JPH0538153A

JPH0538153A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0538153A
Application number: JP3186250A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1991-07-25
Publication date: 1993-02-12
Anticipated expiration: 2017-03-04
Also published as: JP3261706B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インピーダンス要素とインバータ要素及びスイ
ッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電して
入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置におい
て、制御される条件に関係なく、入力電流の休止期間を
少なくする。【構成】トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティを制御す
ることにより直流成分カット用のコンデンサＣ３の電圧
Ｖ３を下げる。又は、スイッチング周波数を制御するこ
とにより負荷Ｆの電圧Ｖ２の振幅を増大させる。あるい
は、回路の共振状態を強める。【効果】入力力率を高くし、入力電流Ｉｉｎの高調波成
分を少なくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２３は従来のインバータ装置（特願平
２−３２７３２１号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、インダクタＬ３とコンデンサＣ５よりなるフィル
ター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。全波
整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ２とＬ１
を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。平滑コ
ンデンサＣ１には、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路
が接続されている。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、そ
れぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。
トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点とインダクタＬ１，Ｌ
２の接続点の間には、コンデンサＣ３を介して放電灯Ｌ
ａが接続されている。放電灯Ｌａのフィラメントの非電
源側端子間には、コンデンサＣ２が並列接続されてい
る。

【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２とダイオードＤ１，Ｄ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｌａ
で構成されている。トランジスタＱ１，Ｑ２が高速度で
交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を
高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コ
ンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通
電経路を構成しており、また、インダクタＬ１との共振
用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ３は直流成分
カット用の結合コンデンサである。

【０００４】上記回路において、トランジスタＱ２がオ
ンすると、コンデンサＣ１からインダクタＬ１、コンデ
ンサＣ３、放電灯Ｌａ、トランジスタＱ２の経路で電流
が流れるが、負荷に流れる電流は部分的に整流器ＤＢか
らインダクタＬ２、コンデンサＣ３、放電灯Ｌａ、トラ
ンジスタＱ２の経路からも流れる。トランジスタＱ２が
オフすると、インバータの振動回路はダイオードＤ１を
オンさせて、閉ループを形成する。このとき、インダク
タＬ２に蓄えられたエネルギーは、コンデンサＣ３、放
電灯Ｌａ、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１へ放
出され、コンデンサＣ１が充電される。次に、トランジ
スタＱ１がオンすると、コンデンサＣ３からインダクタ
Ｌ１、トランジスタＱ１、放電灯Ｌａの経路で負荷には
上記とは逆向きに電流が流れるようになる。このとき、
インダクタＬ２に残ったエネルギーは、インダクタＬ１
を介してコンデンサＣ１へ放出され、さらにコンデンサ
Ｃ１を充電する。

【０００５】以上の過程は交流電源Ｖｓの商用周期の全
区間にわたって繰り返されるので、入力電流が常に流れ
ることになる。したがって、入力力率が高くなる。ま
た、適当なフィルター回路を入力側に付加し、高周波成
分を除去した入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦
波に近い波形とすることができる。また、この回路で
は、整流器ＤＢからインダクタＬ２を介して直接的に負
荷に電流を流しているので、回路の総合効率が高くな
り、比較的小型で小容量のインバータ装置には適した回
路方式であった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、入
力電圧Ｖｉｎが負荷電圧に比べてかなり高い場合や、負
荷の抵抗値が極端に小さい場合（軽負荷時）や、インバ
ータの共振状態が弱い場合などのように、或る条件の下
では、入力電流Ｉｉｎの波形に、図２４に示すように休
止期間Ｔが生じる。このため、回路構成は簡単で高効率
のインバータであるが、上述のような或る条件の下で
は、入力力率の改善や、入力電流高調波の低減には限界
があり、さらに改善の余地があった。また、このことか
ら、出力制御を行うと、上記の条件に該当する場合があ
り、入力力率を高く、入力電流の高調波成分を低く維持
しつつ、出力制御を行うことが困難であった。

