１３の位相制御は、位相制御回
路２１によってトリガされて行われる。位相検出回路２
２は、位相制御されている位相角を検出する。ズレ検出
回路２３は、入力信号Ｖ１によって表わされる位相角
と、位相検出回路２２が検出した位相角とのズレを検出
する。ズレ検出回路２３の出力は、遅延回路２４を介し
て位相制御回路２１に与えられ、位相制御回路２１の制
御する位相角を、入力信号Ｖ１の表す位相角に追随する
ように変化させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、舞台やホールなどに設
けられるランプなどの光出力を交流電源から供給する電
力を位相制御することによって調光する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】調光装置は、舞台などの劇場照明やスタ
ジオ照明のようなものだけでなく、レストラン、ホテル
などのムード照明、一般家庭の居間の照明などに広い用
途で一般に使用されている。図１２は、従来からの調光
装置の構成を示す。交流電源１と白熱灯などのランプ２
と双方向性３端子サイリスタ３とは、閉ループを形成す
る。交流電源１からの電力は、双方向性３端子サイリス
タ３によって位相制御され、ランプ２に供給される。入
力信号Ｖ１は、ホトカプラ４を介して双方向性３端子サ
イリスタ３のゲート回路に与えられ、双方向性３端子サ
イリスタ３をトリガする。ホトカプラ４には、光サイリ
スタ５と発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と略称す
る。）６とが含まれる。光サイリスタ５が導通すると、
抵抗７を介して双方向性３端子サイリスタ３のゲートが
トリガされる。光サイリスタ５の導通は、抵抗８を介し
て入力信号Ｖ１によってＬＥＤ６が発光駆動されること
によって行われる。

【０００３】図１３は、（１）で交流電源１の出力電圧
Ｖｉを、（２）で入力信号の電圧Ｖ１を、（３）でラン
プ２の両端の電圧ＶＬをそれぞれ示す。入力信号Ｖ１が
ローレベルのときにＬＥＤ６が駆動され、双方向性３端
子サイリスタ３が導通してランプ２の両端に交流電源１
からの電圧が印加される。

【０００４】近年では、調光装置である調光操作卓の高
機能化に伴い、マイクロコンピュータなどによって調光
レベルの制御を行うことが多くなっている。マイクロコ
ンピュータなどで調光レベルの制御を行うときはデジタ
ル処理が行われ、調光レベルは連続的なアナログ値では
なく、飛び飛びの値を取ることになる。たとえば、調光
レベルが８ビットのデータによって表されるとすると、
０〜１００％は０〜２５５の２５６段階に分割される。
調光レベルを２５６段階のデジタル値で表すときには、
かなり細かく設定することができるけれども、連続とは
言えない。デジタル処理では、瞬間的に調光レベルが変
化しうる。

【０００５】また、最近の調光操作卓は、多くの照明負
荷に対する制御を行うことができるように構成される。
このような調光操作卓においては、照明負荷毎の調光レ
ベルの変化演算を、一定周期毎に行うようにする場合が
多い。たとえば、このような計算が、５０ｍ秒毎に行わ
れるとすると、調光レベルの変化を表す出力は、５０ｍ
秒毎に１回発生することになる。５０Ｈｚの交流電源を
用いる位相制御では、１０ｍ秒毎に位相制御を行うこと
が可能である。５０ｍ秒毎に出力が発生するときは、５
回に１回しか出力を変化させることができず、照明負荷
の明るさの変化が連続した感じにならない。

【０００６】以上のような理由で、マイクロコンピュー
タ制御の調光操作卓によって調光制御を行うと、照明負
荷の明るさがスムーズに変化せず、ステップ状に変化し
てしまう現象が多く見られる。このようなステップ状の
変化では、明るさを滑らかに変化させようとする照明演
出の意図に反し、充分な演出効果が得られない。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、入力
信号の表す位相角が変化したとき、位相制御を行う位相
角を滑らかに変化させることができる調光装置を提供す
ることである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源と照
明負荷とスイッチング素子とは閉ループを形成してお
り、入力信号の表す位相角に対応するスイッチング素子
のスイッチング動作によって照明負荷へ供給する電力が
制御される調光装置において、スイッチング素子を交流
電源の半周期毎に、与えられる位相角に対応して導通す
るように制御する制御手段と、制御手段によってスイッ
チング素子が制御されている位相角を検出する検出手段
と、入力信号および検出手段からの出力に応答し、入力
信号の表す位相角と制御手段によって制御されている位
相角との差を検出し、制御手段が制御する位相角を、検
出された位相角の差に対応して、交流電源の半周期毎に
変化させ、入力信号の表す位相角に追随させる手段とを
含むことを特徴とする調光装置である。

【０００９】

【作用】本発明に従えば、交流電源から照明負荷へは、
スイッチング素子が導通することによって、電力が供給
される。制御手段は、交流電源の半周期毎にスイッチン
グ素子を位相角に対応して導通するように制御する。検
出手段は、制御手段によってスイッチング素子が制御さ
れている位相角を検出する。制御手段が制御する位相角
は、入力信号の表す位相角と検出手段が検出した制御手
段が制御する位相角との差に対応して、入力信号によっ
て表される位相角に追随するように、交流電源の半周期
毎に変化するように制御される。したがって、入力信号
によって表される位相角が急激に変化しても、スイッチ
ング素子が導通する位相角は、交流電源の半周期毎に変
化して追随するので、照明負荷の明るさの変化は滑らか
に行われる。

【００１０】

【実施例】図１は、本発明の一実施例の基本的構成を示
すブロック図である。交流電源１１と、白熱灯などの照
明負荷１２と、スイッチング素子である双方向性３端子
サイリスタ１３とは閉ループを形成する。交流電源１１
からランプ１２に供給される電力は、入力信号Ｖ１によ
って表される位相角に対応して、双方向性３端子サイリ
スタ１３が導通することによって位相制御される。双方
向性３端子サイリスタ１３の位相制御は、ホトカプラ１
４を介する光信号によって、双方向性３端子サイリスタ
１３がトリガされることによって行われる。ホトカプラ
１４には、受光素子である光サイリスタ１５と発光素子
であるＬＥＤ１６とが含まれる。光サイリスタ１５とＬ
ＥＤ１６との間は電気的に絶縁され、ＬＥＤ１６が駆動
されて発光したとき、その光によって光サイリスタ１５
は導通する。光サイリスタ１５が導通すると、抵抗１７
を介して双方向性３端子サイリスタ１３がトリガされて
導通する。

【００１１】ＬＥＤ１６は、抵抗１８を介して、位相制
御回路２１によって駆動される。位相制御回路２１によ
って制御される位相角は、位相検出回路２２によって検
出される。ズレ検出回路２３は、入力信号Ｖ１によって
表される位相角と、位相検出回路２２によって検出され
た位相角とのズレを検出する。ズレ検出回路２３によっ
て検出された位相角のズレは、遅延回路２４を介して、
位相制御回路２１が制御する位相角を変化させる。

【００１２】図２は、図１図示の位相制御回路２１、位
相検出回路２２、ズレ検出回路２３および遅延回路２４
についての電気的構成を示すブロック図である。ＬＥＤ
１６は、位相制御回路２１に含まれる比較器３１の出力
がローレベルとなるときに駆動される。比較器３１の出
力状態は、位相検出回路２２に含まれる反転回路３２に
よって検出される。反転回路３２の出力は、ズレ検出回
路２３に含まれるフリップフロップ３３のクロック端子
ＣＫに与えられる。フリップフロップ３３のクリア端子
ＣＬには、電源同期信号Ｖｄが与えられる。フリップフ
ロップ３３のデータ入力端子Ｄは電源電圧の＋側に接続
され、常にハイレベルが与えられる。したがって、フリ
ップフロップ３３はＶｄがローレベルとなるときにクリ
アされ、反転回路３２からの出力電圧がローレベルから
ハイレベルに変化する立上がりエッジでセットされる。