【０００７】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータの振動
要素及びスイッチング素子を介して交流電源から入力電
流を通電して入力力率を改善する回路を設けたインバー
タ装置において、制御される条件に関係なく、入力電流
の休止期間を少なくすると共に、入力電流の高調波成分
を低減させることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢ
の直流出力端子にダイオードＤ３を介して接続される平
滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端に直列
的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２の
トランジスタＱ１，Ｑ２と、第１及び第２のトランジス
タＱ１，Ｑ２の逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２と、全波整
流器ＤＢの直流出力端子とダイオードＤ３の接続点に一
端を接続されたインピーダンス要素（インダクタＬ２）
と、第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と
前記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１
のインバータ要素（負荷ＦとコンデンサＣ２，Ｃ３）
と、前記ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１の接続点
と前記インピーダンス要素の他端との間に接続された第
２のインバータ要素（インダクタＬ１）とを備えるイン
バータ装置において、第１及び第２のトランジスタＱ
１，Ｑ２のデューティ又はスイッチング周波数を制御す
ることにより交流電源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎの休止
期間を短縮するための制御手段を備えることを特徴とす
るものである。

【０００９】

【作用】以下、本発明の作用を図１に基づいて説明す
る。図１の回路は、図２３に示した従来例の回路と実質
的には同じであり、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間
のフィルター回路の構成を変更した点と、負荷Ｆを放電
灯Ｌａに限定していない点が異なるのみである。図に示
すように、平滑コンデンサＣ１の電圧をＶ１、負荷Ｆの
両端に接続された共振コンデンサＣ２の電圧をＶ２、直
流成分カット用のコンデンサＣ３の電圧をＶ３、インダ
クタＬ２の電圧をＶ４とする。また、交流電源Ｖｓから
の入力電圧をＶｉｎ、入力電流をＩｉｎとし、全波整流
器ＤＢの出力電流をＩｄとする。

【００１０】本発明者の研究によれば、交流電源Ｖｓか
らの入力電流Ｉｉｎの休止の原因は、交流電源Ｖｓの電
圧Ｖｉｎとインバータ要素の電圧Ｖ（＝Ｖ３＋Ｖ２）と
の大小関係にあることが判明した。入力電流Ｉｉｎが休
止するときの各部の波形は、図２に示すようになってい
た。各部の電圧波形の関係から、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝Ｖ
３＋Ｖ２）のとき、入力電流Ｉｉｎが流れることが分か
った。厳密には、上式の関係を満足し、且つトランジス
タＱ２がオンしたときに、電流Ｉｄが流れることになる
ものであるが、スイッチング周期内で電圧Ｖが極小にな
るのと、トランジスタＱ２のオン期間とは位相がほぼ一
致しており、実際には上式の条件を満足すれば、入力電
流が流れる。図２に示す関係のときには、Ｖｉｎ≒０Ｖ
の期間Ｔでは、｜Ｖｉｎ｜が小さくて、入力電流Ｉｉｎ
が流れない。ここで、常に入力電流Ｉｉｎが流れるよう
にするためには、Ｖｉｎ≒０Ｖの期間Ｔにおいても｜Ｖ
ｉｎ｜＞Ｖとなる期間が存在するようにすれば良いこと
が分かる。

【００１１】それには図３に示すような電圧関係にあれ
ば良い。この図３では、Ｖｉｎ≒０Ｖの付近でも、イン
バータのスイッチングの一周期内で必ず｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ
となる期間が生じるので、入力電流Ｉｉｎの休止期間が
無くなり、高入力力率で、入力電流の高調波成分が少な
くなる。このような電圧関係にする、或るいは近付ける
ための手段としては、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を下
げるか、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の振幅を大きくす
ることが考えられる。を実現するための手段として
は、下側のトランジスタＱ２のデューティ比を大きくす
ることが有効であり、を実現するための手段として
は、スイッチング周波数を回路の共振周波数に近付ける
ことが有効である。したがって、これらの手段を講じる
ことにより、従来例の問題点は解決できる。