【００１３】ズレ検出回路２３において、入力信号Ｖ１
は、反転回路３４を介してＵＰ側のＡＮＤゲート３５の
一方入力端子に与えられ、ＤＯＷＮ側のＡＮＤゲート３
６の一方端子には直接与えられる。

【００１４】遅延回路２４には、Ｒ１で示される抵抗３
７を介して直流電源の＋側に接続されるＳＷ１で示され
るスイッチ３８が含まれる。スイッチ３８は、ズレ検出
回路２３のＡＮＤゲート３５からの出力がハイレベルの
ときに導通するように制御される。スイッチ３８が導通
するときは、Ｃで示されるコンデンサ３９が充電され
る。コンデンサ３９は、ＳＷ２で示されるスイッチ４０
が導通するとき、Ｒ２で示される抵抗４１を介して放電
される。スイッチ４０は、ズレ検出回路２３のＡＮＤゲ
ート３６の出力がハイレベルのときに導通する。

【００１５】位相制御回路２１の比較器３１は、遅延回
路２４のコンデンサ３９の電圧ＶＣと、基準レベル電圧
Ｖｆとを比較し、コンデンサ３９の電圧ＶＣが基準電圧
Ｖｆ以上に大きくなると、出力がローレベルとなってＬ
ＥＤ１６が駆動される。コンデンサ３９の電圧ＶＣが基
準電圧Ｖｆよりも小さいときは、比較器３１の出力はハ
イレベルであり、ＬＥＤ１６は駆動されない。

【００１６】図３、図４および図５は、図２図示の各回
路の動作を説明するための波形図である。図３は、入力
信号によって表される位相角と位相制御回路２１によっ
て制御される位相角と差がないときの状態を示す。
（１）は、交流電源の出力電圧Ｖｉを示す。（２）は、
電源同期信号Ｖｄを示す。交流電源電圧Ｖｉのゼロクロ
ス点で、Ｖｄはローレベルとなる。（３）は、関数電圧
Ｖｆを示す。電圧Ｖｆは、交流電源のゼロクロス点に同
期して、信号レベルが連続的に変化する、いわゆるラン
プ波形である。（４）は、比較器３１の出力電圧Ｖ０を
示す。（３）で、ランプ波形の電圧Ｖｆがコンデンサ３
９の両端電圧未満になると、Ｖ０はローレベルとなる。
（５）は、ランプ１２の両端の電圧を示す。（４）のＶ
０がローレベルのときに、双方向性３端子サイリスタ１
３が導通して、ランプ１２の両端に電圧が印加される。

【００１７】図４は、入力電圧Ｖ１によって表される位
相角が、位相制御回路２１によって位相制御されている
位相角よりも小さいときの動作を説明する。（１）で示
される交流電源の出力電圧波形の半周期毎に、位相制御
すべき位相角を示す入力電圧Ｖ１が（２）に示すように
与えられる。（２）で示されるローレベルの期間は、位
相制御回路２１が制御している位相角に対応する、
（３）で示されるＶ０のローレベルの期間よりも遅く開
始される。ズレ検出回路２３のフリップフロップ３３
は、（３）で示されるＶ０の反転した波形によってトリ
ガされて（４）に示すように、出力Ｑが次のゼロクロス
点までハイレベルとなる。したがって、（５）で示すよ
うに、ＤＯＷＮ側のＡＮＤ回路３６からＶ１とＱとの論
理積に相当する出力が得られる。このとき、ＵＰ側のＡ
ＮＤゲート３５の出力は常にローレベルとなる。このた
め、遅延回路２４のスイッチ３８は遮断され、スイッチ
４０が（５）のハイレベルの期間だけ導通する。スイッ
チ４０が導通している期間だけ、コンデンサ３９はＣ×
Ｒ２の時定数にしたがって放電される。コンデンサ３９
が放電することによって両端電圧ＶＣは低下し、図３
（３）に示すＶＣのレベルが低下して、図３（４）に示
すＶ０のローレベルの期間が短くなる。このようにし
て、図４（３）に示すＶ０の波形は、図４（２）に示す
Ｖ１の波形に交流電源の半周期毎に変化しながら追随す
る。