【００１２】

【実施例】図４は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。本回路は、図１に示す本発明の基本構成に、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のデューティ制御機能を持つデューテ
ィ制御回路Ｋ１を付加したものである。デューティ制御
回路Ｋ１の各出力端子ａ，ｂ，ｃは、トランジスタＱ
１，Ｑ２の制御用端子ａ，ｂ，ｃにそれぞれ接続されて
おり、トランジスタＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせ
るものである。

【００１３】図５及び図６は本実施例の動作波形図であ
る。デューティ制御前は図５に示すように、Ｖｉｎ≒０
Ｖ付近の期間Ｔで｜Ｖｉｎ｜＜Ｖとなるため、入力電流
に休止が生じる。そこで、デューティ制御回路Ｋ１によ
り、トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティ比を変えて、
下側のトランジスタＱ２のオン時間を短くすると、イン
バータ要素における直流成分カット用のコンデンサＣ３
の電圧Ｖ３が下がる。このため、図６に示すように、Ｖ
（＝Ｖ２＋Ｖ３）は図５のデューティ制御前に比べて下
へシフトし、Ｖｉｎ≒０Ｖでも｜Ｖｉｎ｜＞Ｖとなる期
間が存在することになる。したがって、入力電流の休止
が無くなり、入力電流波形は正弦波に近い波形となる。
よって、従来例に比べて入力力率がより高くなり、入力
電流の高調波成分がより少なくなる。

【００１４】上述の制御を実際に行うためには、｜Ｖｉ
ｎ｜とＶを検出しておく必要がある。例えば、図７の回
路図に示すように、端子ｄに接続された検出回路Ｊ１に
よりＶ（＝Ｖ２＋Ｖ３）を検出し、端子ｅに接続された
検出回路Ｊ２により｜Ｖｉｎ｜を検出し、それらを比較
して、デューティ比を変える必要があるかどうかをデュ
ーティ制御回路Ｋ１で判断しなければならない。しかし
ながら、本発明は｜Ｖｉｎ｜やＶの検出手段を特定する
ものではなく、本発明の要点は、直流成分カット用のコ
ンデンサＣ３の電圧Ｖ３を制御して、入力電流の休止を
無くすということにある。

【００１５】図８は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。本回路は図４の実施例のデューティ制御回路Ｋ１の
代わりに周波数制御回路Ｋ２を付加したものである。
今、スイッチング周波数が回路の共振周波数よりもかな
り高いとすると、共振用のコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の
振幅は小さく、図９に示すように、Ｖｉｎ≒０Ｖ付近の
期間Ｔで｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ（＝Ｖ２＋Ｖ３）となるため、
入力電流に休止が生じる。そこで、周波数制御回路Ｋ２
によりスイッチング周波数を下げて、回路の共振周波数
に近づけると、図１０に示すように発振が強まるので、
共振用のコンデンサＣ２の電圧Ｖ２の振幅が大きくな
る。これによって、Ｖｉｎ≒０Ｖでも｜Ｖｉｎ｜＞Ｖと
なる期間が存在することになる。したがって、入力電流
の休止が無くなり、入力電流波形は正弦波に近い波形と
なる。よって、従来例に比べて入力力率がより高く、入
力電流の高調波成分がより少なくなる。

【００１６】上に述べたのは、スイッチング周波数が共
振周波数よりも高くて、入力電流に休止が生じる場合の
制御方法である。逆に、スイッチング周波数が共振周波
数より低くて、入力電流に休止が生じる場合には、スイ
ッチング周波数を上げることにより、共振周波数に近付
ければ良い。

【００１７】図１１は本発明の第３の実施例の回路図で
ある。本実施例においては、スイッチング素子としてＭ
ＯＳＦＥＴを使用している。ダイオードＤ１，Ｄ２は、
ＭＯＳＦＥＴ内の寄生ダイオードで代用できるので、省
略可能である。なお、スイッチング素子は、バイポーラ
トランジスタやＭＯＳＦＥＴに限られるものではなく、
静電誘導サイリスタであっても良いし、その他の半導体
素子であっても良い。

【００１８】本回路では、図４の実施例において、負荷
ＦとコンデンサＣ２の並列回路とインダクタＬ１の配置
を入れ換えると共に、インダクタＬ２に代えてコンデン
サＣ４を接続した構成を有している。図に示すように、
コンデンサＣ４の電圧をＶｃ、インダクタＬ１の電圧を
Ｖ５、ダイオードＤ２の電圧をＶｄとする。この回路構
成において、入力電流が流れる条件は、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ
（＝Ｖｃ＋Ｖ３＋Ｖ５）で、且つトランジスタＱ２がオ
ンしていることである。各部の波形は図１２に示すよう
になる。また、インダクタＬ１の電圧Ｖ５の波形とトラ
ンジスタＱ２のオン・オフの関係は、図１３に示すよう
になっており、インダクタＬ１の電圧Ｖ５の値が大きく
なる期間Ｔ１でトランジスタＱ２がオンとなり、小さく
なる期間Ｔ２でトランジスタＱ２がオフとなる。期間Ｔ
１とＴ２におけるインダクタＬ１の電圧Ｖ５の変化に比
べて、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３やコンデンサＣ４の電
圧Ｖｃの変化は小さく、電圧Ｖ（＝Ｖｃ＋Ｖ３＋Ｖ５）
の期間Ｔ１での降下と期間Ｔ２での上昇はほぼ電圧Ｖ５
と同じである。したがって、期間Ｔ１での電圧Ｖ５の降
下度合いが大きいほど、上記の条件｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝
Ｖｃ＋Ｖ３＋Ｖ５）を満たしやすくなり、入力電流も流
れやすくなる。ここで、インダクタＬ１の電圧Ｖ５の変
化は、共振系の発振状態に密接に関係しており、スイッ
チング周波数が共振周波数に近いほど、インダクタＬ１
の電圧Ｖ５の変化が大きい。これは、インダクタＬ１と
コンデンサＣ２が直列共振系を構成しているので、共振
周波数の近くでは、回路電流ｉが大きくなるからであ
る。インダクタＬ１の電圧Ｖ５は、その変化率ｄｉ／ｄ
ｔに比例するので、回路電流ｉが大きくなると、インダ
クタＬ１の電圧Ｖ５の変化も大きくなる。

【００１９】上記のことから、本回路では、周波数制御
機能を有する周波数制御回路Ｋ２を付加し、入力電流に
休止が生じるようなときには、第２の実施例で述べた周
波数制御を行うことにより、スイッチング周波数を共振
周波数に近づけるように制御し、インダクタＬ１の電圧
Ｖ５の降下を大きくすることにより、上記の条件｜Ｖｉ
ｎ｜＞Ｖ（＝Ｖｃ＋Ｖ３＋Ｖ５）を満足させるものであ
る。これにより、入力電流Ｉｉｎの休止は無くなり、入
力力率を高く、入力電流の高調波を少なくすることがで
きる。

【００２０】図１４は本発明の第４の実施例の回路図で
ある。本回路では、図１１に示した実施例において、コ
ンデンサＣ４に対して直列的にインダクタＬ２を接続し
た構成を有している。この回路構成において、入力電流
が流れるための条件は、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝Ｖｃ＋Ｖ４
＋Ｖ３＋Ｖ５）で、且つトランジスタＱ２がオンしてい
ることである。図１１に示した実施例と比べると、イン
ダクタＬ２の電圧Ｖ４が条件式に加わった点が異なる。
しかしながら、上記の条件式の中で最も変化の大きいも
のはインダクタＬ１の電圧Ｖ５である。したがって、図
１１に示した実施例と同様に、スイッチング周波数を共
振系の共振周波数に近づけるように制御すれば、トラン
ジスタＱ２のオン時の電圧Ｖ（＝Ｖｃ＋Ｖ４＋Ｖ３＋Ｖ
５）の降下が大きくなり、上記の条件式を満足するよう
になる。これによって、入力電流Ｉｉｎの休止は無くな
り、入力力率を高く、入力電流の高調波を少なくするこ
とができる。