【００１８】図５は、位相制御回路２１によって制御さ
れる位相角よりも入力信号Ｖ１によって表される位相角
が大きく変化する場合を示す。（１）は交流電源の電圧
波形Ｖｉを示し、（２）は入力電圧Ｖ１を示し、（３）
は位相制御回路２１の出力電圧Ｖ０を示す。Ｖ０の立下
がり時にフリップフロップ３３はトリガされ、（４）で
示す反転出力ＱＱは、次のゼロクロス点までローレベル
となる。これによって、（５）で示すように、ＵＰ側の
ＡＮＤゲート３５が、（２）に示すＶ１がローレベルと
なってから（４）に示すＱＱがローレベルとなるまでの
期間ハイレベルとなる。ＤＯＷＮ側のＡＮＤゲート３６
の出力は、常にローレベルとなる。したがって、遅延回
路２４のスイッチ３８は、（５）に示すハイレベルの期
間のみ導通し、スイッチ４０は常に遮断している。これ
によって、コンデンサ３９はスイッチ３８が導通すると
きだけ時定数Ｃ×Ｒ１にしたがって充電される。コンデ
ンサ３９が充電されると、その両端電圧ＶＣは上昇し、
図３（３）に示すＶＣのレベルが上昇し、図３（４）に
示すように、比較器３１の出力電圧Ｖ０のローレベルの
期間が長くなる。このようにして、図５（３）に示すＶ
０のローレベルの期間は、図５（２）に示すＶ１のロー
レベルの期間に追随して、交流電源の半周期毎に増加す
るように変化する。

【００１９】図６は、本発明の他の実施例の基本的構成
を示すブロック図である。本実施例は、図１図示の実施
例に類似し、対応する部分には同一の参照符を付す。注
目すべきは、位相制御回路５１および位相検出回路５２
の構成が、図１図示の位相制御回路２１および位相検出
回路２２と異なることである。

【００２０】図７は、位相制御回路５１、位相検出回路
５２、ズレ検出回路２３および遅延回路２４の電気的構
成を示すブロック図である。図２図示の構成に対応する
部分には、同一の参照符を付す。Ｒ３で示される抵抗５
３は、遅延回路２４のスイッチ３８，４０が両方とも遮
断された状態で、コンデンサ３９の電荷が抵抗５４およ
びトランジスタ５５のベース回路を介して微少電流とし
て流れ、電圧ＶＣが低下することを補正するために設け
られる。トランジスタ５５は、この微少電流を増幅し
て、ホトカプラ５６に含まれるＬＥＤ５７を駆動する。
ＬＥＤ５７には、電流調整用の抵抗５８が直列に接続さ
れる。ホトカプラ５６には、硫化カドミウム（ＣｄＳ）
による光導電セル５９が含まれる。光導電セル５９の抵
抗値は、ＬＥＤ５７からの光出力に対応して減少する。
光導電セル５９には、Ｃ１で示されるコンデンサ６０が
直列に接続される。光導電セル５９およびコンデンサ６
０の直列回路は、双方向性３端子サイリスタ１３の両端
に接続される。コンデンサ６０の両端の電圧ＶＣ１は、
ホトカプラ６１に含まれるＬＥＤ６２および６３を介し
てシリコン双方向スイッチ（以下「ＳＢＳ」と略称す
る。）６４の一端に与えられる。ＳＢＳ６４の他端は、
双方向性３端子サイリスタ１３のゲートに接続される。
ＳＢＳ６４は、コンデンサ６０の両端の電圧ＶＣ１がタ
ーンオーバ電圧を超えると導通し、双方向性３端子サイ
リスタ１３をトリガする。ＳＢＳ６４が導通するとき、
逆並列接続されたＬＥＤ６２または６３のいずれか一方
が駆動され、ホトトランジスタ６５に光信号が与えられ
る。ホトトランジスタ６５のコレクタは、抵抗６６を介
して直流電源の＋側に接続されており、光信号が与えら
れないときハイレベル、光信号が与えられたときローレ
ベルの出力となる。この出力は、反転回路３２によって
検出される。