【００２１】図１４に示した回路の一変形例を図１５に
示す。本回路では、図１４の回路において、インダクタ
Ｌ２に直列のコンデンサＣ４を除去した構成を有してい
る。この回路構成でも、入力電流Ｉｉｎに休止を生じる
原因は同じである。ただし、インピーダンス素子がイン
ダクタＬ２のみなので、電流が反転しないため、ダイオ
ードＤ３は省略しても良い。この回路構成でも、スイッ
チング周波数を共振系の共振周波数に近づけるように制
御すれば、入力電流Ｉｉｎの休止は無くなり、入力力率
を高く、入力電流の高調波を少なくすることができる。

【００２２】図１６は本発明の第５の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、負荷ＦとコンデンサＣ２の並列回路をコンデンサＣ
３に代えてインダクタＬ１と直列に接続したものであ
る。この回路において、入力電流が流れるための条件
は、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ３＋Ｖ４で、且つトランジスタＱ２
がオンしているときである。ここで、インダクタＬ２の
電圧Ｖ４は比較的小さく、影響は少ない。したがって、
コンデンサＣ３の電圧Ｖ３を下げれば、上記の条件式を
満たすことができる。そのための手段としては、トラン
ジスタＱ２のオン・デューティを小さくすることが有効
である。そこで、この実施例では、デューティ制御機能
を持つデューティ制御回路Ｋ１を付加しており、入力電
流に休止が生じる場合には、トランジスタＱ２のオン・
デューティを小さくする。すると、コンデンサＣ３の電
圧Ｖ３が下がり、上記の条件式｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ３＋Ｖ４
を満たすことになり、したがって、入力電流の休止が減
り、入力電流波形は正弦波に近づく。これによって、入
力力率を高く、入力電流の高調波成分を小さくすること
ができる。

【００２３】図１７は本発明の第６の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、コンデンサＣ３とインダクタＬ１の接続箇所を入れ
換えたものである。この回路において、入力電流が流れ
るための条件は、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ４＋Ｖ５＋Ｖ２で、且
つトランジスタＱ２がオンしているときである。ここで
も、インダクタＬ２の電圧Ｖ４の影響は少なく、実質的
にはＶ５＋Ｖ２の大きさについて検討すれば良い。トラ
ンジスタＱ２がオンしているとき、Ｖ５＋Ｖ２≒Ｖ１−
Ｖ３となっており、Ｖ１とＶ３はほぼ一定の電圧を保つ
ので、Ｖ５＋Ｖ２もほぼ一定の電圧となっている。した
がって、Ｖ５＋Ｖ２を下げるには、コンデンサＣ３の電
圧Ｖ３を上げるように制御すれば良い。そのための手段
としては、トランジスタＱ２のオン・デューティを大き
くすることが有効である。そこで、この実施例では、デ
ューティ制御機能を持つデューティ制御回路Ｋ１を付加
しており、入力電流に休止が生じる場合には、トランジ
スタＱ２のオン・デューティを大きくする。すると、コ
ンデンサＣ３の電圧Ｖ３が上がり、上記の条件式｜Ｖｉ
ｎ｜＞Ｖ４＋Ｖ５＋Ｖ２を満たすことになり、したがっ
て、入力電流の休止が減り、入力電流波形は正弦波に近
づく。これによって、入力力率を高く、入力電流の高調
波成分を小さくすることができる。

【００２４】図１８は本発明の第７の実施例の回路図で
ある。本回路では、図１１の回路において、コンデンサ
Ｃ３をインダクタＬ１に代えて負荷ＦとコンデンサＣ２
の並列回路に直列に接続した構成としている。この回路
において、入力電流が流れるための条件は、｜Ｖｉｎ｜
＞Ｖｃ＋Ｖ５で、且つトランジスタＱ２がオンしている
ときである。これは、図１１の回路において、入力電流
が流れるための条件式｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ（＝Ｖｃ＋Ｖ３＋
Ｖ５）の右辺からコンデンサＣ３の電圧Ｖ３が除去され
たものとなっている。コンデンサＣ３の電圧Ｖ３はほぼ
一定の電圧であるので、この電圧Ｖ３が除去された本実
施例の条件式を満足するには、トランジスタＱ２のオン
期間におけるインダクタＬ１の電圧Ｖ５の変化が大きく
なるようにすれば良い。そこで、この実施例では、周波
数制御機能を持つ周波数制御回路Ｋ２を付加しており、
入力電流に休止が生じる場合には、スイッチング周波数
を共振周波数に近づけることで、インダクタＬ１の電圧
Ｖ５の変化が大きくなり、上記の条件式｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ
ｃ＋Ｖ５を満足するようになる。したがって、入力電流
の休止が減り、入力電流波形は正弦波に近づく。これに
よって、入力力率を高く、入力電流の高調波成分を小さ
くすることができる。

【００２５】図１８に示した回路の変形例を図１９と図
２０に示す。図１９の回路では、図１８の回路におい
て、コンデンサＣ４に直列にインダクタＬ２を挿入した
構成を有している。また、図２０の回路では、図１８の
回路において、コンデンサＣ４に代えてインダクタＬ２
を接続している。これらの回路構成でも、周波数制御機
能を有する周波数制御回路Ｋ２をそれぞれ付加し、入力
電流に休止が生じる場合には、スイッチング周波数を共
振周波数に近づけることで、インダクタＬ１の電圧Ｖ５
の変化が大きくなり、入力電流の休止が減り、入力電流
波形は正弦波に近づく。これによって、入力力率を高
く、入力電流の高調波成分を小さくすることができる。

【００２６】図２１は本発明の第８の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、負荷Ｆを放電灯ＦＬとしている。ここで、入力電圧
ＶｉｎがＡＣ２００Ｖとすると、コンデンサＣ１の電圧
Ｖ１は約２８２Ｖとなる。トランジスタＱ１，Ｑ２のデ
ューティが５０％とすると、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３
は約１４１Ｖとなる。今、負荷が低圧放電灯ＦＬで、低
ワットのものであるとすると、点灯時のランプ電圧が低
く、従って、負荷電圧Ｖ２の振幅が小さくなり、入力電
流が流れるための条件｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ３＋Ｖ２を満足し
ない期間が生じて、入力電流に休止が生じることにな
る。そこで、制御回路Ｋ３により、トランジスタＱ２の
オン時間を縮めるように制御すると、コンデンサＣ３の
電圧Ｖ３が下がり、従って、入力電流の休止期間が短く
なる。トランジスタＱ２のオン・デューティを適度に制
御すると、完全に入力電流の休止を無くすことが可能で
ある。また、放電灯ＦＬは一般に負性抵抗特性を持ち、
トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティ比をアンバランス
にすると、ランプ電流が減り、ランプ電圧が大きくな
る。これは、負荷電圧Ｖ２の振幅が大きくなることに相
当し、この点でも入力電流の休止を無くすことができ
る。以上により、インバータ式の放電灯点灯装置の入力
力率を高くし、入力電流の高調波成分を低減できる。