【００２１】図８、図９および図１０は、図７図示の動
作を説明するための波形図である。図８は、入力信号Ｖ
１の表す位相角が、位相制御回路５１の制御する位相角
に等しいときの動作波形である。（１）は交流電源の出
力電圧Ｖｉを示し、（２）はゼロクロス点に対応する電
源同期信号Ｖｄを示す。（３）は、コンデンサ６０の両
端電圧ＶＣ１を示す。コンデンサ６０の両端電圧ＶＣ１
がＳＢＳ６４のターンオーバ電圧を超えるとＳＢＳ６４
が導通し、コンデンサ６０の電荷は放電される。このＳ
ＢＳ６４の導通状態に対応して、（４）に示すように双
方向性３端子サイリスタ１３が導通し、ランプ１２の両
端に電圧ＶＬが印加される。

【００２２】図９は、入力電圧Ｖ１によって示される位
相角が、位相制御回路５１によって制御されている位相
角よりも小さくなるように変化したときの動作を示す。
（３）で示すＶ０の波形が図４とは異なるけれども、Ｖ
０の立下がりでフリップフロップ３３がトリガされるの
は同様であるので、図４と同様の動作を行う。すなわ
ち、（５）に示すＤＯＷＮ側のＡＮＤゲート３６の出力
電圧がハイレベルのときにのみ、コンデンサ３９がＣ×
Ｒ２の時定数に従って放電され、電圧ＶＣが低下する。
これにしたがって、ＬＥＤ５７の電流が低下し、光導電
セル５９の抵抗値が増加し、コンデンサ６０の両端電圧
ＶＣ１の増加も小さくなる。これによって、ＳＢＳ６４
が導通するタイミングが遅れ、（３）に示すＶ０がロー
レベルに変化するタイミングも遅れて、（２）に示す入
力信号Ｖ１の立下がりに近づく。

【００２３】図１０は、入力信号Ｖ１によって表される
位相角が位相制御回路５１が制御している位相角よりも
大きく変化するときの動作を示す。図５と同様に、入力
電圧に追随して、位相角が増加する。すなわち、コンデ
ンサ３９の両端電圧ＶＣは、Ｃ×Ｒ１の時定数で充電さ
れて上昇し、光導電セル５９の抵抗値が低下し、コンデ
ンサ６０の両端電圧ＶＣ１の電圧上昇が大きくなる。