【００２７】図２２は本発明の第９の実施例の回路図で
ある。本回路では、図４に示した第１の実施例におい
て、負荷Ｆを抵抗ＲＬとしている。抵抗ＲＬは、例えば
白熱電球などに相当し、その場合には、白熱電球の高周
波点灯装置が構成される。この点灯装置では、デューテ
ィ制御機能と周波数制御機能を有する制御回路Ｋ３を設
けて、スイッチング周波数を変化させることにより、光
出力を制御することができる。光出力を絞る場合には、
スイッチング周波数を共振周波数から遠ざける。する
と、発振が弱まり、負荷電圧Ｖ２の振幅が小さくなる。
このとき、入力電流Ｉｉｎに休止が生じる。そこで、デ
ューティ比をアンバランスにして、トランジスタＱ２の
オン・デューティ比が大きくなるように制御すると、コ
ンデンサＣ３の電圧Ｖ３が低下し、入力電流Ｉｉｎの休
止が無くなる。したがって、入力力率が高く、入力電流
の高調波成分が少ない点灯装置を実現できる。図２２の
点灯装置では、スイッチング周波数を回路の共振周波数
よりも高く設定し、出力制御を行うときには、スイッチ
ング周波数を高くして、光出力を絞るものであるが、こ
のとき、同時にトランジスタＱ２のオン・デューティ比
が大きくなるように制御することで、入力力率を常に高
く保ち、入力電流の高調波成分を常に小さく保ったまま
で、光出力を制御することが可能となる。

【００２８】以上に述べた例では、整流器ＤＢの出力端
に接続された素子の電圧よりも入力電圧｜Ｖｉｎ｜の方
が高ければ、入力電流Ｉｉｎが流れるという点に着目
し、コンデンサＣ３の電圧Ｖ３や負荷の電圧Ｖ２を制御
するというものであった。しかしながら、実際には、実
施例の説明で述べたような電圧関係を満足しさえすれ
ば、入力電流の休止は必ず無くなるので、その電圧関係
を実現する手段はデューティ制御や周波数制御に限られ
るものではなく、例えば、以下に示すような方法も採用
できる。

【００２９】（ａ）インバータ要素やインピーダンス要
素のインピーダンス値を変化させることにより、共振系
の発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づ
くように制御する方法。このように各要素のインピーダ
ンス値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係
を満足させることが可能である。

【００３０】（ｂ）負荷を重くする方法。つまり、負荷
のインピーダンス値を変化させることにより、共振系の
発振状態を変化させて、結果として、共振状態に近づく
ように制御する方法。このように負荷のインピーダンス
値を変化させれば、実施例で述べたような電圧関係を満
足させることが可能である。

【００３１】なお、上記の（ａ），（ｂ）の制御を行う
ための具体的な回路例については特に図示しないが、例
えば、インピーダンス素子を両方向性スイッチにより入
切する手段などを用いれば、確実に実現できることは明
らかである。

【００３２】

【発明の効果】本発明では、交流電源を全波整流し、ダ
イオードを介して平滑コンデンサに得られた直流電圧
を、逆並列ダイオードを備える第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路でスイッチングし、第１及び第２の
スイッチング素子の接続点から第１のインバータ要素を
介して、全波整流器の直流出力端子とダイオードの接続
点にインピーダンス要素を接続すると共に、前記ダイオ
ードと平滑コンデンサの接続点に第２のインバータ要素
を接続したインバータ装置において、第１及び第２のス
イッチング素子のデューティ又はスイッチング周波数を
制御したり、インピーダンス要素又はインバータ要素又
は負荷のインピーダンス値を変化させて交流電源からの
入力電流の休止期間を短縮するための制御手段を備える
ものであるから、入力力率を高くし、入力電流の高調波
成分を低くすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明のデューティ制御前の動作を示す波形図
である。

【図３】本発明のデューティ制御後の動作を示す波形図
である。

【図４】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図５】本発明の第１の実施例のデューティ制御前の動
作を示す波形図である。

【図６】本発明の第１の実施例のデューティ制御後の動
作を示す波形図である。

【図７】本発明の第１の実施例に検出回路を付加した回
路図である。

【図８】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図９】本発明の第２の実施例の周波数制御前の動作を
示す波形図である。