【００２４】図１１は、本発明のさらに他の実施例の電
気的構成を示すブロック図である。注目すべきは、２つ
の照明負荷を同一の電源同期信号によって個別的に調光
制御することができることである。照明負荷回路は、交
流電源１１とランプ１２およびこれらと閉ループを構成
する逆並列接続されるサイリスタ７１，７２によって構
成される。位相制御するための入力信号は、ＣＮＴ−Ａ
およびＣＮＴ−Ｂ端子に与えられる。これらの入力端子
は、抵抗１０１，２０１によってそれぞれプルアップさ
れており、反転回路１０２，２０２の入力にそれぞれ与
えられる。前述の実施例に対応する部分には、下位２桁
に同一の参照符を付す。ＡＮＤゲート１３５，１３６；
２３５，２３６の出力によって制御されるスイッチに
は、アナログゲート１３８，１４０；２３８，２４０を
用いる。光導電セル１５９，２５９には、並列に抵抗１
０３，２０３が接続されて、抵抗値の変化を補償する。
コンデンサ１６０，２６０の放電は、ブリッジ回路１０
４，２０４および抵抗１０５，１０６；２０５，２０６
によって交流電源電圧が逆極性に変化するときに迅速に
行われる。このコンデンサ１６０，２６０に与える電圧
は、ブリッジ回路１０７，２０７を介して接続される定
電圧ダイオード１０８，２０８によって安定化される。
位相制御は、ホトカプラ１１１，１１６；２１１，２１
６を介して行われる。各ホトカプラ１１１，１１６；２
１１，２１６には、光サイリスタ１１３，１１８；２１
３，２１８が含まれる。

【００２５】以上の各実施例においては、入力信号が、
そのローレベルの期間で位相角を表すようにされている
けれども、調光レベルを表す信号が与えられてもよいこ
とは勿論である。たとえば、０〜１０Ｖの調光レベルを
表す信号が与えられたときには、位相角を表す信号に変
換してからズレ検出回路２３に与えることによって、、
上述の実施例と同様の効果を奏することができるのは勿
論である。また、デジタル信号として与えられ、演算処
理によって、交流電源の半周期毎に位相角を変化するよ
うにしてもよいことは勿論である。

【００２６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力信号
の表す位相角が変化してから、交流電源の半周期毎に位
相角が変化して追随するので、照明負荷の明るさを円滑
に変化することができる。

【００２７】また、入力信号にノイズなどが混入したと
きにおいても、照明負荷の明るさの変化は即応しないの
で、調光装置としての誤動作を少なくすることができ
る。

【００２８】さらに、白熱灯などの照明負荷を、消灯状
態から点灯状態とするときに、電気抵抗値の低い低温状
態では位相角が小さいので、白熱灯へのラッシュ電流を
減少させることができる。これによって、白熱灯などの
寿命を延ばし、ラッシュ電流による雑音発生などを防止
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の基本的構成を示すブロック
図である。

【図２】図１図示の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図３】図１図示の動作を説明するための波形図であ
る。

【図４】図１図示の実施例の動作を説明するための波形
図である。

【図５】図１図示の実施例の動作を説明するための波形
図である。

【図６】本発明の他の実施例の基本的構成を示すブロッ
ク図である。

【図７】図６図示の実施例の電気的構成を示すブロック
図である。

【図８】図６図示の動作を説明するための波形図であ
る。

【図９】図６図示の実施例の動作を説明するための波形
図である。

【図１０】図６図示の実施例の動作を説明するための波
形図である。

【図１１】本発明のさらに他の実施例の電気的構成を示
すブロック図である。

【図１２】従来からの調光装置の電気的構成を示すブロ
ック図である。

【図１３】図１２の構成の動作を説明するための波形図
である。

【符号の説明】

１１交流電源１２ランプ１３双方向性３端子サイリスタ２１，５１位相制御回路２２，５２位相検出回路２３ズレ検出回路２４遅延回路７１，７２サイリスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と照明負荷とスイッチング素子
とは閉ループを形成しており、入力信号の表す位相角に
対応するスイッチング素子のスイッチング動作によって
照明負荷へ供給する電力が制御される調光装置におい
て、スイッチング素子を交流電源の半周期毎に、与えられる
位相角に対応して導通するように制御する制御手段と、制御手段によってスイッチング素子が制御されている位
相角を検出する検出手段と、入力信号および検出手段からの出力に応答し、入力信号
の表す位相角と制御手段によって制御されている位相角
との差を検出し、制御手段が制御する位相角を、検出さ
れた位相角の差に対応して、交流電源の半周期毎に変化
させ、入力信号の表す位相角に追随させる手段とを含む
ことを特徴とする調光装置。