【図１０】本発明の第２の実施例の周波数制御後の動作
を示す波形図である。

【図１１】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第３の実施例の全体的な動作を示す
波形図である。

【図１３】本発明の第３の実施例の要部の動作を示す波
形図である。

【図１４】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第４の実施例の一変形例の回路図で
ある。

【図１６】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第６の実施例の回路図である。

【図１８】本発明の第７の実施例の回路図である。

【図１９】本発明の第７の実施例の一変形例の回路図で
ある。

【図２０】本発明の第７の実施例の他の変形例の回路図
である。

【図２１】本発明の第８の実施例の回路図である。

【図２２】本発明の第９の実施例の回路図である。

【図２３】従来例の回路図である。

【図２４】従来例の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ダイオードＣ１，Ｃ２，Ｃ３コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６コンデンサＱ１，Ｑ２トランジスタＬ１，Ｌ２インダクタＬ３トランスＶｓ交流電源ＤＢ全波整流器Ｆ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインピーダンス
要素と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１の
インバータ要素と、前記ダイオードと平滑コンデンサの
接続点と前記インピーダンス要素の他端との間に接続さ
れた第２のインバータ要素とを備えるインバータ装置に
おいて、第１及び第２のスイッチング素子のデューティ
又はスイッチング周波数を制御して交流電源からの入力
電流の休止期間を短縮するための制御手段を備えること
を特徴とするインバータ装置。
【請求項２】第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、第２のインバータ要素は共
振用のインダクタより成り、インピーダンス要素はイン
ダクタ又はインダクタとコンデンサの直列回路より成る
請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】第１のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に共振用のインダクタを直列接
続して構成され、第２のインバータ要素は直流成分カッ
ト用のコンデンサより成り、インピーダンス要素はイン
ダクタより成る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】第１のインバータ要素は直流成分カッ
ト用のコンデンサより成り、第２のインバータ要素は負
荷と共振用のコンデンサの並列回路に共振用のインダク
タを直列接続して構成され、インピーダンス要素はイン
ダクタより成る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項５】第１のインバータ要素は直流成分カッ
ト用のコンデンサと共振用のインダクタの直列回路より
成り、第２のインバータ要素は負荷と共振用のコンデン
サの並列回路より成り、インピーダンス要素はインダク
タ又はコンデンサ又はインダクタとコンデンサの直列回
路より成る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項６】第１のインバータ要素は共振用のイン
ダクタより成り、第２のインバータ要素は負荷と共振用
のコンデンサの並列回路に直流成分カット用のコンデン
サを直列接続して構成され、インピーダンス要素はイン
ダクタ又はコンデンサ又はインダクタとコンデンサの直
列回路より成る請求項１記載のインバータ装置。
【請求項７】第１及び第２のスイッチング素子のデ
ューティを制御して、第１又は第２のインバータ要素に
含まれる直流成分カット用のコンデンサの電圧を下げる
ことにより、交流電源からの入力電流の休止期間を短縮
するための制御手段を有することを特徴とする請求項１
乃至６のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項８】第１及び第２のスイッチング素子のス
イッチング周波数を制御して、第１又は第２のインバー
タ要素に含まれる負荷の電圧振幅を増大させることによ
り、交流電源からの入力電流の休止期間を短縮するため
の制御手段を有することを特徴とする請求項１乃至６の
いずれかに記載のインバータ装置。
【請求項９】交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素
子の逆並列ダイオードと、全波整流器の直流出力端子と
ダイオードの接続点に一端を接続されたインピーダンス
要素と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記インピーダンス要素の他端との間に接続された第１の
インバータ要素と、前記ダイオードと平滑コンデンサの
接続点と前記インピーダンス要素の他端との間に接続さ
れた第２のインバータ要素とを備えるインバータ装置に
おいて、インピーダンス要素又はインバータ要素又は負
荷のインピーダンス値を変化させて交流電源からの入力
電流の休止期間を短縮するための制御手段を備えること
を特徴とするインバータ装置。